JPH04217897A - 誘導電動機のトルク制限方法及び制御方法 - Google Patents
誘導電動機のトルク制限方法及び制御方法Info
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- JPH04217897A JPH04217897A JP3013774A JP1377491A JPH04217897A JP H04217897 A JPH04217897 A JP H04217897A JP 3013774 A JP3013774 A JP 3013774A JP 1377491 A JP1377491 A JP 1377491A JP H04217897 A JPH04217897 A JP H04217897A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電圧形インバータに
より誘導電動機を駆動する場合のトルク制限方法及び制
御方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】図２３に、汎用の誘導電動機（以下、モ
ータという）を駆動する電圧形インバータとしての汎用
インバータ（主としてインバータの出力電圧Ｖと出力周
波数ｆとの比を制御するＶ／ｆ制御を行なう）の一構成
例を示す。同図において、周波数設定器７により与えら
れた周波数設定値は加減速演算器６に与えられ、ある決
められた加減速時間に従ってインバータ出力周波数指令
値ｆ１＊が加減速演算器６から出力される。この出力周
波数指令値ｆ１＊を入力とするＶ／ｆパターン発生器５
によるＶ／ｆパターンに従い出力電圧の大きさ｜Ｖ｜が
求められ、この出力電圧の大きさ｜Ｖ｜と周波数指令値
ｆ１＊とから３相の出力電圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ
＊が３相正弦波発生器４により求められる。この３相電
圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊がＰＷＭ回路３に入力さ
れ、電圧形インバータ２のスイッチング素子のオンオフ
を決めるＰＷＭ信号が電圧形インバータ２に与えられ、
３相電圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊に応じたインバー
タ出力電圧が得られてモータ１に給電されることにより
、モータ１は所望の運転状態になる。 【０００３】このような汎用インバータにおいては、そ
の出力トルクは管理されず、例えば負荷が重くなってく
るとインバータ出力電流（すなわちモータ一次電流、以
下単に一次電流という）が増加し、この一次電流の値が
インバータ２の保護レベルである電流制限レベルに達し
たならば電流が一定になるようにインバータ２が動作す
るため、モータ１の出力トルクは急激に減少してモータ
１の速度が低下し、場合によってはストールしてしまう
ことがある。図２４はＶ／ｆ制御を行なった場合のモー
タ１の速度−トルク特性の一例である。一次電流ｉ１が
制限に達しない範囲ではトルクτはすべり周波数にほぼ
比例して増えるが、一旦電流制限にかかって一次電流ｉ
１が一定状態になると、図２４に示すようにトルクτは
急激に減少する。このため、モータ１を急激に加速する
場合でも、十分な加速トルクを得るために一次電流が増
え、これが電流制限レベルに達すると出力トルクが減少
してそのためにモータ１が加速されないという現象が発
生していた。 【０００４】これに対して、一次電流が制限レベルに達
したことを検知すると直ちにインバータ出力周波数の増
加を停止させるかもしくは減少させ、モータ１の回転周
波数がインバータ出力周波数に接近してすべりが減少し
、一次電流が制限レベル以内になるのを待って再加速を
行なう方法が従来から採られていた（日本電機工業会技
術資料第１４８号：インバータドライブの適用指針参照
）。 【０００５】一方、このような汎用インバータでは、モ
ータ１が制動モードになってモータ１からインバータ２
にパワーが回生されてくるとインバータ２の直流中間電
圧が上昇する。通常、この種の汎用インバータにおいて
は、主回路を過電圧から保護するべく直流中間電圧をあ
る値以下に抑えるように、直流中間回路に並列に抵抗（
以下、ＤＢ抵抗という）及びパワースイッチ素子からな
る回路を接続し、直流中間電圧が上昇すると上記パワー
スイッチ素子をオンしてＤＢ抵抗によりパワーを消費さ
せて過電圧を防ぐようになっている。また、ＤＢ抵抗を
使用しない場合は、インバータ２の制御電源等により消
費されるパワー以上に回生しなければよいという観点か
ら、長い時間をかけてモータ１を減速することで回生パ
ワーを抑える方法が採られていた。更に、インバータ２
の主回路電源が停電等で消失した場合には、直流中間電
圧が低下して装置を正常に運転することができなくなる
ため、直流中間電圧を常に監視してこれがある値以下に
なったら主回路電源が消失したと判断し、保護のために
インバータ２を停止する処置が採られていた。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】前述したように従来の
汎用インバータでは、トルクはなるがままの状態で管理
されていないため、重負荷時や急加速の場合に一次電流
が電流制限レベルに達したならばモータのトルクが急激
に減少し、トルク不足になってストールしたりする問題
があった。また、負荷に許容されるトルク以上の過大な
トルクが、インバータの出力し得る範囲で負荷にかかっ
たりすることも発生していた。この場合にトルクを制限
する従来の方法として、一次電流が電流制限レベルによ
って制限されたことにより、インバータ出力周波数を操
作することが行なわれているが、モータトルクをある与
えられたレベル内に制限することはできなかった。第１
及び第２の発明は上記問題点を解決するためになされた
もので、その目的とするところは、Ｖ／ｆ制御を行なう
汎用インバータによってモータのトルクを管理し、重負
荷時や急加速時のトルク急減、負荷に対する過大トルク
出力等を防止する誘導電動機のトルク制限方法を提供す
ることにある。 【０００７】また、従来の汎用インバータでは、前述し
たようにモータ制動時に回生されるパワーを消費するた
めのＤＢ抵抗やパワースイッチング素子、更にはその制
御回路が必要であり、コストの上昇及び装置の大型化を
招く欠点があった。また、ＤＢ抵抗を使用しない場合に
は、減速時間の長期化を招いていた。一方、主回路電源
が停電した場合にはインバータ動作を一旦停止するため
、停電回復時にモータの状況に応じてインバータ出力を
準備したりしてモータの拾い込みを行うなど、運転復帰
に時間がかかるという欠点があった。第３ないし第５の
発明は上記問題点を解決するためになされたもので、そ
の目的とするところは、モータ制動時にモータからの回
生パワーを抑えるようにトルク制限指令値を小さくし、
インバータの直流中間電圧の異常上昇を防いでＤＢ抵抗
やパワースイッチ素子を不要とし、比較的短い減速時間
でモータの制動を可能にすると共に、主回路電源停電時
にも可能な限りインバータの運転を継続して停電回復時
に直ちに停電前の運転状態に復帰できるようにした誘導
電動機のトルク制限方法を提供することにある。 【０００８】更に、上記各発明ではＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインが固定されており、モータ
の定トルク領域以外で制御系のゲインが低下するため、
モータの発生トルクを制御する能力が低下するという問
題があった。第６の発明は上記問題点を解決するために
なされたもので、その目的とするところは、トルク制限
調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモータの一
次磁束の大きさに応じて可変とし、モータの定出力領域
においても所望のトルク制限性能が得られるようにした
誘導電動機のトルク制限方法を提供することにある。 【０００９】また、第７の発明は、前記第１または第２
の発明においてトルク演算に用いる電動機の一次磁束演
算値のリプルを除去可能とした誘導電動機の制御方法を
提供することを目的とする。更に、第８の発明は、Ｖ／
ｆ制御により駆動される電動機の磁束制御方法において
、電動機の一次磁束を高精度に制御して所望のトルクを
得、しかも磁束調節系のソフトウェア化を容易にした誘
導電動機の制御方法を提供することを目的とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１及び第２の発明は、汎用インバータの出力電圧
及び出力電流からモータのトルクを演算してトルク制限
指令値と比較し、その結果に応じてインバータ出力周波
数を操作することによりモータのトルクを制限するよう
にしたものである。すなわち第１の発明は、前記インバ
ータの出力電圧と出力電流とに基づき前記モータのトル
クを演算し、このトルク演算値の大きさが別途与えられ
たトルク制限指令値の大きさより大きい場合に前記トル
ク演算値とトルク制限指令値との偏差に応じた周波数操
作量をトルク制限調節器から出力させ、前記モータ駆動
時には前記出力周波数を下げるように、また、前記モー
タ制動時には前記出力周波数を上げるように前記出力周
波数を操作することを特徴とする。なお、前記トルク演
算値が前記トルク制限指令値より小さい場合に前記トル
ク制限調節器の出力が零であれば前記トルク制限調節器
の入力を零とし、それ以外の場合には前記偏差をトルク
制限調節器の入力とすることが望ましい。また、モータ
が駆動運転される場合には、トルク制限調節器の出力で
ある周波数操作量の大きさをインバータの運転周波数指
令値までに制限すると共に、モータが制動運転される場
合には、前記周波数操作量の大きさをモータの最大すべ
り周波数までに制限することが望ましい。 【００１１】また、第２の発明は第１の発明におけるモ
ータのトルク演算方法に特徴を有するもので、前記イン
バータの出力電圧を時定数Ｔ１、検出ゲインＫ１の電圧
検出フィルタを介して検出し、この電圧検出フィルタの
出力信号Ｅ１と前記インバータの出力電流ｉ１とを３相
／２相変換器により直交する２軸成分に分解して直交２
相信号（ｉ１α，ｉ１β），（Ｅ１α，Ｅ１β）に変換
し、前記時定数Ｔ１、検出ゲインＫ１、前記モータの一
次抵抗Ｒ１及び前記インバータの出力角周波数ω１から
、次の数式１、数式２、数式３に従って前記モータのト
ルク演算値τ０を求め、第１の発明と同様にこのトルク
演算値の大きさとトルク制限指令値の大きさとの比較結
果に応じてインバータの出力周波数を操作するものであ
る。 【００１２】 【数１】 【００１３】 【数２】 【００１４】 【数３】 ■ 【００１５】なお、この場合、インバー
タ出力周波数がインバータ電圧検出フィルタのカットオ
フ周波数に比べて十分高い場合には、以下の数式４によ
ってトルクを演算し、それ以外の周波数領域では前述の
数式３に従ってトルクを演算すればよい。 【００１６】 【数４】 【００１７】第３の発明は、第１の発明にかかるモータ
のトルク制限方法において、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有し、モータの制動時には、インバータの損失（
インバータの制御電源等における消費パワーや各種のロ
ス）に相当するモータからの回生パワーに対応する制動
トルク制限指令値をトルク演算値との比較に用いるもの
である。 【００１８】第４の発明は、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有すると共に、モータの制動時において、インバ
ータの直流中間電圧を保護レベル以下の一定範囲内に抑
えるように、インバータの直流中間電圧に応じて、コン
パレータ及び接点の動作によりインバータの前記損失相
当の回生パワーに対応する制動トルク制限指令値と、こ
の制動トルク制限指令値よりも小さい別の制動トルク制
限指令値とを切り換えてトルク演算値との比較に用いる
ものである。 【００１９】第５の発明は、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有すると共に、モータの直流中間電圧が一定値に
まで低下したことをコンパレータにて検知し、これによ
りインバータの主回路電源の停電を検出してこの停電検
出によりモータを制動モードに切り換えると共に、イン
バータの動作を継続するのに必要なパワーのみをモータ
から回生するように接点を介して選択した制動トルク制
限指令値を前記トルク演算値との比較に用いるものであ
る。 【００２０】第６の発明は、上記第１の発明において、
電動機の一次磁束の大きさに応じてＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインを可変としたものである。 【００２１】第７の発明は、モータの端子電圧及び一次
電流を同一の時定数を持つ一次フィルタにそれぞれ入力
すると共に、前記時定数を、インバータの動作周波数範
囲において一次フィルタ特性をほぼ積分特性とみなせる
値に設定し、前記各一次フィルタの出力信号に基づいて
モータの一次磁束を演算し、この一次磁束演算値に基づ
いてトルクを制御するものであり、具体的には、各一次
フィルタの時定数Ｔ１及び検出ゲインＫ１、各一次フィ
ルタの出力信号Ｅ１及びｉ１、誘導電動機の一次抵抗Ｒ
１、前記一次フィルタとは別に設けた積分特性を得るた
めの一次フィルタの時定数Ｔ２及び検出ゲインＫ２、微
分演算子ｐに基づき、一次磁束Φ１を以下の数式５に従
って演算するものである。 【００２２】 【数５】 【００２３】第８の発明は、上記第７の発明により求め
た一次磁束演算値Φ１をインバータの出力周波数で回転
する直交２軸上の成分Φ１ｄ，Φ１ｑに変換し、一次磁
束指令値Φ１＊の前記直交２軸上の成分Φ１ｄ＊，Φ１
ｑ＊と前記直交２軸上の成分Φ１ｄ，Φ１ｑとの偏差が
ゼロになるように調節器により調節動作させ、前記調節
器の出力である端子電圧指令値の直交２軸成分を固定子
軸上の各相電圧指令値に変換してインバータに与えるも
のである。 【００２４】 【作用】第１または第２の発明によれば、汎用インバー
タの出力電圧及び出力電流からトルクを演算し、このト
ルク演算値をトルク制限指令値と比較してその結果に応
じてインバータ出力周波数を操作することにより、モー
タのすべり周波数を制御して重負荷時や急加速時などに
一次電流を制限にかけることなくトルクの低下を防ぐよ
うに出力トルクをトルク制限指令値以下に制限し、モー
タがストールするのを防止すると共に、負荷に過大なト
ルクがかかるのを防ぐことができる。 【００２５】第３または第４の発明によれば、モータの
制動時にインバータへの回生パワーを抑制するような小
さい制動トルク制限指令値を選択することにより、ＤＢ
抵抗を用いずともインバータの直流中間電圧の上昇を防
止し、比較的短い時間でのモータの減速が可能になる。 【００２６】第５の発明によれば、主回路電源の停電時
において、モータの回転エネルギーからインバータの運
転継続に必要なパワーだけ回生するような制動トルク制
限指令値を選択して直流中間電圧をインバータの運転に
必要な値に保つため、主回路電源停電時にもインバータ
の運転を継続することができ、電源復帰時には直ちに停
電前の運転状態に戻すことができる。 【００２７】第６の発明によれば、ＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインを、Ｖ／ｆパターンから定
まるモータの一次磁束Φ１の大きさにより変化させるこ
とで、モータの制御系のゲインが低下する定出力領域に
おいて、インバータの出力周波数が変化した場合でも常
に同一のトルク制限性能を得ることができる。 【００２８】第７の発明によれば、端子電圧検出用及び
