JPH04219023A - アナログ‐ディジタル変換方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、時間的に変化するアナ
ログ電気的入力信号をアナログ‐ディジタル変換するた
めの方法および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、たとえばいわゆる“デュアル‐ス
ロープ”法により動作し、また１６ビットまでの分解能
で時間的に変化するアナログ電気的入力信号のアナログ
‐ディジタル変換を許す、集積回路として構成されたア
ナログ‐ディジタル変換器が利用可能である。このよう
なアナログ‐ディジタル変換器が、たとえば心電図（Ｅ
ＫＧ）法または脳電図（ＥＥＧ）法の場合に必要なよう
に、アナログ‐ディジタル変換の最下位ビット（ＬＳＢ
）に相応する測定すべき信号の最小検出可能な電圧差が
数マイクロボルトのオーダーにあるべきであれば、測定
すべき信号に対して非常に制限されたダイナミックレン
ジしか得られず、その結果、アナログ‐ディジタル変換
器は非常にはやく測定すべき信号により過制御される。 このことは、患者の心臓が比較的高い電圧および電流強
度のパルスを与えられる１つのデフィブリレーションの
すぐ後にも心電図の記録が可能であるべき心電図法の場
合に、特に望ましくない。ここで考えられる対策はより
高い分解能（ビット数）を有するアナログ‐ディジタル
変換器の使用である。しかし既に集積回路として構成さ
れた上記の分解能のアナログ‐ディジタル変換器の使用
は相当な費用と結び付けられているが、このことはディ
スクリートに構成されたアナログ‐ディジタル変換器の
使用を必要とし、著しい技術的および資金的費用を招く
であろう。この費用は、いわゆるＤＡＣフィードバック
法が使用されるならば、少なくとも部分的に避けられ得
る。その際に、使用されるアナログ‐ディジタル変換器
から電子式計算装置に供給れさるディジタル出力信号に
より、電子式計算装置と接続されているディジタル‐ア
ナログ変換器が電子式計算装置により、差増幅器により
測定すべき信号から差し引かれるアナログ出力信号を発
生するように駆動される。その際にディジタル‐アナロ
グ変換器は電子式計算装置により、測定すべき信号の瞬
時の振幅に関係してそれぞれ、アナログ‐ディジタル変
換器に供給されている差増幅器の出力信号がそのダイナ
ミックレンジを超過しないように駆動される。差増幅器
の出力信号に相応するディジタルデータは続いて、電子
式計算装置がこれにディジタル‐アナログ変換器の出力
信号のそれぞれ相応する値を加算することによって補正
される。しかしこの方法によれば、正確な結果はディジ
タル‐アナログ変換器の分解能（ビット数）がアナログ
‐ディジタル変換器の目標とされる分解能に相応すると
きにのみ得られる。しかし、ディジタル‐アナログ変換
器では既にアナログ‐ディジタル変換器と関連して説明
した問題と類似の問題が生ずるので、一般にアナログ‐
ディジタル変換器の目標とされる分解能よりも小さい分
解能を有するディジタル‐アナログ変換器が使用される
。このことは不正確さに通ずる。すなわちアナログ‐デ
ィジタル変換の結果はたとえば、アナログ入力信号のな
かに存在しない跳躍を含んでいる。前記の方法の１つの
別の欠点は、追加的な費用の原因となる付加的のディジ
タル‐アナログ変換器を必要とすることにある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、時間
的に変化するアナログ電気的入力信号のアナログ‐ディ
ジタル変換のための方法および装置であって、技術的に
簡単であり、また経済的であり、大きいダイナミックレ
ンジを有し、また同時に非常に小さい電圧変化の測定を
可能とし、また心電図信号のアナログ‐ディジタル変換
のために特に適している方法および装置を提供すること
である。

