JPH0421387A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は回転検出器を用いることなく、誘導電動機を安
定に制御することが可能な誘導電動機の制御装置に関す
る。

（従来の技術） 電力変換装置で誘導電動機（以下単に電動機と称する）
を可変速駆動する制御装置は広い分野で用いられており
、電力変換装置および制御方式には種々のものが採用さ
れている。現在行われている代表的な制御方式としてＶ
／Ｆ制御とベクトル制御があげられる。ベクトル制御は
高速で安定な制御を実現することができ、性能の要求さ
れる用途に使われている。Ｖ／Ｆ制御は性能的にはベク
トル制御に劣るが、電動機に回転検出器を取り付ける必
要がなく、安価に装置が実現できること、−台の電力変
換装置で複数の電動機を並列運転することが可能である
こと等の利点もあるため、広い用途で使われている。

最近、この両制御方式の中間的な制御方式として速度セ
ンサレスベクトル制御と呼ばれる制御が盛んに開発され
ている。これは速度検出器を用いずにベクトル制御並の
高速で安定な制御を実現しようとするものであり、種々
の方式が提案されている。その１つの制御方式に第３図
に構成を示す特開昭６４−８８９６号公報に記載されて
いる方式がある。この方式を図面を参照しながら以下に
説明する。

第３図において、ＰＷＭインバータ１から供給される誘
導電動機２の１次電流は、３相−２相変換器３で２相量
ｉ　、ｉ　に変換される。また、ｙ この量はベクトル回転器４により、回転座標量ｌａ、１
．に座標変換される。このときｄ軸すなわち磁束軸は、
すべり角速度演算器５で演算されたすべり角速度ω８＊
と速度演算器６で演算された電動機２の速度推定値ω　
とを加算器７て加算「 して磁束角周波数ω　を求め、そのω　を積分器８で積
分して得られた位相θ　により決定される。

すなわち座標変換は次式により行われる。

このように１次電流をｉ　、ｉ　に分離すれば、ｑ ｉ、は磁束を作る成分（励磁電流）となり、１９はトル
クを作る成分（トルク電流）となるのは良く知られてい
る。励磁電流指令ｉ　＊は磁束指令演算器９の出力とし
て得られる。磁束一定制御の場合は演算器９は一定のｉ
　＊を与え、また高速領域で速度に依存して弱め界磁制
御を行う場合は演算器９は速度上昇につれて減少するｉ
　＊を与える。励磁電流指令ｉ　ネは、ベクトル回転器
４により１次電流から変換されたｉ、と加算点１゜で比
較され、その偏差が増幅器１１により増幅され、電動機
１次電圧指令のｄ軸成分ｖｄ′が得られる。

次に速度演算器６で演算された速度ω　は加算＊ 点１２で速度指令値ω　　と比較され、増幅器１３によ
り偏差が増幅されてトルク電流指令ｌ、　を出力する。

このｉ　＊はベクトル回転器・　　＊ ４により作られたｉ　と加算点１４で比較され、この偏
差が増幅器１５で増幅され、１次電圧指令のｑ軸成分ｖ
１本となる。

固定子座標量に変換された１次電圧指令ｖｘ′ｖ、＊は
パルス発生回路１７でインバータパルスに変換され、こ
れをＰＷＭインバータ１に与えることにより、誘導電動
機２への給電が行われる。

第３図の構成における特徴は速度演算器６の出力を用い
ることにある。従来からの速度センサ付きベクトル制御
における速度センサからの検出速度の代わりに、この速
度演算器６の出力を用いた構成である。速度演算器６で
演算される速度ω。

の精度で第３図の制御性能は決定される。

速度演算器６は電動機１次電圧を変成器６１を介して３
相量として検出し、３相−２相変換器６２で２相量ｖ　
　、ｖ　　に変換されて誘起電圧演ｙ 算回路６３に与えられる。また２相量に変換された１次
電流ｉ　、ｉ　も誘起電圧演算回路６３にｙ 与えられる。誘起電圧演算回路６３では次式の演算によ
り１次電圧から電動機のインピーダンス降下を引いて誘
起電圧ｅ　　、ｅ　　を演算する。