一次電流検出用の一次フィルタの時定数を同一にするこ
とにより、電流リプル成分が除去された信号を用いて簡
単な演算式にて一次磁束を演算でき、一次磁束演算値の
リプルを少なくすることができる。また、第８の発明に
よれば、第７の発明による一次磁束演算値を磁束調節系
のフィードバック信号として用いることにより、低周波
数領域においてモータ一次抵抗による電圧降下を考慮し
た制御が可能になり、指令値どおりの所望のトルクを得
ることができる。更に、一次磁束演算値をインバータ出
力周波数で回転する直交２軸上の成分に分解することに
より、磁束変化分に対してのみ応答する調節器を構成可
能としてソフトウェア化が容易になり、ＣＰＵ等の負担
を少なくすることができる。 【００２９】 【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明する
。図１は第１の発明にかかる実施例の構成を示しており
、図２３と同一の機能については同一の符号を付して説
明を省略する。図１においてインバータ２の出力電圧、
モータ１の一次電流は絶縁検出器１３及び電流検出器１
２によりそれぞれ検出され、出力電圧は電圧検出フィル
タ９を通して一次電流と共にトルク演算器８に入力され
る。演算されたトルク演算値τ０は加算器１９において
トルク制限指令値τｒと比較され、その偏差Δτ＝τ０
−τｒは比例調節器（Ｐ調節器）と積分調節器（Ｉ調節
器）からなるトルク制限調節器１０に与えられる。なお
、１９′はトルク偏差演算部である。また、トルク制限
調節器１０の出力Δｆはリミッタ１８により別途与えら
れるリミッタ値内に制限された後、加算器１１において
加減速演算器６の出力ｆ＊＊から減算され、その結果が
インバータの出力周波数指令値ｆ＊としてＶ／ｆパター
ン発生器５に与えられる。 【００３０】ここで、トルク制限調節器１０は例えば速
度調節器等に適用されているものと異なり、トルク演算
値τ０の大きさがトルク制限指令値τｒの大きさより大
きくなった時にだけ調節動作を開始するように作られて
いる。例えば、モータ駆動時ではトルク制限調節器出力
ΔｆはΔｆ≧０になるように制限される。すなわち、Δ
ｆ＜０ならばΔｆ＝０とする。いまトルク演算値τ０が
トルク制限指令値τｒより小さければ（Δτ＜０）、ト
ルク制限調節器出力はΔｆ＝０となり、インバータ出力
周波数は加減速演算器６の出力ｆ＊＊と一致している。 そして、負荷が変化してΔτ＞０（トルク演算値τ０が
トルク制限指令値τｒを越えた状態）になると、トルク
制限調節器出力はΔｆ＞０となる。加減速演算器６はΔ
ｆ≠０の条件で出力をホールドし、その結果インバータ
出力周波数指令値ｆ＊はΔｆだけ下がることになる。こ
れはモータ１のすべり周波数を小さくしたことになり、
出力トルクが小さくなる。この結果、Δτ＜０となるが
トルク制限調節器１０の出力は調節器により決まる速さ
でΔｆ＝０になる。モータ制動時においてはトルク制限
指令値τｒを越えた場合にΔτ＜０となり、その結果Δ
ｆ＜０となってやはりモータ１のすべり周波数を小さく
するように働く。以上のようにこのトルク制限ループは
制限指令値τｒを越えたトルクの量に応じてモータ１の
すべり周波数を変えることにより、モータ１の発生トル
クをトルク制限指令値以下に制限する機能を持つ。 【００３１】前記トルク制限方法を実現するためにはト
ルクを検出（演算）する必要があり、汎用インバータに
おいてトルク演算に使える情報としては、インバータ出
力電流、インバータ出力電圧がある。トルクを演算する
方法としては、モータの一次磁束ベクトルΦ１と一次電
流ベクトルｉ１とのベクトル積を示す次の数式６がよく
知られており、この数式６における一次磁束ベクトルΦ
１は、モータ端子電圧ベクトルＶ１と一次電流ベクトル
ｉ１及びモータ一次抵抗Ｒ１から数式７によって求める
ことができる。なお、以下の各数式においてゴシック体
で示した記号はベクトル量を表している。 【００３２】 【数６】 【００３３】 【数７】 【００３４】汎用インバータに適用されている電圧形イ
ンバータの出力電圧はＰＷＭ信号により制御された電圧
パルスになっているため、その検出には一次フィルタが
用いられる。一次フィルタの出力電圧ベクトルＥ１は次
の数式８で表される。この数式８において、Ｔ１は一次
フィルタの時定数、Ｋ１は検出ゲイン、ｐは微分演算子
を示す。 【００３５】 【数８】 【００３６】従って、次の数式９を前記数式７に代入す
ると、数式１０を得る。 【００３７】 【数９】 【００３８】 【数１０】 【００３９】よってこの数式１０に従って演算すれば、
モータの一次磁束ベクトルΦ１を求めることができ、前
記数式６によってトルクτを求めることができる。しか
し、数式１０における積分を実現するためには種々の問
題がある。特に、マイコンを使ったソフトウェアで実現
する場合、■完全積分をソフトウェアで実現するとＥ１
やｉ１の検出オフセットにより飽和する。■サンプリン
グ時間としてＥ１やｉ１の周波数に対して十分に速い必
要があり、マイコンに対する負担が大きい等の問題があ
る。 【００４０】そこで、第２の発明は上記問題点を解決す
るためのもので、具体的には、トルク演算器８における
トルク演算方法に特徴を有している。ここで、前記各ベ
クトル量（Φ１，Ｅ１，ｉ１）をモータの固定子側にと
った直交２軸（α，β）成分に分解して考える。例えば
、Ａをある一定角周波数ωで回転するベクトルとすると
、このベクトルＡは周知のように数式１１で表すことが
できる。なお、数式１１においてθ＝ωｔである。 【００４１】 【数１１】 【００４２】上記数式１１のベクトルＡを積分すると、
ベクトルＢに関する次の数式１２を得る。 【００４３】 【数１２】 【００４４】従って、数式１０の積分項に上記数式１２
の考え方を適用すると、直交２軸（α，β）上での一次
磁束ベクトルΦ１の各成分は次の数式１３、数式１４に
よって求めることができ、これらの数式は積分の要素を
含まない（すなわち、速いサンプリングを必要としない
）ため、マイコンの負担は軽減される。 【００４５】 【数１３】 【００４６】 【数１４】 【００４７】一方、数式６のトルクの演算
式は次の数式１５のように書くこともできる。 【００４８】 【数１５】 ■ 【００４９】３相信号から直交２軸（α
，β）成分への変換は、一般によく知られている３相／
２相変換式である数式１６を使えば簡単に求めることが
できる。 【００５０】 【数１６】 【００５１】図２は前記数式１３、数式１４、数式１５
を実現するためのトルク演算器８の構成を示している。 図において、８０１，８０２は３相／２相変換器、８０
３〜８０６は電圧検出フィルタ９の時定数及びモータ一
次抵抗Ｒ１により決まるゲインの設定器、８０７，８０
８，８１０，８１５はそれぞれ減算器、８０９は加算器
、８１１，８１２は除算器、８１３，８１４は乗算器で
ある。この例では、演算を簡単にするため電圧検出フィ
ルタ９として時定数と検出ゲインとの関係をＴ１＝Ｋ１
としてある。 【００５２】インバータ出力電圧検出フィルタ（一次フ
ィルタ）９のカットオフ周波数に比べてインバータ出力
周波数が十分高い場合には、この検出フィルタの特性は
積分特性と見なすことができ、更にモータ一次抵抗Ｒ１
による電圧降下分がモータ一次電圧に比べて無視できる
場合は、前記インバータ出力電圧検出フィルタの出力信
号Ｅ１はモータの一次磁束と見なすことが可能である。 従って、トルク演算式としては（Ｋ１＝Ｔ１とした）、
次の数式１７を適用することができ、演算が簡単になる
。 【００５３】 【数１７】 【００５４】このトルク制限方法で用いら
れるトルク制限調節器１０は、先に述べたようにトルク
演算値τ１の大きさがトルク制限指令値τｒの大きさよ
り大きくなった場合に調節動作を始める。例えば、駆動
時には調節器出力ΔｆはΔｆ＞０となり、加減速演算器
６の出力から減算されることによりインバータ出力周波
数を下げる働きをする。これによりすべりを一定に保と
うとし、トルクが増加するのを防ぐ。その結果、Δτ＝
τ０−τｒ＜０になるが調節器出力Δｆは直ちに零には
ならず、Δτの大きさと制限調節器１０の特性により決
まる速さでΔｆは減少し零になる。 【００５５】すなわち駆動時の場合、調節器出力Δｆ＝
０の場合（トルク制限動作をしていない）はτ０−τｒ
＜０ならば制限調節器入力をΔτ＝０とし、τ０−τｒ
＞０ならばΔτ＝τ０−τｒとする。Δｆ≠０の場合（
トルク制限動作をしている）は制限調節器入力をΔτ＝
τ０−τｒとする。この特性を図示すると図３のように
なる。 こうすることにより、トルク制限動作がスムーズに行な
われる。一方、制動時の場合には、トルクの極性をマイ
ナスとすれば同様に考えられる。このトルク制限動作に
よりインバータ出力周波数は操作されるが、モータの駆
動時は出力周波数を下げる方向に働き、制動時は出力周
波数を上げる方向に働く。従って、トルク制限調節器１
０の出力Δｆに対するリミッタ１８としては、駆動時に
は加減速演算器６の出力で決まる運転周波数指令値ｆ＊
＊までとし、制動時にはモータの速度上昇を防ぐために
最大すべり周波数ωｓｌｍａｘまでに制限することが要
求される。 【００５６】以上の実施例は正転時に駆動トルクを正、
制動トルクを負とした場合について述べた。モータの逆
転時においても同様の考え方をすることにより、トルク
制限機能を得ることができる。すなわち前記数式１３、
数式１４においてω１を符号付（正転時に正、逆転時に
負）として扱えばよい。トルク演算値の極性は加減速演
算器６の出力周波数を絶対値として扱うか、正負の値と
して扱うかによる。例えば、絶対値として扱う場合はト
ルク演算値は別途決まる出力周波数極性により駆動トル
クが正、制動トルクが負となるように演算する必要があ
る。具体的には出力周波数極性が正の時は＋１を、出力
周波数極性が負の時は−１を数式１５等で求めたトルク
演算値に掛けることで求めることができる。何れにして
も、先に述べた制限方法の考え方を実現するようにすれ
ばよい。図４は本発明によって改善されたモータの速度
−トルク特性の一例である。同図から明らかなように、
本発明によれば一次電流ｉ１を電流制限レベル内の一定
値に抑えた状態でモータ１のトルクτを一定の制限レベ
ル（トルク制限指令値τｒ）に制限することが可能であ
る。 【００５７】図５は磁束制御形ＰＷＭインバータに本発
明を適用した場合の回路構成を示している。なお、図１
と同一の機能については同一の符号を付して説明を省略
する。図５において、磁束検出器（一次フィルタを使用
）１７はインバータ出力電圧を入力とし、その出力は磁
束としてＶ相磁束演算器１６（Ｕ相，Ｗ相の磁束を検出
した場合であって具体的にはＶ相＝−（Ｕ相＋Ｗ相）の
演算を行なう）及び加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃを経
由して磁束調節器１５ａ，１５ｂ，１５ｃにフィードバ
ックされる。加算器１１の出力すなわちインバータ周波
数指令値ｆ＊は、磁束パターン発生器１４に与えられて
磁束の大きさが決められる。３相正弦波発生器４は磁束
の大きさと周波数指令値とから磁束指令値を発生し、加
算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃを介して前記磁束調節器１
５ａ，１５ｂ，１５ｃに与える。そして、磁束調節器１
５ａ，１５ｂ，１５ｃの出力である電圧指令値はＰＷＭ
回路３に与えられる。ここで、出力電圧検出フィルタと
しては磁束検出器１７を用いることができ、その出力信
号をトルク演算器８に入力してトルクを演算する。この
ように、本発明は磁束制御形ＰＷＭインバータに対して
も適用することができる。 【００５８】次に、第３の発明の実施例について、図６
及び図７を参照しつつ説明する。前述したようにこの第
３の発明及び後述する第４の発明は、モータ１の制動時
におけるインバータ２の直流中間電圧の異常上昇を防止
しようとするものである。すなわち、前述した第１及び
第２の発明におけるトルク制限指令値τｒとしては、駆
動用及び制動用が用意されており、モータ１の運転モー
ド（駆動／制動）に応じたトルク制限指令値τｒが選択
されて使用される。いま、ＤＢ抵抗なしでモータ制動時
に回生パワーによる直流中間電圧の上昇を防ぐためには
、インバータ２の制御電源等で消費される損失相当のパ
ワー以上にモータ１から回生しなければよい。このため
、従来では減速時間を充分長く設定することにより回生
パワーを抑えていた。一方、モータ１の回転角速度をω
２、回生パワーをＰ１、インバータ出力角周波数をω１
とすると、トルクτは次の数式１８により表すことがで
きる。 【００５９】 【数１８】 【００６０】従って回生パワーＰ０を、イ
ンバータ制御電源の消費パワー、各種ロスの合計パワー
（インバータ２により発生する損失に相当するパワー）
に等しく設定して一定値とし、インバータ出力周波数ω
１に応じ各出力周波数での適切なトルクを演算してトル
ク制限指令値τｒとして与えることにより、モータ制動
時においても直流中間電圧の異常上昇を防ぐことができ
、これによってＤＢ抵抗なしでモータ１を回生制動運転
（回生回避運転）することができる。更に、回生できる
適切なパワーを設定することで、ＤＢ抵抗がない場合に
おけるインバータ２の最大能力でのモータ減速が可能に
なる。 【００６１】図６は、このような点に鑑みてなされた第
３の発明の一実施例である。なお、この実施例を始めと
して以下の各実施例は、前記図１におけるトルク偏差演
算部１９′でのトルク制限指令値τｒの生成回路に特徴
を有しており、モータ１の駆動回路の構成は図１と同一
である。図６において、２１はトルク演算値τ０が入力
されるコンパレータである。このコンパレータ２１は、
トルク演算値τ０に基づいてモータ１が駆動モードにあ
るか制動モードにあるかを判断して接点Ｓ１を駆動する
ものであり、接点Ｓ１を切り換えることにより駆動トル
ク制限指令値τＤ＊と第１の制動トルク制限指令値τｒ
１＊とを切り換え、いずれか一方をトルク制限指令値τ
ｒとして加算器１９に出力するように構成されている。 【００６２】更に、制動トルク制限指令値は、回生回避
運転を選択するか否かに応じて接点Ｓ２を切り換えるこ
とにより、２つの指令値を切り換えてトルク制限指令値
τｒとするようになっている。すなわち、ＤＢ抵抗を用
いた通常の制動モードでは前記第１の制動トルク制限指
令値τｒ１＊を用い、回生回避運転が選択された場合に
は接点Ｓ２を切り換え、回生パワーＰ０及びインバータ
出力角周波数ω１を入力とする割算器２２により前記数
式１７の演算を行って求めた制動トルク制限指令値がト
ルク制限指令値τｒとして加算器１９に出力される。こ
のように構成することにより、回生回避運転モードでは
インバータ制御電源の消費パワーや各種のロスの合計値
である一定の回生パワーＰ０と、インバータ出力角周波
数ω１とに基づく適切なトルクを演算し、これをトルク
制限指令値τｒとして与えることができ、その結果とし
て、インバータ２の直流中間電圧の異常上昇を防止する
ことができる。 【００６３】次に、図７は第３の発明の他の実施例であ
る。この実施例では、上記実施例のように回生パワーＰ
０とインバータ出力角周波数ω１とから制動トルク制限
指令値を演算する代わりに、ある周波数（例えば定格周
波数）でのトルクを求めてこれを第２の制動トルク制限
指令値τｒ２＊とし、この指令値τｒ２を回生回避運転
モードにおいて用いるものである。この場合、トルク制
限指令値τ■ｒの生成回路の構成は、図６における割算
器２２が不要であるほかは図６と同様であり、その動作
も基本的に図６と同一であるため、説明を省略する。 【００６４】上述したように第３の発明によれば、回生
回避運転モードにおいて適切なトルク制限指令値τｒを
得て、直流中間電圧の上昇を一応防止することができる