【０００４】

【課題を解決するための手段】課題の方法に関する部分
は、本発明によれば、請求項１による方法により解決さ
れる。それによれば、一方では、前処理された信号に相
応するディジタルデータが、他方では、伝達関数をかけ
ることにより前処理された信号のなかに場合によっては
存在しない信号成分を含む入力信号に相応するディジタ
ルデータが利用される。その際に、前処理された信号の
アナログ‐ディジタル変換の際に、入力信号の前処理の
際になかんずく行われる定められた係数を有する増幅の
結果として、１つのＬＳＢだけのアナログ‐ディジタル
変換の結果の１つの変化は、１つのＬＳＢに相応する電
圧差を定められた増幅係数により除算することにより生
ずる入力信号の電圧変化に相応する。すなわち、アナロ
グ‐ディジタル変換の結果が前処理された信号に相応す
るディジタルデータの利用のもとに求められるならば、
測定可能な電圧差は増幅の結果として、増幅されない入
力信号に相応するディジタルデータに基づいてアナログ
‐ディジタル変換の結果を求める場合よりも小さい。し
かしながら、前処理された信号に関して、定められた増
幅係数に相応するダイナミックレンジの減少が生ずる。 すなわち、伝達関数をかけることにより前処理された信
号から除去された、入力信号のなかに含まれている信号
成分が副次的な関心の対象であれば、最も簡単な場合に
は、アナログ‐ディジタル変換の結果として、前処理さ
れた信号に相応するディジタルデータが使用され、また
入力信号に相応するディジタルデータは、前処理された
信号のアナログ‐ディジタル変換の際にダイナミックレ
ンジの超過が生ずるとき、もしくは入力信号のなかに付
加的に含まれている信号成分が関心の対象であるときに
のみ、その代わりをすることが進められ得る。こうして
、本発明による方法が技術的に簡単で経済的な仕方で、
結果として生ずるディジタルデータの所与のビット数を
有するアナログ‐ディジタル変換の際に、同時に高いダ
イナミックレンジを実現し、また非常に小さい電圧変化
を測定することを許すことが明らかになる。その際に、
入力信号に相応するディジタルデータおよび前処理され
た信号に相応するディジタルデータは、入力信号に相応
するディジタルデータと定められた増幅係数に相応する
係数との乗算の結果として、入力信号のなかに場合によ
っては前処理された信号が含んでいない信号成分が含ま
れていることを度外視すれば、直接に互いに比較可能で
ある。

【０００５】特に心電図法に対して有利な本発明の変形
例は請求項２にあげられている。すなわち、第１の伝達
関数として高域通過フィルタの伝達関数がかけられる過
程の結果として、前処理された信号はデフィブリレーシ
ョンの後にも、ダイナミックレンジの超過が生ずること
なしに、信号のダイナミックな成分を正しく再現する。 なぜならば、デフィブリレーションにより生ずる組織ポ
ラリゼーションに相応する入力信号の信号成分はフィル
タリングにより除去されるからである。

【０００６】本発明の１つの特に有利な変形例は請求項
６にあげられている。定められた係数を乗算され、入力
信号に相応するディジタルデータにディジタルフィルタ
（図書“ディジタル信号処理の理論と応用”、Ｌ．Ｒ．
ＲａｂｉｎｅｒおよびＢ．Ｇｏｌｄ著、プレンタイス‐
ホール（ニュージャーシ）出版、ＩＳＢＮ０‐１３‐９
１４１０１‐４参照）により第３の伝達関数として第１
の伝達関数の複素補数がかけられる過程の結果として、
ディジタルフィルタの後に存在するディジタルデータは
入力信号および前処理された信号の時間的経過の間の差
に相応する。その際にディジタルフィルタにより、１つ
のＬＳＢにより互いに隔てられた、入力信号に相応する
データの間のいわゆる“内挿”が行われる。すなわち、
前処理された信号に相応するディジタルデータに時間的
に正しい対応付けで、入力信号のディジタルフィルタリ
ングにより得られたディジタルデータを加算すれば、和
として、ディジタルフィルタリングの際に行われた“内
挿”の結果としてアナログ‐ディジタル変換のビット数
よりも高いビット数、詳細には目的にかなって、定めら
れた増幅係数に相応するビット数だけ高いビット数を有
するディジタルデータが得られる。たとえば、定められ
た増幅係数が３２であれば、ビット数の上昇は５ビット
であり、また定められた増幅係数が６４であれば、ビッ
ト数の上昇は６ビットである。すなわち、前処理された
信号のアナログ‐ディジタル変換の際にダイナミックレ
ンジの超過が生じないかぎり、アナログ‐ディジタル変
換の結果として、アナログ‐ディジタル変換のビット数
よりも高いビット数を有するディジタルデータが得られ
る。その際に、前記の仕方で得られるディジタルデータ
が、前処理された信号の形成の際に第１の伝達関数をか
けることにより除去される信号成分をも含んでいること
は重要である。前処理された信号のアナログ‐ディジタ
ル変換の際にダイナミックレンジの超過が生ずるときに
のみ、アナログ‐ディジタル変換の結果として前記の仕
方で、アナログ‐ディジタル変換のビット数に制限され
ているビット数を有するディジタルデータが利用されな
ければならない。