ｙ Ｒ１：電動機の１次抵抗 Ｌ　：電動機のもれインダクタンス ｐ　：時間微分演算子（ｄ／ｄ　ｔ） 上式の誘起電圧はベクトル回転器６４（こお（為で、磁
束の位相θ　を用いてｄＱ座標量ｅ、ｅ　　！こ。　　
　　　　　　　　ｄＱ 変換される。すなわちベクトル回転器６４でζは次の演
算を行う。

ｄ紬調起電圧ｅ　は極性回路６５でｑ紬調起電圧ｅ　の
極性に応じて極性反転され、増幅器６６で増幅されて第
１の速度演算値が得られる。他方ｑ紬調起電圧ｅ　は割
算器６７で磁束振幅指令Φ１で割算され、第２の速度演
算値が得られる。両速度演算値は加算器６８で加算され
、この加算結果が速度演算器６の速度演算出力ω、とな
る。

速度演算回路６の構成で重要な役割をしている要素は増
幅器６６である。誘起電圧は２次磁束の微分であり、２
次磁束の角周波数がω　であるときのｄｑ座標系におけ
る関係式は次式となる。

・・・（５） ｅｄ″″−′０Φｑ ｅ　就ω。Φｄ　　　　　　　　　　・・・（６）増幅
器６６はｄ紬調起電圧ｅ、を０にするように動作するも
のであり、検出されたｅ、がＯ５でなければ演算速度ω
　を増減し、ｅ、が０になるように周波数を変える。言
い替えれば、（５）式から明らかなように、ｅ、をＯに
することは磁束のｑ軸成分Φ　を０にすることであり、
磁束がｄ軸成分のみとするように作用するものである。

従って、ｄ軸が磁束軸と一致するように動作し、電動機
に供給される電流の励磁成分ｉ、とトルク成分ｉ。

との分離が行われ、ベクトル制御が実現される。

第３図の構成は速度演算器６の出力の代わりに実際の速
度を用いることによって、他の構成を変えることなく速
度センサ付きのベクトル制御を実現できることも長所の
−っである。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、第３図の構成では加速開始時等のトルク
電流が変化したときに安定性が低下する問題があった。

この原因を以下に説明する。

第３図の構成ではｄ紬調起電圧ｅｄを０にするようにｅ
、を増幅した信号を用いて速度演算器６から出力される
速度ω　を増減している。そして、この速度ω　にすべ
り角速度演算器５で演算されたすベリ角速度ω　を加算
した角周波数ω　を磁Ｓ　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　０束の角周波数としてｄｑ
座標との変換に用いている。このすべり加算した角周波
数を座標変換に用いることに安定性を低下させる原因が
ある。例えば、電動機のトルク電流がステップ的に増加
した場合、すべり角周波数ω　もステップ的に増加する
。速度センサ付きのベクトル制御ではこのすべり角周波
数を指令値を用いてすべり角周波数演算器５で演算し、
回転速度ω　に加算した角周波数を基準として制御を行
う必要がある。すなわち、供給されるｉ　に応じて電動
機内のすべり角周波数を予測演算し、制御回路内の磁束
軸を決めている。しかし、第３図の構成では、ｉ　の変
化によって電動機のすべり角周波数が変化したことによ
る現象は検出したｑ紬調起電圧ｅ　の変化として表れる
。その結果、速度演算器６の出力も増加するので、電動
機のすべり角周波数が増加したときは実際の速度が変わ
っていなくてもこの出力ω。

も増加する。第３図ではこの出力にすべり加算した周波
数で制御回路内の磁束軸を決めている。このため、トル
ク電流が増加したときの磁束軸は２重に増加することに
なり、磁束軸に誤差を生じる。

磁束軸に誤差を生じても、速度演算器６の作用によりｅ
、が０になるように、演算速度ω、が変化して誤差は修
正される。しかし、トルク電流か変化したときの過渡的
な安定性は低下する。