。しかるに上記方法において、例えば図６に示した実施
例では、回生パワーＰ０の設定のためにインバータ制御
電源の消費パワーや各種のロスを求めなければならず、
また、回生パワーＰ１として適切な値を与えなければ直
流中間電圧の上昇が起こり、保護レベル（ＯＶレベル）
に達してインバータ２が停止してしまうことがあり得る
。第４の発明はこの点に着目したもので、インバータ２
の直流中間電圧を検出し、この電圧が上記保護レベルよ
り少し低いレベル（ＶＨレベル）に達したかどうかを検
出するＶＨコンパレータを設け、仮に直流中間電圧がＶ
Ｈレベルに達したならば、回生パワーが大き過ぎると判
断して先に与えた回生パワー設定値Ｐ０をＰ０１（Ｐ０
１＜Ｐ０）に低下させ、これにより回生パワーを減少さ
せて直流中間電圧の上昇を抑えるようにしたものである
。この結果、直流中間電圧がＶＨレベルよりも小さくな
れば再び回生パワー設定値をＰ０に復帰させる。このよ
うに回生パワーの設定値Ｐ０を、直流中間電圧がＶＨレ
ベルに達したならば当初の値よりも小さな値に切り換え
ることで、直流中間電圧が保護レベルにまで上昇するこ
とがなく、インバータが停止するのを防ぐことができる
。 【００６５】図８は第４の発明の一実施例を示すもので
、この実施例は、上述した回生パワー設定値Ｐ０の制御
を複数の制動トルク制限指令値の切り換えにより実現し
たものである。すなわち、図８において、加算器１９、
コンパレータ２１、接点Ｓ０，Ｓ２等の接続構成は図７
と同様であり、図７と異なるのは、回生回避選択モード
における制動トルク制限指令値として第２及び第３の制
動トルク制限指令値τｒ２＊，τｒ３■＊を有する点、
及びこれらの指令値τｒ２＊，τｒ３＊をＶＨコンパレ
ータ２３の出力により切り換わる接点Ｓ３によって選択
できるようにした点である。上記第２の制動トルク制限
指令値τｒ２＊は、前述の如く数式１８に基づきある出
力周波数（例えば定格周波数）ω１のもとで求めたトル
ク制限指令値である。一方、第３の制動トルク制限指令
値τｒ３＊については、τｒ３＊＜τｒ２＊（前述した
Ｐ０１＜Ｐ０の関係に相当する）となる値を予め設定し
ておく。 【００６６】図９はこの実施例の動作を示すものであり
、ＶＨコンパレータ２３は直流中間電圧ＥｄがＶＨレベ
ルに達したかどうかを検出している。いま、モータ１の
制動モードになり、第２の制動トルク制限指令値τｒ２
＊により制限されたパワーがモータ１からインバータ２
に回生されてその結果直流中間電圧ＥｄがＥｄ０から上
昇し、ＶＨレベルであるＥｄ１に達したならば、ＶＨコ
ンパレータ２３の出力により接点Ｓ３が切り換わり、第
３の制動トルク制限指令値τｒ３＊が選択される。これ
により直流中間電圧Ｅｄが低下し、ＶＨコンパレータ２
３のヒステリシス幅で決まるレベルＥｄ２に達すると接
点Ｓ３は再びトルク制限指令値τｒ２＊を選択し、直流
中間電圧Ｅｄは再び上昇する。以上の動作を繰り返すこ
とにより、直流中間電圧ＥｄはＶＨコンパレータ２３に
より決まる一定の電圧幅に制御され、ＤＢ抵抗なしでも
過電圧になることなくモータ１を制動することができる
。 【００６７】次に、図１０は第５の発明の一実施例を示
している。インバータ２の主回路電源停電時においては
、モータ１の持つ回転エネルギーを有効利用することで
運転を継続することが可能である。インバータ２の運転
を安全に継続できる最低の直流中間電圧レベルをＶＬレ
ベルとすると、主回路電源があれば直流中間電圧はＶＬ
レベルより高く、主回路電源停電時にＶＬレベル以下に
なることから、直流中間電圧がＶＬレベルに達したかど
うかを判断するＶＬコンパレータを設け、このＶＬコン
パレータの出力信号に基づいて主回路電源が停電かどう
かを判断する。もし停電を検知したならば、制動時に使
うトルク制限指令値を停電時用に設けたトルク制限指令
値に切り換える。この時のトルク制限指令値はインバー
タ２の運転を継続するために必要なパワーに相当する値
である。更に、モータ１の運転モードを制動モードに切
り換えることにより、モータ１の回転エネルギーを少し
ずつ直流中間回路に戻し、主回路電源の停電に関わらず
直流中間電圧を所定の値に保持してインバータ１の運転
を継続することができる。 【００６８】すなわち図１０において、ＶＬコンパレー
タ２４はインバータ２の直流中間電圧がＶＬレベルに達
したことを検出し、主回路電源の停電を検知してタイマ
ー２５及び後述する接点Ｓ３に信号を出力する。ここで
、タイマー２５は主回路電源の復帰確認タイマーである
。また、タイマー２５の出力は接点Ｓ２に加えられてお
り、タイマー出力による接点Ｓ２の切り換えによって第
１の制動トルク制限指令値τｒ１＊と停電用の第４また
は第５の制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊（τ
ｒ４＊＞τｒ５＊）とを切り換えるように構成されてい
る。更に、ＶＬコンパレータ２４の出力により、第４ま
たは第５の制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊が
切り換えられるものである。 【００６９】次に、この実施例の動作を図１１及び図１
２を参照しつつ説明する。例えば、いま、ある周波数で
モータ１が駆動されているとする。このときトルク制限
指令値τｒとしては、駆動トルク制限指令値τ０＊また
は第１の制動トルク制限指令値τｒ１＊がモータ１の運
転モードに応じて接点Ｓ１により選択されている。この
状態で主回路電源が停電し、図１１に示す如く、直流中
間電圧Ｅｄがその初期値Ｅｄ０から低下してＶＬコンパ
レータ２４のＶＬレベルＥｄ３以下になったとする。こ
のとき、ＶＬコンパレータ２４の出力信号により、タイ
マー２５を介して接点Ｓ２が駆動され、第１の制動トル
ク制限指令値τｒ１＊から停電時用の第４または第５の
制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊側に切り換わ
る。このとき、モータ１の制御としては、主回路電源の
停電を検知したことにより、モータ１を強制的に制動モ
ードにする（例えば減速指令を与える）。上述したよう
なトルク制限指令値の切り換えにより、このトルク制限
指令値によって制限された回生パワーが直流中間回路に
返還される。ここで、図１２に示すように、接点Ｓ３は
当初、第４の制動トルク制限指令値τｒ４＊を選択して
いる。これによりモータ１からインバータ２にパワーが
返還され、直流中間電圧Ｅｄが図示するように上昇して
いくと共に、この電圧ＥｄがＶＬコンパレータ２４のヒ
ステリシス幅によって決まるレベルＥｄ４に達すると接
点Ｓ３は第５の制動トルク制限指令値τｒ５＊側に切り
換わる。これにより直流中間電圧Ｅｄは再び低下してい
き、以後は同様の動作が繰り返される。 【００７０】なお、主回路電源が復帰したかどうかは、
直流中間電圧ＥｄがＶＬコンパレータ２４によって決ま
る電圧Ｅｄ４以上になった状態が、タイマー２５により
設定された一定時間ｔｄ以上継続したことで判別する。 図１２はこの主回路電源復帰時の動作を示すものであり
、直流中間電圧Ｅｄが電圧Ｅ■ｄ４以上になってから一
定時間ｔｄ経過した時点で主回路電源の復帰が検出され
、接点Ｓ２■が再び切り換わって第１の制動トルク制限
指令値τｒ１＊が選択されることになる。 【００７１】次に、図１３ないし図１５は第６の発明の
一実施例を説明するためのものである。上述した各発明
において、トルク制限調節器１０のゲインは通常、固定
されている。ここで、モータ１の発生トルクτとモータ
１の一次磁束Φ１とすべり角周波数ωｓ１との関係は、
次の数式１９によって表すことができる。なお、数式１
９において、Ｋｍはモータ定数から決まる係数、Ｋは１
／（ＫｍΦ１２）で表される係数である。 【００７２】 【数１９】 【００７３】モータ１の定トルク領域ではインバータ出
力電圧が周波数に比例して変化し、その結果、一次磁束
Φ１をほぼ一定とすることができるので、数式１９にお
ける係数Ｋが一定になる。従って、すべり角周波数ωｓ
ｌは出力周波数によらずトルクτにより定まる。これに
対してモータ１の定出力領域ではインバータ出力電圧が
一定になるため、一次磁束Φ１は図１３に示すように周
波数ｆに反比例する関数となる。このため、係数Ｋは一
次磁束Φ１の大きさによって変化することになる。一方
、汎用インバータによって汎用モータを駆動する用途に
おいては、モータの定出力領域まで使用することが多く
、どの出力周波数でも同じトルク制限性能を得るために
は、上記係数Ｋの変化に応じてトルク制限調節器のゲイ
ンを変化させることが好ましい。すなわち、ＰＩ調節器
等からなるトルク制限調節器のゲインを、一次磁束Φ１
に応じて変化させればよい。 【００７４】第６の発明は上記の点に着目してなされた
ものであり、図１４にその一実施例の構成を示す。同図
において、図１の実施例と同一の構成要素には同一の符
号を付して詳述を省略し、以下、図１の実施例に付加し
た部分を中心に説明する。まず、図１４において、加算
器１１の出力である周波数指令値ｆ＊は、Ｖ／ｆパター
ンから定まる磁束パターン発生器２６に入力されている
。この磁束パターン発生器２６の出力は乗算器２７にお
いて自乗され、次の除算器２８にて１との間で除算する
ことにより、前記数式１９から明らかな如く係数Ｋに比
例するゲインパターン１／Φ１２を得る。このゲインパ
ターン１／Φ１２をトルク制限調節器１０′に加えるこ
とにより、調節器１０′内のＰＩ調節器の比例ゲインを
変化させるものである。 【００７５】図１５はトルク制限調節器１０′の一例を
示すものである。定出力領域での比例ゲインＫＰは、乗
算器１０１においてゲインパターン１／Φ１２と定トル
ク領域での比例ゲインＫＰ′を乗算することにより求ま
る。従って、入力であるΔτに対し、比例ゲインＫＰを
持つ乗算器１０２、積分器１０３及び加算器１０４によ
ってＰＩ調節演算が行われ、トルク制限調節器１０′の
出力である周波数操作量Δｆが得られる。 【００７６】この実施例によれば、汎用インバータのト
ルク制限調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモ
ータの一次磁束Φ１の大きさに応じて変化させることに
より、制御系のゲインが低下する定出力領域においても
良好なトルク制限性能を実現することができる。なお、
上記実施例ではゲインパターン１／Φ１２をハードウェ
アにより求めることとしたが、ソフトウェアによりテー
ブル処理をしてゲインパターン１／Φ１２を求めてもよ
い。 【００７７】次に、図１６ないし図２０は第７の発明の
一実施例を示すものである。ここで前述した第２の発明
において、定常状態で成立する数式１３，１４を用いる
ことにより、積分要素を含むことなく一次磁束ベクトル
Φ１の各成分を求めることができる。しかるに、一次磁
束ベクトルΦ１の演算に必要なモータ一次電流ｉ１の検
出に際し、通常はＰＷＭによるリプルを除去する程度の
ものを使用しているため、一次電流検出信号のリプルを
完全に除去することができない。このため、特に低周波
数領域において一次磁束演算値にリプルが現われ、この
演算値を使って一次磁束を制御しようとすると上記リプ
ルが悪影響を与えることになる。更に、上記数式１３，
１４が定常状態で成立するものであるので、過渡状態で
の特性が劣るという問題がある。 【００７８】更に、図５に示したような磁束制御形ＰＷ
Ｍ方式において、磁束検出器１７は実質的に、モータの
端子電圧を積分器（実用上、運転周波数領域において積
分特性とみなせるように低いカットオフ周波数を持つ一
次フィルタ）を通して検出するものであり、その検出信
号を一次磁束相当のものとみなして調節器１５ａ，１５
ｂ，１５ｃにより磁束指令値に一致するように調節動作
させ、モータの一次磁束を制御するものである。また、
この技術では、固定子軸上での３相量として磁束を扱い
、アナログ回路により調節器１５ａ，１５ｂ，１５ｃを
構成していた。なお、磁束制御形ＰＷＭ方式については
、「磁束制御形ＰＷＭ方式による高性能汎用インバータ
」（電気学会産業電力応用研究会 ＩＥＡ−８７−６
）に詳述されている。 【００７９】上述した磁束制御方法では、モータの一次
抵抗Ｒ１による電圧降下分を無視してモータ端子電圧の
積分値を一次磁束としているため、上記電圧降下分を無
視できない低周波数領域では磁束が弱まって所望のトル
クを出力できないおそれがある。また、調節器１５ａ，
１５ｂ，１５ｃ等をソフトウェアにより実現するにあた
り、インバータの出力周波数に追随できる調節器を構成
する必要があるため、マイコンにとっての負担が大きい
という問題もある。従って、第７及び第８の発明は、前
述したような磁束演算値が有するリプルを低減し、かつ
過渡時の特性向上を図ると共に、所望のトルクを出力可
能とし、更に磁束調節系のソフトウェア化を容易にした
誘導電動機の制御方法を提供するものである。 【００８０】図１６は第７の発明の一実施例を示すもの
で、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある
。インバータ２はＶ／ｆ制御により決まる周波数及び大
きさを持つ３相電圧を出力し、これによりモータ１が駆
動、制御される。モータ１の端子電圧は絶縁検出器（電
圧検出器）１３により検出され、その検出信号である端
子電圧ベクトルＶ１は電圧検出フィルタ９に入力されて
いる。一方、モータ１の一次電流は電流検出器１２によ
り検出され、その検出信号である一次電流ベクトルＩ１
は電流検出フィルタ３１に入力されている。ここで、電
圧検出フィルタ９及び電流検出フィルタ３１は同一の時
定数Ｔ１を持つ一次フィルタである。各フィルタ９，３
１の出力である一次電圧ベクトルＥ１、一次電流ベクト
ルｉ１は一次磁束演算部３２に入力されており、一次磁
束演算部３２はモータ一次抵抗Ｒ１、一次電圧ベクトル
Ｅ１及び一次電流ベクトルｉ１を用いて前記数式７によ
り一次磁束ベクトルΦ１を演算する。 【００８１】なお、図１６は各信号をベクトル量で表記
しているが、３相信号にて示すと図１７のようになる。 同図において、１３ａ，１３ｃは絶縁検出器、９ａ，９
ｃは電圧検出フィルタ、１２ａ，１２ｃは電流検出器、
３１ａ，３１ｃは電流検出フィルタである。ここではａ
相及びｃ相を用いているが、３相のうち任意の２相を用
いて演算すればよい。ここで、モータ１の一次磁束ベク
トルΦ１は端子電圧ベクトルＶ１、一次電流ベクトルＩ
１及び一次抵抗Ｒ１から前記数式７によって表される。 また、一次磁束演算部３２の入力信号である各ベクトル
Ｅ１，ｉ１は、Ｋｖを電圧検出フィルタ９，９ａ，９ｃ
の検出ゲイン、Ｋｉを電流検出フィルタ３１，３１ａ，
３１ｃの検出ゲイン、ｐを微分演算子とすると、それぞ
れ次の数式２０、数式２１により表される。 【００８２】 【数２０】 【００８３】 【数２１】 【００８４】上記数式２０，２１から次の数式２２を得
る。 【００８５】 【数２２】 【００８６】上記数式２２を前記数式７に代入して整理
すると、次の数式２３を得る。 【００８７】 【数２３】 【００８８】上記数式２３の第２項の積分を完全積分に
より実現すると、前記数式１０の場合と同様に、■検出
信号のオフセットによる飽和■ソフトウェアにより実現
する場合にインバータ周波数に対して十分に早いサンプ
リング時間が必要でマイコンの負担が大きい等の問題が
ある。このため、積分特性を一次遅れフィルタで近似し
て演算を行うこととし、一次遅れフィルタとして時定数
がＴ２のものを適用する。これにより、数式２３は以下
の数式２４のようになる。なお、数式２４において、Ｋ
２は一次遅れフィルタの検出ゲインである。 【００８９】 【数２４】 【００９０】数式２４をブロック図で示すと、図１８の
ようになる。この図１８では各信号をベクトル量にて示
してあるが、実際に回路あるいはソフトウェアを作る場