【０００７】またこの制限は、請求項９にあげられてい
る本発明の１つの別の特に有利な構成が使用されるなら
ば除かれる。この場合には、前処理された信号に相応す
るディジタルデータを考慮することなしに、入力信号の
アナログ‐ディジタル変換の結果として、アナログ‐デ
ィジタル変換のビット数よりも高いビット数を有するデ
ィジタルデータが得られる。その理由は再び、ディジタ
ルフィルタにより積分性の伝達関数をかける際に、１つ
のＬＳＢだけ互いに隔てられた、入力信号に相応する、
定められた係数を乗算されたディジタルデータの間で“
内挿”が行われることにある。好ましくは、積分の時定
数は、積分がそれぞれ定められた増幅係数に相応する数
のディジタルデータを含んでいるように選定される。 その場合、入力信号に相応するディジタルデータとして
使用されるディジタルデータはたとえば３２の増幅係数
の際にアナログ‐ディジタル変換のビット数よりも５ビ
ットだけ高いビット数を有する。アナログ電気的信号は
たとえば周期的信号、たとえばのこぎり波信号であって
もよいし、非周期的信号、たとえばノイズであってもよ
い。重要なことは、信号が統計的に均等な振幅分布を有
することのみである。

【０００８】課題の装置に関する部分は、請求項１１に
あげられている装置により解決される。その作用の仕方
および利点は本発明による方法の前記の説明から明らか
である。

【０００９】本発明による装置を較正するための請求項
２３にあげられている方法は、比較の結果として、定め
られた増幅係数および定められた係数を互いに正確に等
しくし、また場合によっては第３の伝達関数が実際に第
１の伝達関数の複素補数をなすように第１の伝達関数に
第３の伝達関数を適合させることを許すディジタルデー
タを供給する。

【００１０】本発明の他の利点は添付図面に示されてい
る実施例の説明により明らかにされる。

【００１１】

【実施例】図１には心電図信号の処理および記録のため
の装置の構成部分である本発明による装置が示されてい
る。その際に第１の９：１チャネルのアナログ‐マルチ
プレクサ１が設けられている。その入力端の各々に、一
般に９つ（３つの肢および６つの胸導出線）のＥＫＧ導
出線の１つが対応付けられている。第１のマルチプレク
サ１に対して並列に、同じく９：１チャネルのアナログ
‐マルチプレクサとして構成された第２のマルチプレク
サ２が接続されている。その目的は後で明らかにされる
。両マルチプレクサ１および２の出力端は２：１チャネ
ルのアナログ‐マルチプレクサ３の入力端と接続されて
おり、その出力信号は１４ビット変換器であるアナログ
‐ディジタル変換器４の入力端に供給されている。アナ
ログ‐ディジタル変換器４のディジタル出力データはデ
ータバス５を経て電子式計算装置６に到達し、そのなか
で爾後の処理をされる。電子式計算装置６には記録装置
７が接続されている。これは、図１中に概要を示されて
いるように、電子式計算装置６により駆動可能なＥＫＧ
記録計である。

【００１２】個々のＥＫＧ導出線に相応する信号は直接
にはそれらにそれぞれ対応付けられている第１のマルチ
プレクサ１の入力端に到達しない。それらは、図１中に
１つのチャネルを例として示されているように、図示さ
れている実施例では１０の増幅係数を有する増幅器８を
通過する。増幅器８の出力信号はサンプル・アンド・ホ
ールド回路９に供給されており、その出力端は第１のマ
ルチプレクサ１の入力端と接続されている。増幅器８の
出力信号はさらにコンデンサＣおよび抵抗Ｒにより形成
された一次高域通過フィルタ１０に供給されている。こ
の高域通過フィルタ１０は、それに供給された信号に、
もちろん高域通過フィルタ１０自体の伝達関数である第
１の伝達関数Ｔ１をかける役割をする。高域通過フィル
タ１０の限界周波数は、入力信号の診断上重要な低い周
波数の成分の抑制を回避するため、十分に低く選定され
ている。高域通過フィルタ１０の出力信号は、これを１
つの定められた増幅係数Ｖ、図示されている実施例の場
合にはＶ＝３２、で増幅する第２の増幅器１１に到達す
る。第２の増幅器１１の出力信号は第２のサンプル・ア
ンド・ホールド回路１２に供給されており、その出力端
は第２のマルチプレクサ回路２の入力端の１つ、詳細に
はそのつどのチャネルに付属の第１のサンプル・アンド
・ホールド回路９と接続されている第１のマルチプレク
サ１の入力端に相応する入力端と接続されている。図示
されている実施例の場合には、サンプル・アンド・ホー
ルド回路９および１２はそれぞれマルチプレクサ１また
は２の（上から数えて）第２の入力端と接続されている
。サンプル・アンド・ホールド回路９および１２は、装
置の各チャネルに対するアナログ‐ディジタル変換の列
周波数が明らかに最高の関心のある信号周波数または供
給される信号の上限周波数の上側にある場合には、省略
されてもよい。