前述の特開昭６４−８８９６号公報には速度演算器６内
の割算器６７を使用せずに、増幅器６６の出力を速度ω
　として用いる方式も記載されている。この場合は誘起
電圧のｑ軸成分ｅ　の変化が演算速度に影響を与えない
ので、トルク電流が変化したときに２重に磁束軸が増減
されることはなく、上述のような問題は起こらない。し
かし、この方式では増幅器６６の出力が運転速度に応じ
て大幅に変化しなければならない。従って、速度が急変
する用途で精度良く演算できるようにするためには、増
幅器６６を高ゲインにする必要があるが、ゲインを高く
すると系の安定性を確保することが難しくなる問題があ
る。

また、（５）および（６）式から明らかであるように、
誘起電圧ｅ　　、ｅ　　は低周波領域になるほどＱ 小さな信号になる。そのために低周波域では、ｅ、を増
幅した信号だけで精度良く速度を演算することは困難で
ある。その結果、低周波域での安定性を確保することが
難しくなる問題がある。

本発明は従来装置の上述の欠点に鑑みなされたものであ
り、トルク電流が変化したとき、あるいは低周波運転領
域でも安定な制御を実現することができる誘導電動機の
制御装置を提供することを目的とするものである。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記の目的を達成するために、制御回路内の磁
束軸θ　を決める角周波数ω　は検出した誘起電圧のｑ
軸成分ｅ　に比例させることを基本とする。°そして誘
起電圧のｄ軸成分ｅｄを増幅した信号を前記角周波数に
重畳し、制御回路内の磁束軸方向と実際の磁束方向とに
差異を生じたときに、その差異をＯにするように角周波
数ω。

を補償する。

本発明は速度制御する装置だけを対象とするものではな
いが、速度制御をする場合の速度フィードバック信号ω
　は上述の角周波数ω　から、トｒ　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　Ｏ・　＊ ルク電流の指令値１　　もしくは検出値ｌ　を用ｑ いて演算したすべり角周波数ω　を引いた信号を用いる
。

（作用） 本発明ではｄ紬調起電圧ｅ、が０になるように補償され
、ｑ紬調起電圧に比例した角周波数ω　を磁束軸として
用い、トルク電流指令値から演算したすべり角周波数は
加算しないので、従来装置のように過大に磁束軸カー変
化することはなく、トルク電流が変化したときも安定な
制御が実現される。

また、磁束の角周波数ω　は誘起電圧のｑ軸成分ｅ　で
決めることを基本としており、ｄ紬調起電圧ｅ、は補償
のために使用される。この補償ゲインは余り高くする必
要がないので、検出レベルが小さくなる低周波領域でも
安定性が容易に確保できる。

（実施例） 第１図は本発明の実施例を示す誘導電動機の速度制御装
置の構成図である。第３図と同一機能を有するものには
同一符号を付けて説明を省略する。第１図において、６
０は磁束の角周波数ω。

を演算する角周波数演算回路であるが、その内部構成は
第３図における速度演算器６と同じである。

ただし、出力信号の使われ方が第３図の速度演算器６と
は異なるので、名称および符号を改めた。

この出力ω　は積分器８に与えられ、制御回路内の磁束
軸として使われる。

１８は減算器であり、角周波数演算回路６０の出力周波
数ω　からすべり角速度演算器５で演算されたすべり角
周波数ω　を減算し、速度制御のための速度フィードバ
ック信号ω　を出力する。

すなわち、第１図の構成は角周波数演算回路６０の出力
信号を磁束の角周波数ω　として直接用いることと、速
度フィードバック信′号ω　として磁束の角周波数ω　
をすべり角周波数分だけ補正して用いることの他は第３
図の構成と同じである。

安定なベクトル制御を実現するためには電動機の磁束方
向とｄ軸方向にできるだけ差異かないようにする、言い
替えれば磁束のｑ軸成分が０になるようにすることが必
要である。そのためには磁束の位相θ。もしくは角周波
数ω。を正しく知ることか必要となる。（５）および（
６）式に示したように、角周波数ω　の変化は誘起電圧
の変化として捕えることができる。

磁束のｑ軸成分Φ　がＯであると仮定すれば、ｄ軸成分
Φ、は磁束振幅Φに等しくなり、（６）式から磁束の角
周波数ω　は次式で求められることが分かる。

ω　１ｅｄ／Φ　　　　　　　　　　・・・（７）第１
図の角周波数演算回路６０内の割算器６７は上式を基本
として、角周波数ω　を演算する。励磁電流１ｄをフィ
ードバック制御しているので、磁束振幅Φは指令値Φ本
に追従する。そこで、割算器６７では磁束振幅の指令値
Φ＊を用いて（７）式を演算している。