合には３相量で扱い、各相ごとに演算する方法もある。 図１９は固定直交２軸（α−β軸）上での信号を用いた
場合である。この構成は、磁束演算値を用いた制御（例
えば後述する直流自動磁束調節器（ＡΦＲ）に対して有
効である。図において、電流検出フィルタ３１ａ，３１
ｃの検出ゲインは一般にＫｉとしたが、図１８及び図１
９から明らかなように、この検出ゲインＫｉ＝Ｋｖとす
ることで演算あるいは回路が簡略化される。すなわち、
実用上は電圧検出フィルタ９ａ，９ｃとまったく同じフ
ィルタを電流検出フィルタとして用いればよい。こうす
ることにより、一次磁束Φ１を実質上、前記数式５によ
り演算することができる。また、積分器の代わりの一次
遅れフィルタのカットオフ周波数ω２（＝１／Ｔ２）は
インバータの最低周波数（例えば０．５Ｈｚ）より小さ
い値に選ぶことで、インバータの動作周波数領域で十分
な積分特性を得ることができる。なお、図１９において
３３，３４は３相／２相変換器を示し、図２０は一次遅
れフィルタの特性の一例を示している。 【００９１】このように、電流検出信号に対しても電圧
検出信号と同じフィルタ（インバータ周波数に対して十
分に低いカットオフ周波数を持つ：積分特性）を挿入す
ることにより、ＰＷＭによる電流リプル成分が除去され
た信号を用いて一次磁束を演算することができる。この
ため、演算結果としてリプルの少ない信号を得ることが
でき、磁束制御における悪影響を除去することができる
。なお、インバータ出力周波数の中高周波数領域では電
流に関する量の比率が小さく、磁束演算値における影響
が小さいが、本実施例では低周波数領域におけるリプル
の低減に特に有効である。 【００９２】一方、Ｖ／ｆ制御によりモータを駆動する
際、磁束を指令値どおりに制御できれば所望の発生トル
クを確保することができる。通常の磁束制御形ＰＷＭ方
式においては、インバータ出力電圧の積分値（実際的に
は一次フィルタの出力信号）を磁束とみなして制御して
いる。しかるに、インバータの出力周波数の低周波数領
域では、モータの一次抵抗の影響により指令値どおりの
磁束が得られず、所望のトルクを得ることができない。 これに対して、前記磁束演算方法を用いることにより、
その磁束演算値を制御のフィードバック信号に用いるこ
とができ、これによって低周波数領域でもモータの一次
抵抗による電圧降下を考慮した制御が可能になる。この
制御方法のソフトウェア化を考えた場合、従来の交流信
号による調節器を用いると、この調節器はインバータの
出力周波数に対し十分に速い応答性を持つ必要がある。 これはマイコンのサンプリング時間の短縮化を意味し、
ＣＰＵにとって大きな負担となってコストの増加をも招
く。このため、インバータの出力周波数で回転する座標
上に検出量を変換することにより、インバータの出力周
波数成分を除き、磁束の変化分に対してのみ応答する調
節器を構成してＣＰＵの負担を少なくすることが可能で
ある。 【００９３】図２１は上記の点に鑑みてなされた第８の
発明の一実施例である。図において、周波数設定値ｆ１
＊＊は加減速演算器６に入力されてその出力ｆ１＊が出
力周波数指令値となり、磁束指令演算器３５の入力とな
る。この磁束指令演算器３５により各周波数に対する磁
束指令値が得られる。また、ｆ１＊は積分器４１にも入
力され、磁束ベクトルの角度θが演算される。この実施
例では、回転軸のｑ軸を磁束ベクトルと同一の方向に取
ったため、磁束指令演算器３５の出力がφ１ｄ＊となり
、ｑ軸成分はφ１ｑ＊＝０とした。φ１ｄ＊，φ１ｑ＊
は回転軸と磁束ベクトルとの角度δをどうとるかにより
決めることができる（この実施例では、δ＝０°）。な
お、磁束ベクトルと回転軸等の関係を図２２に示す。磁
束演算器３６は２軸成分の磁束演算値φ１α，φ１βを
出力し、ベクトル回転器３９により回転軸上の成分であ
るφ１ｑ，φ１ｑを得る。このφ１ｑ，φ１ｑが検出信
号としてＰＩ調節器３７，３８の入力側にフィードバッ
クされ、それぞれφ１ｄ＊，φ１ｑ＊に一致するように
ＰＩ調節器３７，３８が電圧指令値ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊
を出力する。 【００９４】この電圧指令値ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊はベク
トル回転器４０により固定直交２軸成分ｖ１α＊，ｖ１
β＊に変換された後、２相／３相変換器４２により３相
電圧指令値ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊となり、インバータ
の各相電圧指令値として制御が行なわれる。このように
ベクトル回転器３９によりインバータ出力周波数で回転
する軸の成分に分解することにより、ＰＩ調節器３７，
３８は磁束の変化分に対する調節能力即ち応答の速さを
持てばよいことになる。また、指令値を一次磁束として
与えることができるため、インバータ出力周波数の低周
波数領域でも指令値どおりの磁束を得ることができ、そ
の結果、所望のトルクを確保することができる。 【００９５】 【発明の効果】以上のように第１の発明によれば、イン
バータの出力電圧と出力電流とからモータトルクを演算
し、このトルク演算値τ０を別途与えられたトルク制限
指令値τｒと比較してトルク演算値τ０がトルク制限指
令値τｒよりも大きくなれば、その偏差Δτを入力とす
るトルク制限調節器の出力に応じてインバータ出力周波
数を操作することにより、モータトルクをトルク制限指
令値内に制限することができ、重負荷時や急加速時のト
ルク急減や負荷に対する過大なトルク出力等を防止する
ことができる。 【００９６】第２の発明によれば、３相／２相変換器等
からなるトルク演算器を備えたことにより、マイコンに
よるトルクの演算を簡単に行なうことができ、演算負荷
の減少を図ることができる。第３の発明によれば、モー
タの制動時に、インバータの損失相当のパワーのみを回
生するように制動トルク制限指令値を小さくして回生パ
ワーを抑制するため、ＤＢ抵抗やパワースイッチ素子及
びその制御回路等を用いることなく直流中間電圧の上昇
を防止すると共に、比較的短い時間でモータを減速する
ことができる。同時に、ＤＢ抵抗等が不要なことからコ
ストの低減、装置の小型化が可能である。第４の発明に
よれば、直流中間電圧が保護レベルよりも若干低いＶＨ
レベルを越えないように制動トルク制限指令値を切り換
えて回生パワーを制御するので、直流中間電圧は上記コ
ンパレータにより決まる一定の電圧範囲内に制御され、
ＤＢ抵抗等を用いることなく、モータを制動することが
できる。 【００９７】第５の発明によれば、主回路電源の停電時
に、モータの回転エネルギーをトルク制限機能により制
限しながらインバータに回生することによってインバー
タを継続運転することができ、従来のようにインバータ
停止後の運転復帰に長時間を要するといった不都合もな
い。 【００９８】第６の発明によれば、汎用インバータのト
ルク制限調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモ
ータの一次磁束の大きさに応じて変化させることにより
、制御系のゲインが低下する定出力領域においても良好
なトルク制限性能を実現することができる。なお、この
発明は第２ないし第５の発明と組合わせて用いてもよい
。 【００９９】第７の発明によれば、モータの一次電流検
出信号に対して端子電圧検出信号と同一の時定数をもつ
フィルタを挿入することにより、ＰＷＭによる電流リプ
ルが除去された信号を用いて一次磁束を演算することが
でき、磁束演算値に含まれるリプルを除去して高精度な
磁束演算を行なうことができる。また、第８の発明によ
れば、第７の発明により演算した磁束演算値をフィード
バック信号として用いた磁束調節系を構成することによ
り、インバータ出力周波数の低周波数領域においても指
令値どおりの磁束を得ることができ、その結果所望のト
ルクを確保できると共に、調節器をインバータ出力周波
数で回転する軸上で実現することでソフトウェア化が容
易になり、マイコンの負担も少なくなる等の効果がある
。
より誘導電動機を駆動する場合のトルク制限方法及び制
御方法に関する。 【０００２】 【従来の技術】図２３に、汎用の誘導電動機（以下、モ
ータという）を駆動する電圧形インバータとしての汎用
インバータ（主としてインバータの出力電圧Ｖと出力周
波数ｆとの比を制御するＶ／ｆ制御を行なう）の一構成
例を示す。同図において、周波数設定器７により与えら
れた周波数設定値は加減速演算器６に与えられ、ある決
められた加減速時間に従ってインバータ出力周波数指令
値ｆ１＊が加減速演算器６から出力される。この出力周
波数指令値ｆ１＊を入力とするＶ／ｆパターン発生器５
によるＶ／ｆパターンに従い出力電圧の大きさ｜Ｖ｜が
求められ、この出力電圧の大きさ｜Ｖ｜と周波数指令値
ｆ１＊とから３相の出力電圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ
＊が３相正弦波発生器４により求められる。この３相電
圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊がＰＷＭ回路３に入力さ
れ、電圧形インバータ２のスイッチング素子のオンオフ
を決めるＰＷＭ信号が電圧形インバータ２に与えられ、
３相電圧指令ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊に応じたインバー
タ出力電圧が得られてモータ１に給電されることにより
、モータ１は所望の運転状態になる。 【０００３】このような汎用インバータにおいては、そ
の出力トルクは管理されず、例えば負荷が重くなってく
るとインバータ出力電流（すなわちモータ一次電流、以
下単に一次電流という）が増加し、この一次電流の値が
インバータ２の保護レベルである電流制限レベルに達し
たならば電流が一定になるようにインバータ２が動作す
るため、モータ１の出力トルクは急激に減少してモータ
１の速度が低下し、場合によってはストールしてしまう
ことがある。図２４はＶ／ｆ制御を行なった場合のモー
タ１の速度−トルク特性の一例である。一次電流ｉ１が
制限に達しない範囲ではトルクτはすべり周波数にほぼ
比例して増えるが、一旦電流制限にかかって一次電流ｉ
１が一定状態になると、図２４に示すようにトルクτは
急激に減少する。このため、モータ１を急激に加速する
場合でも、十分な加速トルクを得るために一次電流が増
え、これが電流制限レベルに達すると出力トルクが減少
してそのためにモータ１が加速されないという現象が発
生していた。 【０００４】これに対して、一次電流が制限レベルに達
したことを検知すると直ちにインバータ出力周波数の増
加を停止させるかもしくは減少させ、モータ１の回転周
波数がインバータ出力周波数に接近してすべりが減少し
、一次電流が制限レベル以内になるのを待って再加速を
行なう方法が従来から採られていた（日本電機工業会技
術資料第１４８号：インバータドライブの適用指針参照
）。 【０００５】一方、このような汎用インバータでは、モ
ータ１が制動モードになってモータ１からインバータ２
にパワーが回生されてくるとインバータ２の直流中間電
圧が上昇する。通常、この種の汎用インバータにおいて
は、主回路を過電圧から保護するべく直流中間電圧をあ
る値以下に抑えるように、直流中間回路に並列に抵抗（
以下、ＤＢ抵抗という）及びパワースイッチ素子からな
る回路を接続し、直流中間電圧が上昇すると上記パワー
スイッチ素子をオンしてＤＢ抵抗によりパワーを消費さ
せて過電圧を防ぐようになっている。また、ＤＢ抵抗を
使用しない場合は、インバータ２の制御電源等により消
費されるパワー以上に回生しなければよいという観点か
ら、長い時間をかけてモータ１を減速することで回生パ
ワーを抑える方法が採られていた。更に、インバータ２
の主回路電源が停電等で消失した場合には、直流中間電
圧が低下して装置を正常に運転することができなくなる
ため、直流中間電圧を常に監視してこれがある値以下に
なったら主回路電源が消失したと判断し、保護のために
インバータ２を停止する処置が採られていた。 【０００６】 【発明が解決しようとする課題】前述したように従来の
汎用インバータでは、トルクはなるがままの状態で管理
されていないため、重負荷時や急加速の場合に一次電流
が電流制限レベルに達したならばモータのトルクが急激
に減少し、トルク不足になってストールしたりする問題
があった。また、負荷に許容されるトルク以上の過大な
トルクが、インバータの出力し得る範囲で負荷にかかっ
たりすることも発生していた。この場合にトルクを制限
する従来の方法として、一次電流が電流制限レベルによ
って制限されたことにより、インバータ出力周波数を操
作することが行なわれているが、モータトルクをある与
えられたレベル内に制限することはできなかった。第１
及び第２の発明は上記問題点を解決するためになされた
もので、その目的とするところは、Ｖ／ｆ制御を行なう
汎用インバータによってモータのトルクを管理し、重負
荷時や急加速時のトルク急減、負荷に対する過大トルク
出力等を防止する誘導電動機のトルク制限方法を提供す
ることにある。 【０００７】また、従来の汎用インバータでは、前述し
たようにモータ制動時に回生されるパワーを消費するた
めのＤＢ抵抗やパワースイッチング素子、更にはその制
御回路が必要であり、コストの上昇及び装置の大型化を
招く欠点があった。また、ＤＢ抵抗を使用しない場合に
は、減速時間の長期化を招いていた。一方、主回路電源
が停電した場合にはインバータ動作を一旦停止するため
、停電回復時にモータの状況に応じてインバータ出力を
準備したりしてモータの拾い込みを行うなど、運転復帰
に時間がかかるという欠点があった。第３ないし第５の
発明は上記問題点を解決するためになされたもので、そ
の目的とするところは、モータ制動時にモータからの回
生パワーを抑えるようにトルク制限指令値を小さくし、
インバータの直流中間電圧の異常上昇を防いでＤＢ抵抗
やパワースイッチ素子を不要とし、比較的短い減速時間
でモータの制動を可能にすると共に、主回路電源停電時
にも可能な限りインバータの運転を継続して停電回復時
に直ちに停電前の運転状態に復帰できるようにした誘導
電動機のトルク制限方法を提供することにある。 【０００８】更に、上記各発明ではＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインが固定されており、モータ
の定トルク領域以外で制御系のゲインが低下するため、
モータの発生トルクを制御する能力が低下するという問
題があった。第６の発明は上記問題点を解決するために
なされたもので、その目的とするところは、トルク制限
調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモータの一
次磁束の大きさに応じて可変とし、モータの定出力領域
においても所望のトルク制限性能が得られるようにした
誘導電動機のトルク制限方法を提供することにある。 【０００９】また、第７の発明は、前記第１または第２
の発明においてトルク演算に用いる電動機の一次磁束演
算値のリプルを除去可能とした誘導電動機の制御方法を
提供することを目的とする。更に、第８の発明は、Ｖ／
ｆ制御により駆動される電動機の磁束制御方法において
、電動機の一次磁束を高精度に制御して所望のトルクを
得、しかも磁束調節系のソフトウェア化を容易にした誘
導電動機の制御方法を提供することを目的とする。 【００１０】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、第１及び第２の発明は、汎用インバータの出力電圧
及び出力電流からモータのトルクを演算してトルク制限