【００１３】以下では、第１のサンプル・アンド・ホー
ルド回路９に供給される信号は、予め増幅器８により増
幅されることを顧慮せずに、入力信号ＥＳと呼ばれ、他
方において入力信号ＥＳから高域通過フィルタ１０によ
る直流電圧成分の除去および増幅器１１による定められ
た増幅係数Ｖだけの増幅により得られ、第２のサンプル
・アンド・ホールド回路１２に供給される信号は前処理
された信号ＡＳと呼ばれる。

【００１４】マルチプレクサ１、２および３もサンプル
・アンド・ホールド回路９および１２も制御線を介して
電子式計算装置６と接続されており、それからそれらの
制御信号を受ける。その際に両マルチプレクサ１および
２の駆動は共通の制御線を介して、それぞれ個々の入力
端が周期的に相続いて出力端と接続されるように行われ
、その際にこの過程はサイクリックに繰り返す。特定の
ＥＫＧ導出線に付属のマルチプレクサ１および２の入力
端がそれらの出力端と接続されている時間間隔の間に電
子式計算装置６はそのつどのサンプル・アンド・ホール
ド回路９または１２に共通の制御線を介して阻止信号を
供給し、それにより、マルチプレクサ１および２のその
つどの入力端に与えられている電圧が前記の時間間隔の
間に変化しないことが保証されている。電子式計算装置
６はマルチプレクサ３を、これが前記時間間隔の一方の
半部の間はマルチプレクサ１の出力端を、また他方の半
部の間はマルチプレクサ２の出力端をアナログ‐ディジ
タル変換器４の入力端と接続するように制御する。その
際に前記の時間間隔は、アナログ‐ディジタル変換器４
にこの時間間隔の半部の間にそれぞれアナログ‐ディジ
タル変換の実行を可能にするために、十分に長く選定さ
れている。アナログ‐ディジタル変換器４は導線を介し
て電子式計算装置６と接続されており、この導線を介し
て電子式計算装置６はアナログ‐ディジタル変換器４に
それぞれ適当な時点で、アナログ‐ディジタル変換を開
始させるパルスを供給する。逆にアナログ‐ディジタル
変換器４は、アナログ‐ディジタル変換が終了したとき
、同じ導線を介して信号を電子式計算装置６に発する。 その際に電子式計算装置６は、説明されている実施例の
場合に、アナログ‐ディジタル変換を開始するパルスと
して、アリアジング効果が回避されているような列周波
数を有するパルスを発する。すなわち、アナログ‐ディ
ジタル変換器４が電子式計算装置６に個々のチャネルに
相応するＥＫＧ導出線の入力信号ＥＳまたは前処理され
た信号ＡＳの交互の準同時のアナログ‐ディジタル変換
の際に得られるディジタルデータのストリームを供給す
ることが明らかになる。その際にディジタルデータはそ
れぞれ１４ビットの等しいビット数を有する。

【００１５】図１によれば、さらに、統計的に均等な振
幅分布を有する周期的信号ＰＳ、たとえばのこぎり波信
号を発生する信号発生器１３が存在している。信号発生
器１３により発生された周期的信号ＰＳは、相応の制御
線を介して電子式計算装置６により駆動可能である２つ
の電子式スイッチ１４、１５を介して、、サンプル・ア
ンド・ホールド回路９とマルチプレクサ１との間または
増幅器８の入力端の前に位置している加算点１６または
１７に供給可能である。すなわち、信号発生器１３によ
り発生された周期的信号ＰＳを選択的に入力信号ＥＳの
サンプルまたは増幅器８に供給された信号に重畳させる
ことが可能にされている。周期的信号ＰＳの周波数は好
ましくは、その周期が入力信号ＥＳおよび出力信号ＡＳ
のそれぞれ一括付属のサンプルの、定められた増幅係数
Ｖに相応する数のアナログ‐ディジタル変換に対して必
要な時間に相応するように選定されている。必要な同期
を達成するため、信号発生器１３は制御線を介して電子
式計算装置６と接続されている。