（７）式で精度良く角周波数ω　が演算されるためには
、前述の仮定である磁束のｑ軸成分Φ　−Ｏが成立する
ことが条件となる。この条件を満足させるため第３図に
示した従来装置の場合と同様に、誘起電圧のｄ軸成分ｅ
、を０にするために増幅器６６の出力で角周波数ω　を
補償している。

この結果、加算器６８の出力として精度のよい磁束角周
波数ω　が得られる。

角周波数演算回路６０の出力ω　からすべり角速度演算
器５で演算されたすべり角周波数ω　を引くことで、減
算器１８の出力として速度ω　が得られることは明らか
である。

上述のように第１図では磁束軸を誘起電圧のｑ軸成分ｅ
　から演算することを基本とし、ｄ紬調起電圧ｅｄは検
出誤差等により生じた磁束軸の実際位置との差異を修正
するための補償にだけ使用される。この補償ゲインは余
り高くしなくても良く、広い周波数範囲において安定で
応答の速いベクトル制御を実現することができる。

第１図の実施例では速度制御を行う場合の構成について
説明したが、本発明は速度制御をする装置だけを対象と
するものではない。本発明は速度センサを用いずにベク
トル制御を実現することを提供するものであり、指令値
に応じて励磁電流とトルク電流とを分離して制御する装
置に関するものである。従って、適用される装置の制御
目的は速度制御、周波数制御あるいはトルク制御等の何
れであっても良い。

例えば、第１図の実施例の構成において、角周波数演算
回路６０の出力を速度フィードバック信号の代わりに用
いてもよい。この場合は周波数制御装置となり、出力ト
ルクが変動すると電動機のすべりの変化分だけ速度が変
動するが、速度センサレス制御が適用される多くの用途
では多少の速度変動は許されるので、周波数制御だけで
充分であることが多い。周波数制御にすることによって
、第１図におけるトルク角速度演算器５および減算器１
８は不要となり、構成を簡単に′することができる。

第２図は本発明の他の実施例を示す構成図である。第２
図ではベクトル制御をする上で必要となる構成要素だけ
を示しており、第１図と同じ符号を有するものは同じ機
能のものである。第２図の実施例は角周波数演算回路６
０１の構成が第１図のものと異なるだけである。

インバータ１は電圧形であるので出力電圧はその指令値
に追従する。従って、誘起電圧を演算するために、実際
の出力電圧を検出する代わりに指令値を使用することが
可能である。電圧指令には＊ 令（ｖ、　　、、＊）等があり、何れの指令値も使用す
ることができるが、第２図はｄｑ軸の電圧を使用した実
施例である。

角周波数演算回路６０１内の誘起電圧演算回路６３１は
ｄｑ座標系における電圧指令Ｖ　＊ｖ　本と検出電流ｉ
　、ｉ　および角周波数ω。

Ｑ　　　　　　　　　　　　　ｄｑ とから誘起電圧のｄｑ軸成分ｅ　　、ｅ　　を演算すｄ
ｑ る。座標が異なるので第３図の説明で示した、（３）式
の演算とは異なり、次式で演算される。

ｄｑ座標系の信号は直流量に変換されているので、周波
数に関する情報を含んでいない。（８）式は周波数によ
るリアクタンス降下分を演算で求めるようにしたもので
あり、基本的には（３）式の演算式と同じである。この
誘起電圧演算回路６３１で演算されたｄｑ座標系の誘起
電圧ｅｄ。

ｅ９を用いることの他は、第１図の実施例と同じである
。

この実施例のように電圧指令値を用いることによって変
成器６１は不要となり、誘起電圧演算回路は簡単な構成
にすることができる。

また、誘起電圧を演算するために、ｄｑ軸の電流も指令
値ｉ　＊　°　＊ ｄ＋　　ｌ　ｑ　　を用いることができることは説明す
るまでもない。

以上の実施例では電力変換装置として電圧形のＰＷＭイ
ンバータを用いて説明した。電圧形の他の代表的な電力
変換装置にサイクロコンバータがあるが、サイクロコン
バータにも殆ど構成を変えることなく第１図および第２
図の実施例を適用できることは明らかである。すなわち
、第１図および第２図におけるパルス発生回路１７を、
電圧指令値に応じてサイクロコンバータの各素子の点弧
タイミングを制御する位相制御回路に置き換えるだけで
よい。