指令値と比較し、その結果に応じてインバータ出力周波
数を操作することによりモータのトルクを制限するよう
にしたものである。すなわち第１の発明は、前記インバ
ータの出力電圧と出力電流とに基づき前記モータのトル
クを演算し、このトルク演算値の大きさが別途与えられ
たトルク制限指令値の大きさより大きい場合に前記トル
ク演算値とトルク制限指令値との偏差に応じた周波数操
作量をトルク制限調節器から出力させ、前記モータ駆動
時には前記出力周波数を下げるように、また、前記モー
タ制動時には前記出力周波数を上げるように前記出力周
波数を操作することを特徴とする。なお、前記トルク演
算値が前記トルク制限指令値より小さい場合に前記トル
ク制限調節器の出力が零であれば前記トルク制限調節器
の入力を零とし、それ以外の場合には前記偏差をトルク
制限調節器の入力とすることが望ましい。また、モータ
が駆動運転される場合には、トルク制限調節器の出力で
ある周波数操作量の大きさをインバータの運転周波数指
令値までに制限すると共に、モータが制動運転される場
合には、前記周波数操作量の大きさをモータの最大すべ
り周波数までに制限することが望ましい。 【００１１】また、第２の発明は第１の発明におけるモ
ータのトルク演算方法に特徴を有するもので、前記イン
バータの出力電圧を時定数Ｔ１、検出ゲインＫ１の電圧
検出フィルタを介して検出し、この電圧検出フィルタの
出力信号Ｅ１と前記インバータの出力電流ｉ１とを３相
／２相変換器により直交する２軸成分に分解して直交２
相信号（ｉ１α，ｉ１β），（Ｅ１α，Ｅ１β）に変換
し、前記時定数Ｔ１、検出ゲインＫ１、前記モータの一
次抵抗Ｒ１及び前記インバータの出力角周波数ω１から
、次の数式１、数式２、数式３に従って前記モータのト
ルク演算値τ０を求め、第１の発明と同様にこのトルク
演算値の大きさとトルク制限指令値の大きさとの比較結
果に応じてインバータの出力周波数を操作するものであ
る。 【００１２】 【数１】 【００１３】 【数２】 【００１４】 【数３】 ■ 【００１５】なお、この場合、インバー
タ出力周波数がインバータ電圧検出フィルタのカットオ
フ周波数に比べて十分高い場合には、以下の数式４によ
ってトルクを演算し、それ以外の周波数領域では前述の
数式３に従ってトルクを演算すればよい。 【００１６】 【数４】 【００１７】第３の発明は、第１の発明にかかるモータ
のトルク制限方法において、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有し、モータの制動時には、インバータの損失（
インバータの制御電源等における消費パワーや各種のロ
ス）に相当するモータからの回生パワーに対応する制動
トルク制限指令値をトルク演算値との比較に用いるもの
である。 【００１８】第４の発明は、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有すると共に、モータの制動時において、インバ
ータの直流中間電圧を保護レベル以下の一定範囲内に抑
えるように、インバータの直流中間電圧に応じて、コン
パレータ及び接点の動作によりインバータの前記損失相
当の回生パワーに対応する制動トルク制限指令値と、こ
の制動トルク制限指令値よりも小さい別の制動トルク制
限指令値とを切り換えてトルク演算値との比較に用いる
ものである。 【００１９】第５の発明は、前記トルク制限指令値とし
てモータの駆動トルク制限指令値及び制動トルク制限指
令値を有すると共に、モータの直流中間電圧が一定値に
まで低下したことをコンパレータにて検知し、これによ
りインバータの主回路電源の停電を検出してこの停電検
出によりモータを制動モードに切り換えると共に、イン
バータの動作を継続するのに必要なパワーのみをモータ
から回生するように接点を介して選択した制動トルク制
限指令値を前記トルク演算値との比較に用いるものであ
る。 【００２０】第６の発明は、上記第１の発明において、
電動機の一次磁束の大きさに応じてＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインを可変としたものである。 【００２１】第７の発明は、モータの端子電圧及び一次
電流を同一の時定数を持つ一次フィルタにそれぞれ入力
すると共に、前記時定数を、インバータの動作周波数範
囲において一次フィルタ特性をほぼ積分特性とみなせる
値に設定し、前記各一次フィルタの出力信号に基づいて
モータの一次磁束を演算し、この一次磁束演算値に基づ
いてトルクを制御するものであり、具体的には、各一次
フィルタの時定数Ｔ１及び検出ゲインＫ１、各一次フィ
ルタの出力信号Ｅ１及びｉ１、誘導電動機の一次抵抗Ｒ
１、前記一次フィルタとは別に設けた積分特性を得るた
めの一次フィルタの時定数Ｔ２及び検出ゲインＫ２、微
分演算子ｐに基づき、一次磁束Φ１を以下の数式５に従
って演算するものである。 【００２２】 【数５】 【００２３】第８の発明は、上記第７の発明により求め
た一次磁束演算値Φ１をインバータの出力周波数で回転
する直交２軸上の成分Φ１ｄ，Φ１ｑに変換し、一次磁
束指令値Φ１＊の前記直交２軸上の成分Φ１ｄ＊，Φ１
ｑ＊と前記直交２軸上の成分Φ１ｄ，Φ１ｑとの偏差が
ゼロになるように調節器により調節動作させ、前記調節
器の出力である端子電圧指令値の直交２軸成分を固定子
軸上の各相電圧指令値に変換してインバータに与えるも
のである。 【００２４】 【作用】第１または第２の発明によれば、汎用インバー
タの出力電圧及び出力電流からトルクを演算し、このト
ルク演算値をトルク制限指令値と比較してその結果に応
じてインバータ出力周波数を操作することにより、モー
タのすべり周波数を制御して重負荷時や急加速時などに
一次電流を制限にかけることなくトルクの低下を防ぐよ
うに出力トルクをトルク制限指令値以下に制限し、モー
タがストールするのを防止すると共に、負荷に過大なト
ルクがかかるのを防ぐことができる。 【００２５】第３または第４の発明によれば、モータの
制動時にインバータへの回生パワーを抑制するような小
さい制動トルク制限指令値を選択することにより、ＤＢ
抵抗を用いずともインバータの直流中間電圧の上昇を防
止し、比較的短い時間でのモータの減速が可能になる。 【００２６】第５の発明によれば、主回路電源の停電時
において、モータの回転エネルギーからインバータの運
転継続に必要なパワーだけ回生するような制動トルク制
限指令値を選択して直流中間電圧をインバータの運転に
必要な値に保つため、主回路電源停電時にもインバータ
の運転を継続することができ、電源復帰時には直ちに停
電前の運転状態に戻すことができる。 【００２７】第６の発明によれば、ＰＩ調節器等からな
るトルク制限調節器のゲインを、Ｖ／ｆパターンから定
まるモータの一次磁束Φ１の大きさにより変化させるこ
とで、モータの制御系のゲインが低下する定出力領域に
おいて、インバータの出力周波数が変化した場合でも常
に同一のトルク制限性能を得ることができる。 【００２８】第７の発明によれば、端子電圧検出用及び
一次電流検出用の一次フィルタの時定数を同一にするこ
とにより、電流リプル成分が除去された信号を用いて簡
単な演算式にて一次磁束を演算でき、一次磁束演算値の
リプルを少なくすることができる。また、第８の発明に
よれば、第７の発明による一次磁束演算値を磁束調節系
のフィードバック信号として用いることにより、低周波
数領域においてモータ一次抵抗による電圧降下を考慮し
た制御が可能になり、指令値どおりの所望のトルクを得
ることができる。更に、一次磁束演算値をインバータ出
力周波数で回転する直交２軸上の成分に分解することに
より、磁束変化分に対してのみ応答する調節器を構成可
能としてソフトウェア化が容易になり、ＣＰＵ等の負担
を少なくすることができる。 【００２９】 【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明する
。図１は第１の発明にかかる実施例の構成を示しており
、図２３と同一の機能については同一の符号を付して説
明を省略する。図１においてインバータ２の出力電圧、
モータ１の一次電流は絶縁検出器１３及び電流検出器１
２によりそれぞれ検出され、出力電圧は電圧検出フィル
タ９を通して一次電流と共にトルク演算器８に入力され
る。演算されたトルク演算値τ０は加算器１９において
トルク制限指令値τｒと比較され、その偏差Δτ＝τ０
−τｒは比例調節器（Ｐ調節器）と積分調節器（Ｉ調節
器）からなるトルク制限調節器１０に与えられる。なお
、１９′はトルク偏差演算部である。また、トルク制限
調節器１０の出力Δｆはリミッタ１８により別途与えら
れるリミッタ値内に制限された後、加算器１１において
加減速演算器６の出力ｆ＊＊から減算され、その結果が
インバータの出力周波数指令値ｆ＊としてＶ／ｆパター
ン発生器５に与えられる。 【００３０】ここで、トルク制限調節器１０は例えば速
度調節器等に適用されているものと異なり、トルク演算
値τ０の大きさがトルク制限指令値τｒの大きさより大
きくなった時にだけ調節動作を開始するように作られて
いる。例えば、モータ駆動時ではトルク制限調節器出力
ΔｆはΔｆ≧０になるように制限される。すなわち、Δ
ｆ＜０ならばΔｆ＝０とする。いまトルク演算値τ０が
トルク制限指令値τｒより小さければ（Δτ＜０）、ト
ルク制限調節器出力はΔｆ＝０となり、インバータ出力
周波数は加減速演算器６の出力ｆ＊＊と一致している。 そして、負荷が変化してΔτ＞０（トルク演算値τ０が
トルク制限指令値τｒを越えた状態）になると、トルク
制限調節器出力はΔｆ＞０となる。加減速演算器６はΔ
ｆ≠０の条件で出力をホールドし、その結果インバータ
出力周波数指令値ｆ＊はΔｆだけ下がることになる。こ
れはモータ１のすべり周波数を小さくしたことになり、
出力トルクが小さくなる。この結果、Δτ＜０となるが
トルク制限調節器１０の出力は調節器により決まる速さ
でΔｆ＝０になる。モータ制動時においてはトルク制限
指令値τｒを越えた場合にΔτ＜０となり、その結果Δ
ｆ＜０となってやはりモータ１のすべり周波数を小さく
するように働く。以上のようにこのトルク制限ループは
制限指令値τｒを越えたトルクの量に応じてモータ１の
すべり周波数を変えることにより、モータ１の発生トル
クをトルク制限指令値以下に制限する機能を持つ。 【００３１】前記トルク制限方法を実現するためにはト
ルクを検出（演算）する必要があり、汎用インバータに
おいてトルク演算に使える情報としては、インバータ出
力電流、インバータ出力電圧がある。トルクを演算する
方法としては、モータの一次磁束ベクトルΦ１と一次電
流ベクトルｉ１とのベクトル積を示す次の数式６がよく
知られており、この数式６における一次磁束ベクトルΦ
１は、モータ端子電圧ベクトルＶ１と一次電流ベクトル
ｉ１及びモータ一次抵抗Ｒ１から数式７によって求める
ことができる。なお、以下の各数式においてゴシック体
で示した記号はベクトル量を表している。 【００３２】 【数６】 【００３３】 【数７】 【００３４】汎用インバータに適用されている電圧形イ
ンバータの出力電圧はＰＷＭ信号により制御された電圧
パルスになっているため、その検出には一次フィルタが
用いられる。一次フィルタの出力電圧ベクトルＥ１は次
の数式８で表される。この数式８において、Ｔ１は一次
フィルタの時定数、Ｋ１は検出ゲイン、ｐは微分演算子
を示す。 【００３５】 【数８】 【００３６】従って、次の数式９を前記数式７に代入す
ると、数式１０を得る。 【００３７】 【数９】 【００３８】 【数１０】 【００３９】よってこの数式１０に従って演算すれば、
モータの一次磁束ベクトルΦ１を求めることができ、前
記数式６によってトルクτを求めることができる。しか
し、数式１０における積分を実現するためには種々の問
題がある。特に、マイコンを使ったソフトウェアで実現
する場合、■完全積分をソフトウェアで実現するとＥ１
やｉ１の検出オフセットにより飽和する。■サンプリン
グ時間としてＥ１やｉ１の周波数に対して十分に速い必
要があり、マイコンに対する負担が大きい等の問題があ
る。 【００４０】そこで、第２の発明は上記問題点を解決す
るためのもので、具体的には、トルク演算器８における
トルク演算方法に特徴を有している。ここで、前記各ベ
クトル量（Φ１，Ｅ１，ｉ１）をモータの固定子側にと
った直交２軸（α，β）成分に分解して考える。例えば
、Ａをある一定角周波数ωで回転するベクトルとすると
、このベクトルＡは周知のように数式１１で表すことが
できる。なお、数式１１においてθ＝ωｔである。 【００４１】 【数１１】 【００４２】上記数式１１のベクトルＡを積分すると、
ベクトルＢに関する次の数式１２を得る。 【００４３】 【数１２】 【００４４】従って、数式１０の積分項に上記数式１２
の考え方を適用すると、直交２軸（α，β）上での一次
磁束ベクトルΦ１の各成分は次の数式１３、数式１４に
よって求めることができ、これらの数式は積分の要素を
含まない（すなわち、速いサンプリングを必要としない
）ため、マイコンの負担は軽減される。 【００４５】 【数１３】 【００４６】 【数１４】 【００４７】一方、数式６のトルクの演算
式は次の数式１５のように書くこともできる。 【００４８】 【数１５】 ■ 【００４９】３相信号から直交２軸（α
，β）成分への変換は、一般によく知られている３相／
２相変換式である数式１６を使えば簡単に求めることが
できる。 【００５０】 【数１６】 【００５１】図２は前記数式１３、数式１４、数式１５
を実現するためのトルク演算器８の構成を示している。 図において、８０１，８０２は３相／２相変換器、８０
３〜８０６は電圧検出フィルタ９の時定数及びモータ一
次抵抗Ｒ１により決まるゲインの設定器、８０７，８０
８，８１０，８１５はそれぞれ減算器、８０９は加算器
、８１１，８１２は除算器、８１３，８１４は乗算器で
ある。この例では、演算を簡単にするため電圧検出フィ
ルタ９として時定数と検出ゲインとの関係をＴ１＝Ｋ１
としてある。 【００５２】インバータ出力電圧検出フィルタ（一次フ
ィルタ）９のカットオフ周波数に比べてインバータ出力
周波数が十分高い場合には、この検出フィルタの特性は
積分特性と見なすことができ、更にモータ一次抵抗Ｒ１
による電圧降下分がモータ一次電圧に比べて無視できる
場合は、前記インバータ出力電圧検出フィルタの出力信
号Ｅ１はモータの一次磁束と見なすことが可能である。 従って、トルク演算式としては（Ｋ１＝Ｔ１とした）、
次の数式１７を適用することができ、演算が簡単になる
。 【００５３】 【数１７】 【００５４】このトルク制限方法で用いら
れるトルク制限調節器１０は、先に述べたようにトルク
演算値τ１の大きさがトルク制限指令値τｒの大きさよ
り大きくなった場合に調節動作を始める。例えば、駆動
時には調節器出力ΔｆはΔｆ＞０となり、加減速演算器
６の出力から減算されることによりインバータ出力周波
数を下げる働きをする。これによりすべりを一定に保と
うとし、トルクが増加するのを防ぐ。その結果、Δτ＝
τ０−τｒ＜０になるが調節器出力Δｆは直ちに零には
ならず、Δτの大きさと制限調節器１０の特性により決
まる速さでΔｆは減少し零になる。 【００５５】すなわち駆動時の場合、調節器出力Δｆ＝
０の場合（トルク制限動作をしていない）はτ０−τｒ
＜０ならば制限調節器入力をΔτ＝０とし、τ０−τｒ
＞０ならばΔτ＝τ０−τｒとする。Δｆ≠０の場合（
トルク制限動作をしている）は制限調節器入力をΔτ＝
τ０−τｒとする。この特性を図示すると図３のように
なる。 こうすることにより、トルク制限動作がスムーズに行な
われる。一方、制動時の場合には、トルクの極性をマイ
ナスとすれば同様に考えられる。このトルク制限動作に
よりインバータ出力周波数は操作されるが、モータの駆
動時は出力周波数を下げる方向に働き、制動時は出力周