【００１６】電子式計算装置６はそれ自体は公知の仕方
で中央ユニット（ＣＰＵ）１８、読出し専用メモリ（Ｒ
ＯＭ）１９および書込み‐読出しメモリ（ＲＡＭ）２０
から構成されており、それらはアドレスバス２１および
データバス２２を介して互いに接続されている。ＲＯＭ
１９およびＲＡＭ２０はオペレーティングシステム、本
来のプログラムならびに可変のデータを記憶する役割を
する。ＣＰＵ１８には、電子式計算装置６の作動のため
に必要なクロック信号の発生の役割をする水晶２３が接
続されており、それからマルチプレクサ１ないし３、ア
ナログ‐ディジタル変換器４、サンプル・アンド・ホー
ルド回路９および１２および信号発生器１３に対する制
御信号も導き出される。これらの信号はアドレスバス２
１にもデータバス２２にも接続されている入力／出力回
路（Ｉ／Ｏポート）２４を介して前記の構成要素に到達
する。また、アナログ‐ディジタル変換器４のディジタ
ル出力信号を電子式計算装置６に伝達するデータバス５
もＩ／Ｏポート２４に接続されている。さらにＩ／Ｏポ
ート２４にはキーボード２５、データディスプレイ装置
２６および前記の記録装置７も接続されている。

【００１７】電子式計算装置６により、入力信号ＥＳお
よび前処理された信号ＡＳに相応するディジタルデータ
は、次のような仕方で処理される。すなわち、一方では
入力信号ＥＳがアナログ‐ディジタル変換器４のダイナ
ミックレンジの完全な利用のもとに変換され得るような
仕方で、また他方では入力信号ＥＳの電圧変化がアナロ
グ‐ディジタル変換器４の入力端への入力信号ＥＳの直
接供給の際にまたアナログ‐ディジタル変換器４のディ
ジタル出力データの続いての処理なしに１ＬＳＢだけの
アナログ‐ディジタル変換の結果の変化が生ぜしめられ
た電圧変化よりも小さいような仕方で処理される。この
ことは以下に図１による装置の１つのチャネルにより説
明される。その際に、電子式計算装置６により実行され
るプログラムを、電子式計算装置６にアナログ‐ディジ
タル変換器４から供給されたデータの処理が問題である
かぎり、明らかにする役割をする図２ないし５に示され
ているアナログ回路に関して説明される。図２ないし５
は単に説明の性格を有し、またディジタル計算機として
構成された電子式計算装置６の代わりにアナログ計算機
も使用され得るという意味に決して誤解されてはならな
いことを指摘しておく。このことは既に、電子式計算装
置６にアナログ‐ディジタル変換器４から供給されるデ
ィジタルデータがアナログ計算機により処理され得ない
ために排除されている。

【００１８】電子式計算装置６は、サンプル・アンド・
ホールド回路９のそのつどの出力信号のアナログ‐ディ
ジタル変換により得られる、入力信号ＥＳに相応する、
アナログ‐ディジタル変換器４から供給されたディジタ
ルデータに、基本的にそれぞれ、前処理された信号ＡＳ
を得るために高域通過フィルタ１０の出力信号を増幅す
る定められた増幅係数Ｖに相応する定められた係数Ｆを
乗算する。その結果として、定められた係数Ｆは、説明
される実施例の場合には、Ｆ＝３２である。このことは
図２中に相応の増幅係数を有する増幅器２７により示さ
れている。サンプル・アンド・ホールド回路１２のその
つどの出力信号のアナログ‐ディジタル変換により得ら
れる、前処理された信号ＡＳに相応する、アナログ‐デ
ィジタル変換器４から供給されたディジタルデータを電
子式計算装置６がそれぞれ、アナログ‐ディジタル変換
器４のダイナミックレンジの超過が存在するか否かに関
して検査する。これは、前処理された信号ＡＳの１つの
サンプルに相応するディジタルデータのすべてのビット
が論理“１”の値を有するときに、ダイナミックレンジ
の超過から出発することにより簡単な仕方で行われ得る
。アナログ‐ディジタル変換器４がダイナミックレンジ
の超過を指示する信号（オーバーフロー）を発する場合
には、電子式計算装置６がこの信号を監視すれば十分で
ある。図２の場合には、説明される検査は、前処理され
た信号ＡＳが、ダイナミックレンジの超過が存在すると
きに出力信号を発する検出器回路２８に供給されている
ことによりシンボル化されている。