更に本発明は電流形の電力変換装置にも適用することが
可能である１代表的な電流形の電力変換装置に周知の電
流形インバータがあるが、この場合の電流制御の構成は
電圧形とは異なるものになる。電動機に供給される電流
の振幅は直流回路電流をフィードバック制御して、制御
整流器の点弧位相を制御することで行われ、位相は位相
指令に応じてインバータ部の転流タイミングを制御する
ことで行われる。このため、電流指令値も振幅本　　　
　　　本 Ｉ　と位相角θ　　として与えることが必要にな■ る。そのような信号か電流指令値として要求される場合
でも、本発明は容易に適用することができるものである
。例えば、第１図の実施例と同様に、電動機の電圧およ
び電流の検出値から各周波数演算回路６０で角周波数ω
。を演算し、その信号を積分器８で積分して磁束位相θ
。を求める。ことから次の式で求めた、振幅Ｉ＊および
位相角０１＊を指令値として電流形インバータの電流制
御回路に与えることで実現できる。

θ　ｌ　＊　−θ　　　十　　ｊａｎ　　　　（１／　
　ｌ　　　　　）　　＝ｉｌＯ）−１、＊　　　　、　
　　＊ Ｏｑ　　　　　　　ｄ ［発明の効果］ 以上に説明したように、本発明によれば速度センサを用
いることなく速度センサ付きの誘導電動機の制御装置と
同等の安定な制御を実現することができる。従って、本
発明は速度センサをつけることが困難な用途で効果を発
揮することは当然であるが、速度センサ付きのベクトル
制御では困難であった１台の電力変換装置で多数台の電
動機を駆動する用途における制御性能を一段と向上する
ことを可能とするものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御構成図、第２図は
本発明の他の実施例を示す制御構成図、第３図は従来装
置の制御構成図である。 １・・・インバータ、２・・・誘導電動機、３・・・３
相２相変換器、４・・・ベクトル回転器、５・・・すべ
り角速度演算器、８・・・積分器、９・・・磁束指令演
算器、１０．１２．１４・・・加算点、１１．１３．１
５・・・増幅器、１６・・・座標変換器、１７・・・パ
ルス発生回路、１８・・・減算器、６０，６０１・・・
角周波数演算回路、６１・・・変成器、６２・・・３相
−２相変換器、６３．６３１・・・誘起電圧演算回路、
６４・・・ベクトル回転器、６５・・・極性回路、６６
・・・増幅器、６７・・・割算器、６８・・加算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電力変換装置から誘導電動機に供給される交流電流の瞬
   時値が、前記誘導電動機の磁束電流とトルク電流に相当
   する直交する２つの電流指令（ｉ＿ｄ＾＊、ｉ＿ｑ＾＊
   ）を周波数（ω＿ｏ）で座標回転させた電流指令値に追
   従するように制御される誘導電動機の制御装置において
   、 前記誘導電動機の電圧と電流から前記磁束電流（ｉ＿ｄ
   ）およびトルク電流（ｉ＿ｑ）にそれぞれ同相な２つの
   誘起電圧成分（ｅ＿ｄ、ｅ＿ｑ）を演算する誘起電圧演
   算回路と、 前記誘導電動機に前記磁束電流指令に相当した磁束電流
   （ｉ＿ｄ）が供給されたときの周波数／電圧比に相当す
   る係数が設定されて前記誘起電圧演算回路で演算された
   トルク軸電圧成分（ｅ＿ｑ）を係数倍した周波数信号を
   出力する計数器と、前記磁束軸電圧成分（ｅ＿ｄ）を増
   幅する増幅器と、 前記計数器の出力する信号と前記増幅器の出力信号とを
   加算する加算器とを有し、 この加算器の出力信号を前記座標回転のための周波数（
   ω＿ｏ）として用いることを特徴とする誘導電動機の制
   御装置。