波数を上げる方向に働く。従って、トルク制限調節器１
０の出力Δｆに対するリミッタ１８としては、駆動時に
は加減速演算器６の出力で決まる運転周波数指令値ｆ＊
＊までとし、制動時にはモータの速度上昇を防ぐために
最大すべり周波数ωｓｌｍａｘまでに制限することが要
求される。 【００５６】以上の実施例は正転時に駆動トルクを正、
制動トルクを負とした場合について述べた。モータの逆
転時においても同様の考え方をすることにより、トルク
制限機能を得ることができる。すなわち前記数式１３、
数式１４においてω１を符号付（正転時に正、逆転時に
負）として扱えばよい。トルク演算値の極性は加減速演
算器６の出力周波数を絶対値として扱うか、正負の値と
して扱うかによる。例えば、絶対値として扱う場合はト
ルク演算値は別途決まる出力周波数極性により駆動トル
クが正、制動トルクが負となるように演算する必要があ
る。具体的には出力周波数極性が正の時は＋１を、出力
周波数極性が負の時は−１を数式１５等で求めたトルク
演算値に掛けることで求めることができる。何れにして
も、先に述べた制限方法の考え方を実現するようにすれ
ばよい。図４は本発明によって改善されたモータの速度
−トルク特性の一例である。同図から明らかなように、
本発明によれば一次電流ｉ１を電流制限レベル内の一定
値に抑えた状態でモータ１のトルクτを一定の制限レベ
ル（トルク制限指令値τｒ）に制限することが可能であ
る。 【００５７】図５は磁束制御形ＰＷＭインバータに本発
明を適用した場合の回路構成を示している。なお、図１
と同一の機能については同一の符号を付して説明を省略
する。図５において、磁束検出器（一次フィルタを使用
）１７はインバータ出力電圧を入力とし、その出力は磁
束としてＶ相磁束演算器１６（Ｕ相，Ｗ相の磁束を検出
した場合であって具体的にはＶ相＝−（Ｕ相＋Ｗ相）の
演算を行なう）及び加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃを経
由して磁束調節器１５ａ，１５ｂ，１５ｃにフィードバ
ックされる。加算器１１の出力すなわちインバータ周波
数指令値ｆ＊は、磁束パターン発生器１４に与えられて
磁束の大きさが決められる。３相正弦波発生器４は磁束
の大きさと周波数指令値とから磁束指令値を発生し、加
算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃを介して前記磁束調節器１
５ａ，１５ｂ，１５ｃに与える。そして、磁束調節器１
５ａ，１５ｂ，１５ｃの出力である電圧指令値はＰＷＭ
回路３に与えられる。ここで、出力電圧検出フィルタと
しては磁束検出器１７を用いることができ、その出力信
号をトルク演算器８に入力してトルクを演算する。この
ように、本発明は磁束制御形ＰＷＭインバータに対して
も適用することができる。 【００５８】次に、第３の発明の実施例について、図６
及び図７を参照しつつ説明する。前述したようにこの第
３の発明及び後述する第４の発明は、モータ１の制動時
におけるインバータ２の直流中間電圧の異常上昇を防止
しようとするものである。すなわち、前述した第１及び
第２の発明におけるトルク制限指令値τｒとしては、駆
動用及び制動用が用意されており、モータ１の運転モー
ド（駆動／制動）に応じたトルク制限指令値τｒが選択
されて使用される。いま、ＤＢ抵抗なしでモータ制動時
に回生パワーによる直流中間電圧の上昇を防ぐためには
、インバータ２の制御電源等で消費される損失相当のパ
ワー以上にモータ１から回生しなければよい。このため
、従来では減速時間を充分長く設定することにより回生
パワーを抑えていた。一方、モータ１の回転角速度をω
２、回生パワーをＰ１、インバータ出力角周波数をω１
とすると、トルクτは次の数式１８により表すことがで
きる。 【００５９】 【数１８】 【００６０】従って回生パワーＰ０を、イ
ンバータ制御電源の消費パワー、各種ロスの合計パワー
（インバータ２により発生する損失に相当するパワー）
に等しく設定して一定値とし、インバータ出力周波数ω
１に応じ各出力周波数での適切なトルクを演算してトル
ク制限指令値τｒとして与えることにより、モータ制動
時においても直流中間電圧の異常上昇を防ぐことができ
、これによってＤＢ抵抗なしでモータ１を回生制動運転
（回生回避運転）することができる。更に、回生できる
適切なパワーを設定することで、ＤＢ抵抗がない場合に
おけるインバータ２の最大能力でのモータ減速が可能に
なる。 【００６１】図６は、このような点に鑑みてなされた第
３の発明の一実施例である。なお、この実施例を始めと
して以下の各実施例は、前記図１におけるトルク偏差演
算部１９′でのトルク制限指令値τｒの生成回路に特徴
を有しており、モータ１の駆動回路の構成は図１と同一
である。図６において、２１はトルク演算値τ０が入力
されるコンパレータである。このコンパレータ２１は、
トルク演算値τ０に基づいてモータ１が駆動モードにあ
るか制動モードにあるかを判断して接点Ｓ１を駆動する
ものであり、接点Ｓ１を切り換えることにより駆動トル
ク制限指令値τＤ＊と第１の制動トルク制限指令値τｒ
１＊とを切り換え、いずれか一方をトルク制限指令値τ
ｒとして加算器１９に出力するように構成されている。 【００６２】更に、制動トルク制限指令値は、回生回避
運転を選択するか否かに応じて接点Ｓ２を切り換えるこ
とにより、２つの指令値を切り換えてトルク制限指令値
τｒとするようになっている。すなわち、ＤＢ抵抗を用
いた通常の制動モードでは前記第１の制動トルク制限指
令値τｒ１＊を用い、回生回避運転が選択された場合に
は接点Ｓ２を切り換え、回生パワーＰ０及びインバータ
出力角周波数ω１を入力とする割算器２２により前記数
式１７の演算を行って求めた制動トルク制限指令値がト
ルク制限指令値τｒとして加算器１９に出力される。こ
のように構成することにより、回生回避運転モードでは
インバータ制御電源の消費パワーや各種のロスの合計値
である一定の回生パワーＰ０と、インバータ出力角周波
数ω１とに基づく適切なトルクを演算し、これをトルク
制限指令値τｒとして与えることができ、その結果とし
て、インバータ２の直流中間電圧の異常上昇を防止する
ことができる。 【００６３】次に、図７は第３の発明の他の実施例であ
る。この実施例では、上記実施例のように回生パワーＰ
０とインバータ出力角周波数ω１とから制動トルク制限
指令値を演算する代わりに、ある周波数（例えば定格周
波数）でのトルクを求めてこれを第２の制動トルク制限
指令値τｒ２＊とし、この指令値τｒ２を回生回避運転
モードにおいて用いるものである。この場合、トルク制
限指令値τ■ｒの生成回路の構成は、図６における割算
器２２が不要であるほかは図６と同様であり、その動作
も基本的に図６と同一であるため、説明を省略する。 【００６４】上述したように第３の発明によれば、回生
回避運転モードにおいて適切なトルク制限指令値τｒを
得て、直流中間電圧の上昇を一応防止することができる
。しかるに上記方法において、例えば図６に示した実施
例では、回生パワーＰ０の設定のためにインバータ制御
電源の消費パワーや各種のロスを求めなければならず、
また、回生パワーＰ１として適切な値を与えなければ直
流中間電圧の上昇が起こり、保護レベル（ＯＶレベル）
に達してインバータ２が停止してしまうことがあり得る
。第４の発明はこの点に着目したもので、インバータ２
の直流中間電圧を検出し、この電圧が上記保護レベルよ
り少し低いレベル（ＶＨレベル）に達したかどうかを検
出するＶＨコンパレータを設け、仮に直流中間電圧がＶ
Ｈレベルに達したならば、回生パワーが大き過ぎると判
断して先に与えた回生パワー設定値Ｐ０をＰ０１（Ｐ０
１＜Ｐ０）に低下させ、これにより回生パワーを減少さ
せて直流中間電圧の上昇を抑えるようにしたものである
。この結果、直流中間電圧がＶＨレベルよりも小さくな
れば再び回生パワー設定値をＰ０に復帰させる。このよ
うに回生パワーの設定値Ｐ０を、直流中間電圧がＶＨレ
ベルに達したならば当初の値よりも小さな値に切り換え
ることで、直流中間電圧が保護レベルにまで上昇するこ
とがなく、インバータが停止するのを防ぐことができる
。 【００６５】図８は第４の発明の一実施例を示すもので
、この実施例は、上述した回生パワー設定値Ｐ０の制御
を複数の制動トルク制限指令値の切り換えにより実現し
たものである。すなわち、図８において、加算器１９、
コンパレータ２１、接点Ｓ０，Ｓ２等の接続構成は図７
と同様であり、図７と異なるのは、回生回避選択モード
における制動トルク制限指令値として第２及び第３の制
動トルク制限指令値τｒ２＊，τｒ３■＊を有する点、
及びこれらの指令値τｒ２＊，τｒ３＊をＶＨコンパレ
ータ２３の出力により切り換わる接点Ｓ３によって選択
できるようにした点である。上記第２の制動トルク制限
指令値τｒ２＊は、前述の如く数式１８に基づきある出
力周波数（例えば定格周波数）ω１のもとで求めたトル
ク制限指令値である。一方、第３の制動トルク制限指令
値τｒ３＊については、τｒ３＊＜τｒ２＊（前述した
Ｐ０１＜Ｐ０の関係に相当する）となる値を予め設定し
ておく。 【００６６】図９はこの実施例の動作を示すものであり
、ＶＨコンパレータ２３は直流中間電圧ＥｄがＶＨレベ
ルに達したかどうかを検出している。いま、モータ１の
制動モードになり、第２の制動トルク制限指令値τｒ２
＊により制限されたパワーがモータ１からインバータ２
に回生されてその結果直流中間電圧ＥｄがＥｄ０から上
昇し、ＶＨレベルであるＥｄ１に達したならば、ＶＨコ
ンパレータ２３の出力により接点Ｓ３が切り換わり、第
３の制動トルク制限指令値τｒ３＊が選択される。これ
により直流中間電圧Ｅｄが低下し、ＶＨコンパレータ２
３のヒステリシス幅で決まるレベルＥｄ２に達すると接
点Ｓ３は再びトルク制限指令値τｒ２＊を選択し、直流
中間電圧Ｅｄは再び上昇する。以上の動作を繰り返すこ
とにより、直流中間電圧ＥｄはＶＨコンパレータ２３に
より決まる一定の電圧幅に制御され、ＤＢ抵抗なしでも
過電圧になることなくモータ１を制動することができる
。 【００６７】次に、図１０は第５の発明の一実施例を示
している。インバータ２の主回路電源停電時においては
、モータ１の持つ回転エネルギーを有効利用することで
運転を継続することが可能である。インバータ２の運転
を安全に継続できる最低の直流中間電圧レベルをＶＬレ
ベルとすると、主回路電源があれば直流中間電圧はＶＬ
レベルより高く、主回路電源停電時にＶＬレベル以下に
なることから、直流中間電圧がＶＬレベルに達したかど
うかを判断するＶＬコンパレータを設け、このＶＬコン
パレータの出力信号に基づいて主回路電源が停電かどう
かを判断する。もし停電を検知したならば、制動時に使
うトルク制限指令値を停電時用に設けたトルク制限指令
値に切り換える。この時のトルク制限指令値はインバー
タ２の運転を継続するために必要なパワーに相当する値
である。更に、モータ１の運転モードを制動モードに切
り換えることにより、モータ１の回転エネルギーを少し
ずつ直流中間回路に戻し、主回路電源の停電に関わらず
直流中間電圧を所定の値に保持してインバータ１の運転
を継続することができる。 【００６８】すなわち図１０において、ＶＬコンパレー
タ２４はインバータ２の直流中間電圧がＶＬレベルに達
したことを検出し、主回路電源の停電を検知してタイマ
ー２５及び後述する接点Ｓ３に信号を出力する。ここで
、タイマー２５は主回路電源の復帰確認タイマーである
。また、タイマー２５の出力は接点Ｓ２に加えられてお
り、タイマー出力による接点Ｓ２の切り換えによって第
１の制動トルク制限指令値τｒ１＊と停電用の第４また
は第５の制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊（τ
ｒ４＊＞τｒ５＊）とを切り換えるように構成されてい
る。更に、ＶＬコンパレータ２４の出力により、第４ま
たは第５の制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊が
切り換えられるものである。 【００６９】次に、この実施例の動作を図１１及び図１
２を参照しつつ説明する。例えば、いま、ある周波数で
モータ１が駆動されているとする。このときトルク制限
指令値τｒとしては、駆動トルク制限指令値τ０＊また
は第１の制動トルク制限指令値τｒ１＊がモータ１の運
転モードに応じて接点Ｓ１により選択されている。この
状態で主回路電源が停電し、図１１に示す如く、直流中
間電圧Ｅｄがその初期値Ｅｄ０から低下してＶＬコンパ
レータ２４のＶＬレベルＥｄ３以下になったとする。こ
のとき、ＶＬコンパレータ２４の出力信号により、タイ
マー２５を介して接点Ｓ２が駆動され、第１の制動トル
ク制限指令値τｒ１＊から停電時用の第４または第５の
制動トルク制限指令値τｒ４＊，τｒ５＊側に切り換わ
る。このとき、モータ１の制御としては、主回路電源の
停電を検知したことにより、モータ１を強制的に制動モ
ードにする（例えば減速指令を与える）。上述したよう
なトルク制限指令値の切り換えにより、このトルク制限
指令値によって制限された回生パワーが直流中間回路に
返還される。ここで、図１２に示すように、接点Ｓ３は
当初、第４の制動トルク制限指令値τｒ４＊を選択して
いる。これによりモータ１からインバータ２にパワーが
返還され、直流中間電圧Ｅｄが図示するように上昇して
いくと共に、この電圧ＥｄがＶＬコンパレータ２４のヒ
ステリシス幅によって決まるレベルＥｄ４に達すると接
点Ｓ３は第５の制動トルク制限指令値τｒ５＊側に切り
換わる。これにより直流中間電圧Ｅｄは再び低下してい
き、以後は同様の動作が繰り返される。 【００７０】なお、主回路電源が復帰したかどうかは、
直流中間電圧ＥｄがＶＬコンパレータ２４によって決ま
る電圧Ｅｄ４以上になった状態が、タイマー２５により
設定された一定時間ｔｄ以上継続したことで判別する。 図１２はこの主回路電源復帰時の動作を示すものであり
、直流中間電圧Ｅｄが電圧Ｅ■ｄ４以上になってから一
定時間ｔｄ経過した時点で主回路電源の復帰が検出され
、接点Ｓ２■が再び切り換わって第１の制動トルク制限
指令値τｒ１＊が選択されることになる。 【００７１】次に、図１３ないし図１５は第６の発明の
一実施例を説明するためのものである。上述した各発明
において、トルク制限調節器１０のゲインは通常、固定
されている。ここで、モータ１の発生トルクτとモータ
１の一次磁束Φ１とすべり角周波数ωｓ１との関係は、
次の数式１９によって表すことができる。なお、数式１
９において、Ｋｍはモータ定数から決まる係数、Ｋは１
／（ＫｍΦ１２）で表される係数である。 【００７２】 【数１９】 【００７３】モータ１の定トルク領域ではインバータ出
力電圧が周波数に比例して変化し、その結果、一次磁束
Φ１をほぼ一定とすることができるので、数式１９にお
ける係数Ｋが一定になる。従って、すべり角周波数ωｓ
ｌは出力周波数によらずトルクτにより定まる。これに
対してモータ１の定出力領域ではインバータ出力電圧が
一定になるため、一次磁束Φ１は図１３に示すように周
波数ｆに反比例する関数となる。このため、係数Ｋは一
次磁束Φ１の大きさによって変化することになる。一方
、汎用インバータによって汎用モータを駆動する用途に
おいては、モータの定出力領域まで使用することが多く
、どの出力周波数でも同じトルク制限性能を得るために
は、上記係数Ｋの変化に応じてトルク制限調節器のゲイ
ンを変化させることが好ましい。すなわち、ＰＩ調節器
等からなるトルク制限調節器のゲインを、一次磁束Φ１
に応じて変化させればよい。 【００７４】第６の発明は上記の点に着目してなされた
ものであり、図１４にその一実施例の構成を示す。同図
において、図１の実施例と同一の構成要素には同一の符
号を付して詳述を省略し、以下、図１の実施例に付加し