【００１９】最も簡単な場合には電子式計算装置６は、
ダイナミックレンジの超過が存在しないかぎり、前処理
された信号ＡＳのアナログ‐ディジタル変換から得られ
たディジタルデータをアナログ‐ディジタル変換の結果
として考慮し、一方ダイナミックレンジの超過の場合に
は超過の継続中、入力信号ＥＳのアナログ‐ディジタル
変換から得られ、定められた係数Ｆを乗算されたディジ
タルデータをアナログ‐ディジタル変換の結果として考
慮する。このことは図２中に、検出器回路２８の出力信
号が、ダイナミックレンジの超過が存在しないときに出
力端Ａに前処理された信号ＡＳが供給されている図２中
に示されている位置を占める電子式スイッチ２９を駆動
することにより示されている。それに対してダイナミッ
クレンジの超過が存在すると、検出器回路２８の出力信
号が電子式スイッチ２９を超過の継続中その他方の位置
にもたらし、従って出力端Ａに増幅された入力信号ＥＳ
が供給されている。

【００２０】主として入力信号ＥＳのダイナミック成分
が関心の対象であり、またその直流電圧成分が関心の対
象でないときにとりわけ応用される第１の作動形式の場
合には、前処理された信号ＡＳに関してダイナミックレ
ンジの超過が存在しないかぎり、定められた増幅係数Ｖ
だけ、アナログ‐ディジタル変換器４の入力端への入力
信号ＥＳの直接供給の際に１ＬＳＢだけのアナログ‐デ
ィジタル変換の結果の変化を生じさせる電圧変化よりも
小さい、入力信号ＥＳのダイナミック成分の電圧変化を
測定することが可能にされている。前処理された信号Ａ
Ｓに関してダイナミックレンジの超過が生ずるとき、ま
たは入力信号ＥＳのなかに含まれている直流電圧成分が
関心の対象であるときには、入力信号ＥＳのアナログ‐
ディジタル変換から得られ、また定められた係数Ｆを乗
算されたデータが用いられる。その際に生ずる不連続性
は本質的に、入力信号ＥＳのなかに含まれている直流電
圧成分のみに相応する。なぜならば、入力信号ＥＳに相
応するディジタルデータは定められた係数Ｆを乗算され
るからである。

【００２１】入力信号ＥＳに相応するディジタルデータ
が直流電圧成分なしであるべきである場合には、電子式
計算装置６が入力信号ＥＳに相応するディジタルデータ
に定められた係数Ｆの乗算の前または後にディジタルフ
ィルタにより高域通過フィルタ、好ましくは前処理され
た信号ＡＳの形成の際に使用された高域通過フィルタ１
０の伝達関数である第２の伝達関数Ｔ２をかけるように
前記の作動形式を変形することが可能にされている。相
異なる分解能を度外視すると、その場合、アナログ‐デ
ィジタル変換の結果は、それが前処理された信号ＡＳに
相応するディジタルデータの利用のもとに求められたか
、前処理された信号ＡＳに相応するディジタルデータの
考慮なしに入力信号ＥＳに相応するディジタルデータの
利用のもとに求められたかに無関係であり、直接に互い
に比較可能である。変形された作動形式は、その他の点
では図２に相応する図３中に、増幅器２７の後にコンデ
ンサＣおよび抵抗Ｒから成りスイッチ３０により橋絡可
能な高域通過フィルタ３１が接続されていることにより
示されている。伝達関数Ｔ１およびＴ２が必ずしも高域
通過フィルタの伝達関数でなくてもよいことは理解され
よう。たとえば高い周波数の信号成分が抑制されるべき
場合には、伝達関数は低域通過フィルタの伝達関数であ
ってよい。同じく伝達関数はノッチフィルタの伝達関数
であってよい。その場合には、特定の擾乱周波数をフィ
ルタにより除去することが可能である。

【００２２】本発明による装置の第２の作動形式では電
子式計算装置６は、入力信号ＥＳに相応する、定められ
た係数Ｆを乗算されたディジタルデータにディジタルフ
ィルタにより第３の伝達関数Ｔ３をかける。第３の伝達
関数Ｔ３は第１の伝達関数Ｔ１の複素補数であり、それ
により入力信号ＥＳが前処理された信号ＡＳの形成のた
めに直流電圧成分なしになる。電子式計算装置６は、デ
ィジタルフィルタにより得られたディジタルデータを時
間的に正しい関係で、前処理された信号ＡＳのアナログ
‐ディジタル変換により得られたディジタルデータに加
算する。電子式計算装置６はこの加算の結果を、前処理
された信号ＡＳに関してダイナミッレンジの超過が存在
しないかぎり、アナログ‐ディジタル変換の結果として
考慮し、一方電子式計算装置６は前処理された信号ＡＳ
がダイナミッレンジを超過する場合には再び先に説明し
た仕方で、入力信号ＥＳに相応する、定められた係数Ｆ
を乗算されたディジタルデータを、場合によってはディ
ジタルフィルタにより第２の伝達関数Ｔ２をかけた後に
、アナログ‐ディジタル変換の結果として考慮する。

【００２３】公知のように１つの数学的関数およびそれ
に付属の複素補数は、それにそれぞれ第３の数学的関数
を乗算するときに、こうして得られた積の和が第３の数
学的関数に相応するという特性を有する。いまの場合、
このことは、前処理された信号ＡＳに前記の加算により
、高域通過フィルタ１０の通過の際に失われる信号成分
が再び付加されることを意味する。その結果、第２の作
動形式では、アナログ‐ディジタル変換の結果が前処理
された信号ＡＳに相応するディジタルデータの利用のも
とに得られるときにも、入力信号ＥＳのなかに含まれて
いる直流電圧成分が考慮されている。ディジタル・フィ
ルタリングの際に“内挿”が１ＬＳＢだけ互いに隔てら
れている入力信号ＥＳに相応するディジタルデータの間
でも行われるので、前記の加算により得られるディジタ
ルデータが、ディジタル・フィルタリングに関連して行
われる計算過程の十分な精度の際に、アナログ‐ディジ
タル変換器４のビット数よりも大きいビット数を有する
という利点が達成される。定められた増幅係数Ｖおよび
定められた係数Ｆがそれぞれ３２である場合には、電子
式計算装置６はディジタル・フィルタリングのために必
要な計算過程を、アナログ‐ディジタル変換のビット数
ｚ＝１４を５ビットだけ高めて全体で１９ビットにする
ような精度で行う。

【００２４】いまの実施例の場合、入力信号ＥＳは前処
理された信号ＡＳを形成するため一次の高域通過フィル
タ１０を通過する。その伝達関数Ｔ１に相応する複素補
数は高域通過フィルタ１０の限界周波数に等しい限界周
波数を有する一次の低域通過フィルタの伝達関数Ｔ３で
ある。指摘すべきこととして、このことは、一次の高域
通過フィルタ１０の代わりにより高次の高域通過フィル
タが使用されるときには、相応の仕方で成り立たない。 この場合、複素補数を得るため、相応の低域通過フィル
タの伝達関数に補正要素が付加されなければならない。

【００２５】その他の点では図２に相応する図４の場合
、第２の作動形式は、増幅器２７の出力端が高域通過フ
ィルタ１０の場合と等しい値の抵抗Ｒおよびコンデンサ
Ｃから形成された一次の低域通過フィルタ３２と接続さ
れていることにより明らかにされており、その出力信号
は加算点３３で反作用なしに前処理された信号ＡＳに加
算される。すなわち、加算点３３の後に、前処理された
信号ＡＳに再び予め高域通過フィルタ１０により除去さ
れた信号成分が加算される過程の結果として３２倍に増
幅された入力信号ＥＳに相応する１つの信号が得られる
。こうして、前処理された信号ＡＳに関してダイナミッ
クレンジの超過が存在しないかぎり、前処理された信号
ＡＳに相応するディジタルデータの利用のもとに得られ
たアナログ‐ディジタル変換の結果が好ましくは定めら
れた増幅係数Ｖに相応する高められた分解能を有し、ま
たそれにもかかわらず入力信号ＥＳのなかに含まれてい
る直流電圧成分を同じく含んでいることが明らかになる
。

【００２６】前処理された信号ＡＳに関するダイナミッ
クレンジの超過の結果として、ディジタル‐アナログ変
換の結果として入力信号ＥＳに相応するディジタルデー
タに移行されなければならないときには、前処理された
信号ＡＳに増幅器１１により惹起されたオフセット電圧
が重畳されていることに起因するわずかな跳躍が生じ得
る。これらの跳躍は本発明による装置の第３の作動の仕
方で回避され得る。この作動の仕方では電子式計算装置
６は入力信号ＥＳおよび前処理された信号ＡＳの一括付
属のサンプルに対して正しい符号でそれぞれ前処理され
た信号ＡＳに相応するディジタルデータと入力信号ＥＳ
に相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジタル
データとの間の差を求める。さらに電子式計算装置６は
定められた数、たとえば２５６の相続くサンプルに対し
て求められた差からそれらの符号の考慮のもとに平均値
を形成する。これを電子式計算装置６が、平均値を求め
る際にそれぞれ最後に考慮された入力信号ＥＳのサンプ
ルに相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジタ
ルデータに加算する。すなわち、増幅器１１のオフセッ
ト電圧により惹起された上記の跳躍が回避されることが
明らかになる。上記の平均値形成は必ずしも必要ではな
く、従って省略されてもよい。本発明による装置が図２
または３に示されている作動形式で動作するか図４に示
されている作動形式で動作するかに関係して、入力信号
ＥＳに相応する、定められた係数を乗算されたディジタ
ルデータまたは第２の伝達関数をかけることによりディ
ジタルフィルタリングをされた入力信号ＥＳに相応する
、定められた係数Ｆを乗算されたディジタルデータと、
前処理された信号ＡＳに直接に相応するディジタルデー
タまたはフィルタリングをされた入力信号ＥＳに第３の
伝達関数をかけた後に上記の加算により得られた和との
間の差が形成される。基本的には、上記の説明と異なっ
て、平均値を、またはこれが形成されない場合には差を
、相応の仕方で、前処理された信号ＡＳに相応するディ
ジタルデータから差し引くことも可能である。