た部分を中心に説明する。まず、図１４において、加算
器１１の出力である周波数指令値ｆ＊は、Ｖ／ｆパター
ンから定まる磁束パターン発生器２６に入力されている
。この磁束パターン発生器２６の出力は乗算器２７にお
いて自乗され、次の除算器２８にて１との間で除算する
ことにより、前記数式１９から明らかな如く係数Ｋに比
例するゲインパターン１／Φ１２を得る。このゲインパ
ターン１／Φ１２をトルク制限調節器１０′に加えるこ
とにより、調節器１０′内のＰＩ調節器の比例ゲインを
変化させるものである。 【００７５】図１５はトルク制限調節器１０′の一例を
示すものである。定出力領域での比例ゲインＫＰは、乗
算器１０１においてゲインパターン１／Φ１２と定トル
ク領域での比例ゲインＫＰ′を乗算することにより求ま
る。従って、入力であるΔτに対し、比例ゲインＫＰを
持つ乗算器１０２、積分器１０３及び加算器１０４によ
ってＰＩ調節演算が行われ、トルク制限調節器１０′の
出力である周波数操作量Δｆが得られる。 【００７６】この実施例によれば、汎用インバータのト
ルク制限調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモ
ータの一次磁束Φ１の大きさに応じて変化させることに
より、制御系のゲインが低下する定出力領域においても
良好なトルク制限性能を実現することができる。なお、
上記実施例ではゲインパターン１／Φ１２をハードウェ
アにより求めることとしたが、ソフトウェアによりテー
ブル処理をしてゲインパターン１／Φ１２を求めてもよ
い。 【００７７】次に、図１６ないし図２０は第７の発明の
一実施例を示すものである。ここで前述した第２の発明
において、定常状態で成立する数式１３，１４を用いる
ことにより、積分要素を含むことなく一次磁束ベクトル
Φ１の各成分を求めることができる。しかるに、一次磁
束ベクトルΦ１の演算に必要なモータ一次電流ｉ１の検
出に際し、通常はＰＷＭによるリプルを除去する程度の
ものを使用しているため、一次電流検出信号のリプルを
完全に除去することができない。このため、特に低周波
数領域において一次磁束演算値にリプルが現われ、この
演算値を使って一次磁束を制御しようとすると上記リプ
ルが悪影響を与えることになる。更に、上記数式１３，
１４が定常状態で成立するものであるので、過渡状態で
の特性が劣るという問題がある。 【００７８】更に、図５に示したような磁束制御形ＰＷ
Ｍ方式において、磁束検出器１７は実質的に、モータの
端子電圧を積分器（実用上、運転周波数領域において積
分特性とみなせるように低いカットオフ周波数を持つ一
次フィルタ）を通して検出するものであり、その検出信
号を一次磁束相当のものとみなして調節器１５ａ，１５
ｂ，１５ｃにより磁束指令値に一致するように調節動作
させ、モータの一次磁束を制御するものである。また、
この技術では、固定子軸上での３相量として磁束を扱い
、アナログ回路により調節器１５ａ，１５ｂ，１５ｃを
構成していた。なお、磁束制御形ＰＷＭ方式については
、「磁束制御形ＰＷＭ方式による高性能汎用インバータ
」（電気学会産業電力応用研究会 ＩＥＡ−８７−６
）に詳述されている。 【００７９】上述した磁束制御方法では、モータの一次
抵抗Ｒ１による電圧降下分を無視してモータ端子電圧の
積分値を一次磁束としているため、上記電圧降下分を無
視できない低周波数領域では磁束が弱まって所望のトル
クを出力できないおそれがある。また、調節器１５ａ，
１５ｂ，１５ｃ等をソフトウェアにより実現するにあた
り、インバータの出力周波数に追随できる調節器を構成
する必要があるため、マイコンにとっての負担が大きい
という問題もある。従って、第７及び第８の発明は、前
述したような磁束演算値が有するリプルを低減し、かつ
過渡時の特性向上を図ると共に、所望のトルクを出力可
能とし、更に磁束調節系のソフトウェア化を容易にした
誘導電動機の制御方法を提供するものである。 【００８０】図１６は第７の発明の一実施例を示すもの
で、図１と同一の構成要素には同一の符号を付してある
。インバータ２はＶ／ｆ制御により決まる周波数及び大
きさを持つ３相電圧を出力し、これによりモータ１が駆
動、制御される。モータ１の端子電圧は絶縁検出器（電
圧検出器）１３により検出され、その検出信号である端
子電圧ベクトルＶ１は電圧検出フィルタ９に入力されて
いる。一方、モータ１の一次電流は電流検出器１２によ
り検出され、その検出信号である一次電流ベクトルＩ１
は電流検出フィルタ３１に入力されている。ここで、電
圧検出フィルタ９及び電流検出フィルタ３１は同一の時
定数Ｔ１を持つ一次フィルタである。各フィルタ９，３
１の出力である一次電圧ベクトルＥ１、一次電流ベクト
ルｉ１は一次磁束演算部３２に入力されており、一次磁
束演算部３２はモータ一次抵抗Ｒ１、一次電圧ベクトル
Ｅ１及び一次電流ベクトルｉ１を用いて前記数式７によ
り一次磁束ベクトルΦ１を演算する。 【００８１】なお、図１６は各信号をベクトル量で表記
しているが、３相信号にて示すと図１７のようになる。 同図において、１３ａ，１３ｃは絶縁検出器、９ａ，９
ｃは電圧検出フィルタ、１２ａ，１２ｃは電流検出器、
３１ａ，３１ｃは電流検出フィルタである。ここではａ
相及びｃ相を用いているが、３相のうち任意の２相を用
いて演算すればよい。ここで、モータ１の一次磁束ベク
トルΦ１は端子電圧ベクトルＶ１、一次電流ベクトルＩ
１及び一次抵抗Ｒ１から前記数式７によって表される。 また、一次磁束演算部３２の入力信号である各ベクトル
Ｅ１，ｉ１は、Ｋｖを電圧検出フィルタ９，９ａ，９ｃ
の検出ゲイン、Ｋｉを電流検出フィルタ３１，３１ａ，
３１ｃの検出ゲイン、ｐを微分演算子とすると、それぞ
れ次の数式２０、数式２１により表される。 【００８２】 【数２０】 【００８３】 【数２１】 【００８４】上記数式２０，２１から次の数式２２を得
る。 【００８５】 【数２２】 【００８６】上記数式２２を前記数式７に代入して整理
すると、次の数式２３を得る。 【００８７】 【数２３】 【００８８】上記数式２３の第２項の積分を完全積分に
より実現すると、前記数式１０の場合と同様に、■検出
信号のオフセットによる飽和■ソフトウェアにより実現
する場合にインバータ周波数に対して十分に早いサンプ
リング時間が必要でマイコンの負担が大きい等の問題が
ある。このため、積分特性を一次遅れフィルタで近似し
て演算を行うこととし、一次遅れフィルタとして時定数
がＴ２のものを適用する。これにより、数式２３は以下
の数式２４のようになる。なお、数式２４において、Ｋ
２は一次遅れフィルタの検出ゲインである。 【００８９】 【数２４】 【００９０】数式２４をブロック図で示すと、図１８の
ようになる。この図１８では各信号をベクトル量にて示
してあるが、実際に回路あるいはソフトウェアを作る場
合には３相量で扱い、各相ごとに演算する方法もある。 図１９は固定直交２軸（α−β軸）上での信号を用いた
場合である。この構成は、磁束演算値を用いた制御（例
えば後述する直流自動磁束調節器（ＡΦＲ）に対して有
効である。図において、電流検出フィルタ３１ａ，３１
ｃの検出ゲインは一般にＫｉとしたが、図１８及び図１
９から明らかなように、この検出ゲインＫｉ＝Ｋｖとす
ることで演算あるいは回路が簡略化される。すなわち、
実用上は電圧検出フィルタ９ａ，９ｃとまったく同じフ
ィルタを電流検出フィルタとして用いればよい。こうす
ることにより、一次磁束Φ１を実質上、前記数式５によ
り演算することができる。また、積分器の代わりの一次
遅れフィルタのカットオフ周波数ω２（＝１／Ｔ２）は
インバータの最低周波数（例えば０．５Ｈｚ）より小さ
い値に選ぶことで、インバータの動作周波数領域で十分
な積分特性を得ることができる。なお、図１９において
３３，３４は３相／２相変換器を示し、図２０は一次遅
れフィルタの特性の一例を示している。 【００９１】このように、電流検出信号に対しても電圧
検出信号と同じフィルタ（インバータ周波数に対して十
分に低いカットオフ周波数を持つ：積分特性）を挿入す
ることにより、ＰＷＭによる電流リプル成分が除去され
た信号を用いて一次磁束を演算することができる。この
ため、演算結果としてリプルの少ない信号を得ることが
でき、磁束制御における悪影響を除去することができる
。なお、インバータ出力周波数の中高周波数領域では電
流に関する量の比率が小さく、磁束演算値における影響
が小さいが、本実施例では低周波数領域におけるリプル
の低減に特に有効である。 【００９２】一方、Ｖ／ｆ制御によりモータを駆動する
際、磁束を指令値どおりに制御できれば所望の発生トル
クを確保することができる。通常の磁束制御形ＰＷＭ方
式においては、インバータ出力電圧の積分値（実際的に
は一次フィルタの出力信号）を磁束とみなして制御して
いる。しかるに、インバータの出力周波数の低周波数領
域では、モータの一次抵抗の影響により指令値どおりの
磁束が得られず、所望のトルクを得ることができない。 これに対して、前記磁束演算方法を用いることにより、
その磁束演算値を制御のフィードバック信号に用いるこ
とができ、これによって低周波数領域でもモータの一次
抵抗による電圧降下を考慮した制御が可能になる。この
制御方法のソフトウェア化を考えた場合、従来の交流信
号による調節器を用いると、この調節器はインバータの
出力周波数に対し十分に速い応答性を持つ必要がある。 これはマイコンのサンプリング時間の短縮化を意味し、
ＣＰＵにとって大きな負担となってコストの増加をも招
く。このため、インバータの出力周波数で回転する座標
上に検出量を変換することにより、インバータの出力周
波数成分を除き、磁束の変化分に対してのみ応答する調
節器を構成してＣＰＵの負担を少なくすることが可能で
ある。 【００９３】図２１は上記の点に鑑みてなされた第８の
発明の一実施例である。図において、周波数設定値ｆ１
＊＊は加減速演算器６に入力されてその出力ｆ１＊が出
力周波数指令値となり、磁束指令演算器３５の入力とな
る。この磁束指令演算器３５により各周波数に対する磁
束指令値が得られる。また、ｆ１＊は積分器４１にも入
力され、磁束ベクトルの角度θが演算される。この実施
例では、回転軸のｑ軸を磁束ベクトルと同一の方向に取
ったため、磁束指令演算器３５の出力がφ１ｄ＊となり
、ｑ軸成分はφ１ｑ＊＝０とした。φ１ｄ＊，φ１ｑ＊
は回転軸と磁束ベクトルとの角度δをどうとるかにより
決めることができる（この実施例では、δ＝０°）。な
お、磁束ベクトルと回転軸等の関係を図２２に示す。磁
束演算器３６は２軸成分の磁束演算値φ１α，φ１βを
出力し、ベクトル回転器３９により回転軸上の成分であ
るφ１ｑ，φ１ｑを得る。このφ１ｑ，φ１ｑが検出信
号としてＰＩ調節器３７，３８の入力側にフィードバッ
クされ、それぞれφ１ｄ＊，φ１ｑ＊に一致するように
ＰＩ調節器３７，３８が電圧指令値ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊
を出力する。 【００９４】この電圧指令値ｖ１ｄ＊，ｖ１ｑ＊はベク
トル回転器４０により固定直交２軸成分ｖ１α＊，ｖ１
β＊に変換された後、２相／３相変換器４２により３相
電圧指令値ｖａ＊，ｖｂ＊，ｖｃ＊となり、インバータ
の各相電圧指令値として制御が行なわれる。このように
ベクトル回転器３９によりインバータ出力周波数で回転
する軸の成分に分解することにより、ＰＩ調節器３７，
３８は磁束の変化分に対する調節能力即ち応答の速さを
持てばよいことになる。また、指令値を一次磁束として
与えることができるため、インバータ出力周波数の低周
波数領域でも指令値どおりの磁束を得ることができ、そ
の結果、所望のトルクを確保することができる。 【００９５】 【発明の効果】以上のように第１の発明によれば、イン
バータの出力電圧と出力電流とからモータトルクを演算
し、このトルク演算値τ０を別途与えられたトルク制限
指令値τｒと比較してトルク演算値τ０がトルク制限指
令値τｒよりも大きくなれば、その偏差Δτを入力とす
るトルク制限調節器の出力に応じてインバータ出力周波
数を操作することにより、モータトルクをトルク制限指
令値内に制限することができ、重負荷時や急加速時のト
ルク急減や負荷に対する過大なトルク出力等を防止する
ことができる。 【００９６】第２の発明によれば、３相／２相変換器等
からなるトルク演算器を備えたことにより、マイコンに
よるトルクの演算を簡単に行なうことができ、演算負荷
の減少を図ることができる。第３の発明によれば、モー
タの制動時に、インバータの損失相当のパワーのみを回
生するように制動トルク制限指令値を小さくして回生パ
ワーを抑制するため、ＤＢ抵抗やパワースイッチ素子及
びその制御回路等を用いることなく直流中間電圧の上昇
を防止すると共に、比較的短い時間でモータを減速する
ことができる。同時に、ＤＢ抵抗等が不要なことからコ
ストの低減、装置の小型化が可能である。第４の発明に
よれば、直流中間電圧が保護レベルよりも若干低いＶＨ
レベルを越えないように制動トルク制限指令値を切り換
えて回生パワーを制御するので、直流中間電圧は上記コ
ンパレータにより決まる一定の電圧範囲内に制御され、
ＤＢ抵抗等を用いることなく、モータを制動することが
できる。 【００９７】第５の発明によれば、主回路電源の停電時
に、モータの回転エネルギーをトルク制限機能により制
限しながらインバータに回生することによってインバー
タを継続運転することができ、従来のようにインバータ
停止後の運転復帰に長時間を要するといった不都合もな
い。 【００９８】第６の発明によれば、汎用インバータのト
ルク制限調節器のゲインをＶ／ｆパターンから定まるモ
ータの一次磁束の大きさに応じて変化させることにより
、制御系のゲインが低下する定出力領域においても良好
なトルク制限性能を実現することができる。なお、この
発明は第２ないし第５の発明と組合わせて用いてもよい
。 【００９９】第７の発明によれば、モータの一次電流検
出信号に対して端子電圧検出信号と同一の時定数をもつ
フィルタを挿入することにより、ＰＷＭによる電流リプ
ルが除去された信号を用いて一次磁束を演算することが
でき、磁束演算値に含まれるリプルを除去して高精度な
磁束演算を行なうことができる。また、第８の発明によ
れば、第７の発明により演算した磁束演算値をフィード
バック信号として用いた磁束調節系を構成することによ
り、インバータ出力周波数の低周波数領域においても指
令値どおりの磁束を得ることができ、その結果所望のト
ルクを確保できると共に、調節器をインバータ出力周波
数で回転する軸上で実現することでソフトウェア化が容
易になり、マイコンの負担も少なくなる等の効果がある
。
【図１】第１及び第２の発明の一実施例が適用されるブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図２】トルク演算器のブロック構成図である。
【図３】トルク制限調節器の入力特性図である。
【図４】モータの速度−トルク特性図である。
【図５】第１及び第２の発明を磁束制御形ＰＷＭインバ
ータに対して適用した場合のブロック構成図である。
ータに対して適用した場合のブロック構成図である。
【図６】第３の発明の一実施例を示すトルク制限指令値
の生成回路図である。
の生成回路図である。
【図７】第３の発明の他の実施例を示すトルク制限指令
値の生成回路図である。
値の生成回路図である。
【図８】第４の発明の一実施例を示すトルク制限指令値
の生成回路図である。
の生成回路図である。
【図９】図８の動作説明図である。
【図１０】第５の発明の一実施例を示すトルク制限指令
値の生成回路図である。
値の生成回路図である。
【図１１】図１０の動作説明図である。
【図１２】図１０の動作説明図である。
【図１３】第６の発明の解決課題を説明するためのイン
バータ出力電圧及びモータ一次磁束の周波数特性図であ
る。
バータ出力電圧及びモータ一次磁束の周波数特性図であ
る。
【図１４】第６の発明の一実施例が適用されるブロック
構成図である。
構成図である。
【図１５】トルク制限調節器の一構成例を示す図である
。
。
【図１６】第７の発明の一実施例が適用されるブロック
構成図である。
構成図である。
【図１７】図１６の具体的なブロック構成図である。
【図１８】図１６，図１７の演算ブロック図である。
【図１９】図１６，図１７の演算ブロック図である。
【図２０】一次遅れフィルタの特性図である。
【図２１】第８の発明の一実施例が適用されるブロック
構成図である。
構成図である。
【図２２】図２１における磁束ベクトルと回転軸等の関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図２３】従来の技術を説明するための汎用インバータ
のブロック構成図である。
のブロック構成図である。
【図２４】従来の技術を説明するためのモータの速度−
トルク特性図である。
トルク特性図である。
１ 誘導電動機
２ 電圧形インバータ
３ ＰＷＭ回路
４ ３相正弦波発生器
５ Ｖ／ｆパターン発生器
６ 加減速演算器
７ 周波数設定器
８ トルク演算器
９，９ａ，９ｃ 電圧検出フィルタ
１０，１０′ トルク制限調節器
１２，１２ａ，１２ｃ 電流検出器
１３，１３ａ，１３ｃ 絶縁検出器（電圧検出器）１
４，２６ 磁束パターン発生器 １５ａ，１５ｂ，１５ｃ 磁束調節器１６ Ｖ相磁
束演算器 １７ 磁束検出器 １８ リミッタ １９′ トルク偏差演算部 ２１，２３，２４ コンパレータ ２２ 割算器 ２５ タイマー ３１，３１ａ，３１ｃ 電流検出フィルタ３２ 一
次磁束演算部 ３５ 磁束指令演算器 ３６ 磁束演算器 ３７，３８ ＰＩ調節器 ３９，４０ ベクトル回転器 ４１ 積分器 ４２ ２相／３相変換器 １０１，１０２ 乗算器 １０３ 積分器 １０４ 加算器 ８０１，８０２ ３相／２相変換器 Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 接点
４，２６ 磁束パターン発生器 １５ａ，１５ｂ，１５ｃ 磁束調節器１６ Ｖ相磁
束演算器 １７ 磁束検出器 １８ リミッタ １９′ トルク偏差演算部 ２１，２３，２４ コンパレータ ２２ 割算器 ２５ タイマー ３１，３１ａ，３１ｃ 電流検出フィルタ３２ 一
次磁束演算部 ３５ 磁束指令演算器 ３６ 磁束演算器 ３７，３８ ＰＩ調節器 ３９，４０ ベクトル回転器 ４１ 積分器 ４２ ２相／３相変換器 １０１，１０２ 乗算器 １０３ 積分器 １０４ 加算器 ８０１，８０２ ３相／２相変換器 Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 接点
Claims (9)
- 【請求項１】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法において、前記インバータの出力電圧
と出力電流とに基づき前記電動機のトルクを演算し、こ
のトルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指
令値の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトル
ク制限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制
限調節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力
周波数を下げるように、また、前記電動機制動時には前
記出力周波数を上げるように前記出力周波数を操作する
ことを特徴とする誘導電動機のトルク制限方法。 - 【請求項２】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法において、前記インバータの出力電圧
を時定数Ｔ１、検出ゲインＫ１の電圧検出フィルタを介
して検出し、この電圧検出フィルタの出力信号Ｅ１と前
記インバータの出力電流ｉ１とを３相／２相変換器によ
り直交する２軸成分に分解して直交２相信号（ｉ１α，
ｉ１β），（Ｅ１α，Ｅ１β）に変換し、前記時定数Ｔ
１、検出ゲインＫ１、前記電動機の一次抵抗Ｒ１及び前
記インバータの出力角周波数ω１から、 に従って前記電動機のトルク演算値τ０を求め、このト
ルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指令値
の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトルク制
限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制限調
節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力周波
数を下げるように、また、前記電動機制動時には前記出
力周波数を上げるように前記出力周波数を操作すること
を特徴とする誘導電動機のトルク制限方法。 - 【請求項３】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法であって、前記インバータの出力電圧
と出力電流とに基づき前記電動機のトルクを演算し、こ
のトルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指
令値の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトル
ク制限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制
限調節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力
周波数を下げるように、また、前記電動機制動時には前
記出力周波数を上げるように前記出力周波数を操作する
誘導電動機のトルク制限方法において、前記トルク制限
指令値として前記電動機の駆動トルク制限指令値及び制
動トルク制限指令値を有し、前記電動機の制動時には、
前記インバータの損失に相当する前記電動機からの回生
パワーに対応する制動トルク制限指令値を前記トルク演
算値との比較に用いることを特徴とする誘導電動機のト
ルク制限方法。 - 【請求項４】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法であって、前記インバータの出力電圧
と出力電流とに基づき前記電動機のトルクを演算し、こ
のトルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指
令値の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトル
ク制限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制
限調節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力
周波数を下げるように、また、前記電動機制動時には前
記出力周波数を上げるように前記出力周波数を操作する
誘導電動機のトルク制限方法において、前記トルク制限
指令値として前記電動機の駆動トルク制限指令値及び制
動トルク制限指令値を有すると共に、前記電動機の制動
時において、前記インバータの直流中間電圧を保護レベ
ル以下の一定範囲内に抑えるように、前記インバータの
直流中間電圧に応じ、前記インバータの損失に相当する
前記電動機からの回生パワーに対応する制動トルク制限
指令値と、この制動トルク制限指令値よりも小さい別の
制動トルク制限指令値とを切り換えて前記トルク演算値
との比較に用いることを特徴とする誘導電動機のトルク
制限方法。 - 【請求項５】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法であって、前記インバータの出力電圧
と出力電流とに基づき前記電動機のトルクを演算し、こ
のトルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指
令値の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトル
ク制限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制
限調節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力
周波数を下げるように、また、前記電動機制動時には前
記出力周波数を上げるように前記出力周波数を操作する
誘導電動機のトルク制限方法において、前記トルク制限
指令値として前記電動機の駆動トルク制限指令値及び制
動トルク制限指令値を有すると共に、前記インバータの
直流中間電圧が一定値にまで低下したことにより前記イ
ンバータの主回路電源の停電を検出し、この停電検出に
より前記電動機を制動モードに切り換えると共に、前記
インバータの動作を継続するのに必要なパワーのみを前
記電動機から回生するように選択した制動トルク制限指
令値を前記トルク演算値との比較に用いることを特徴と
する誘導電動機のトルク制限方法。 - 【請求項６】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により制御される誘導電動機
のトルク制限方法であって、前記インバータの出力電圧
と出力電流とに基づき前記電動機のトルクを演算し、こ
のトルク演算値の大きさが別途与えられたトルク制限指
令値の大きさより大きい場合に前記トルク演算値とトル
ク制限指令値との偏差に応じた周波数操作量をトルク制
限調節器から出力させ、前記電動機駆動時には前記出力
周波数を下げるように、また、前記電動機制動時には前
記出力周波数を上げるように前記出力周波数を操作する
誘導電動機のトルク制限方法において、前記電動機の一
次磁束の大きさに応じて前記トルク制限調節器のゲイン
を可変としたことを特徴とする誘導電動機のトルク制限
方法。 - 【請求項７】 インバータの出力電圧と出力周波数と
の比を制御するＶ／ｆ制御により誘導電動機のトルクを
制御する誘導電動機の制御方法において、誘導電動機の
端子電圧及び一次電流を同一の時定数を持つ一次フィル
タにそれぞれ入力すると共に、前記時定数を、インバー
タの動作周波数範囲において一次フィルタ特性をほぼ積
分特性とみなせる値に設定し、前記各一次フィルタの出
力信号に基づいて誘導電動機の一次磁束を演算し、この
一次磁束演算値に基づいてトルクを制 ることを
特徴とする誘導電動機の制御方法。 - 【請求項８】 各一次フィルタの時定数Ｔ１及び検出
ゲインＫ１、各一次フィルタの出力信号Ｅ１及びｉ１、
誘導電動機の一次抵抗Ｒ１、前記検出用一次フィルタと
は別に設けた積分特性を得るための一次フィルタの時定
数Ｔ２及び検出ゲインＫ２、微分演算子ｐに基づき、一
次磁束Φ１を、 により演算する請求項７記載の誘導電動機の制御方法。 - 【請求項９】 請求項７または８記載の方法により誘
導電動機の一次磁束Φ１を演算し、この一次磁束演算値
Φ１をインバータの出力周波数で回転する直交２軸上の
成分Φ１ｄ，Φ１ｑに変換して一次磁束指令値Φ１＊の
前記直交２軸上の成分Φ１ｄ＊，Φ１ｑ＊と前記直交２
軸上の成分Φ１ｄ，Φ１ｑとの偏差がゼロになるように
調節器により調節動作させ、前記調節器の出力である端
子電圧指令値の直交２軸成分を固定子軸上の各相電圧指
令値に変換してインバータに与えることを特徴とする誘
導電動機の制御方法。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1966390 | 1990-01-30 | ||
| JP2-19663 | 1990-01-30 | ||
| JP2-164774 | 1990-06-22 | ||
| JP16477490 | 1990-06-22 | ||
| JP41725590 | 1990-12-28 | ||
| JP2-417255 | 1990-12-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04217897A true JPH04217897A (ja) | 1992-08-07 |
| JP2861418B2 JP2861418B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=27282712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3013774A Expired - Fee Related JP2861418B2 (ja) | 1990-01-30 | 1991-01-11 | 誘導電動機のトルク制限方法及び制御方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2861418B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1993026081A1 (fr) * | 1992-06-16 | 1993-12-23 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Regulateur vectoriel de moteur asynchrone |
| JP2002325492A (ja) * | 2001-04-25 | 2002-11-08 | Fuji Electric Co Ltd | 電圧形インバータの回生制限装置 |
| JP2003102196A (ja) * | 2001-09-21 | 2003-04-04 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御方法 |
| JP2005229722A (ja) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 永久磁石型同期電動機の制御装置 |
| JP2007135311A (ja) * | 2005-11-10 | 2007-05-31 | Yaskawa Electric Corp | 電動機制御装置 |
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| WO2013088832A1 (ja) * | 2011-12-15 | 2013-06-20 | 東芝キヤリア株式会社 | モータ駆動装置 |
| CN103223623A (zh) * | 2012-01-31 | 2013-07-31 | 发那科株式会社 | 限制电动机的输出的电动机驱动控制装置 |
| CN120287294A (zh) * | 2025-04-14 | 2025-07-11 | 华南理工大学 | 一种机器人关节电机四象限运行协同控制电路及方法 |
-
1991
- 1991-01-11 JP JP3013774A patent/JP2861418B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| CN103223623B (zh) * | 2012-01-31 | 2014-10-29 | 发那科株式会社 | 限制电动机的输出的电动机驱动控制装置 |
| CN120287294A (zh) * | 2025-04-14 | 2025-07-11 | 华南理工大学 | 一种机器人关节电机四象限运行协同控制电路及方法 |
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