【００２７】その他の点では図４に相応する図５では、
増幅器１１のオフセット電圧の前記の補正は、加算点３
４で増幅された入力信号ＥＳが加算器３３の出力信号か
ら反作用なしに差し引かれることにより示されている。 増幅器１１のオフセット電圧に相応する信号は加算点３
４から、抵抗Ｒ１と接地点に接続されているコンデンサ
Ｃ１とから成り積分作用をするＲＣ要素３６に到達し、
それにより平均値形成が行われる。コンデンサＣ１のな
かに記憶された平均値は加算点３５で増幅された入力信
号ＥＳに反作用なしに加算される。前処理された信号Ａ
Ｓに関するダイナミックレンジの超過の結果として電子
式切換スイッチ２９が検出器回路２８により、信号が加
算点３５から出力端Ａに到達するように駆動されると、
跳躍は生じない。両加算点３４および３５ならびにＲＣ
要素３６は類似の図示されていない仕方で、最後に説明
した作動の仕方を示す図２および３の場合にも存在して
いてよい。

【００２８】本発明による装置の別の作動形式では、前
記のようにのこぎり波信号ＰＳを発生する信号発生器１
３が使用される。この作動形式では電子式計算装置が相
応の信号によりスイッチ１４を閉じ、従ってのこぎり波
信号ＰＳが加算点１６で入力信号ＥＳに重畳される。こ
ぎり波信号ＰＳの最大振幅は少なくとも、１ＬＳＢだけ
のアナログ‐ディジタル変換器４の出力データの変化を
生じさせる電圧差に等しい。こぎり波信号ＰＳの周期は
、一方の極値から他方の極値へのその直線側縁Ｓに沿う
こぎり波信号ＰＳの経過の間にアナログ‐ディジタル変
換器４により定められた数のアナログ‐ディジタル変換
が行われるように選定されている。アナログ‐ディジタ
ル変換の定められた数は好ましくは定められた増幅係数
Ｖに等しい。それはいまの実施例の場合には３２である
。

【００２９】加算点１６で入力信号ＥＳとのこぎり波信
号ＰＳとの重畳が行われる過程の結果として、サンプル
・アンド・ホールド回路９の出力端に台形状の信号が生
じ、この信号はマルチプレクサ１および３を介してアナ
ログ‐ディジタル変換器４に到達する。のこぎり波信号
ＰＳの最大振幅が１ＬＳＢだけのアナログ‐ディジタル
変換器４の出力データの変化を生じさせる電圧差に等し
く、さらに入力信号ＥＳとのこぎり波信号ＰＳとの重畳
により得られた信号の最小または最大振幅がアナログ‐
ディジタル変換器４により測定可能な電圧値に正確に相
応する特別な場合を度外視して、アナログ‐ディジタル
変換器４の出力データは直線側縁Ｓに沿うのこぎり波信
号ＰＳの経過の間に少なくとも１ＬＳＢだけ変化する。

【００３０】重畳されたのこぎり波信号ＰＳを有する入
力信号ＥＳのアナログ‐ディジタル変換の結果として生
ずるアナログ‐ディジタル変換器４の出力データに電子
式計算装置６が、定められた数のアナログ‐ディジタル
変換の際に最後に連続して生ずるアナログ‐ディジタル
変換器４の出力データに対するアナログ‐ディジタル変
換器４の出力データの積分を形成するように、積分作用
をする第４の伝達関数をかける。この積分の際に電子式
計算装置６は周辺条件としてのこぎり波信号ＰＳの最大
振幅および重畳後の入力信号ＥＳに対して相対的なのこ
ぎり波信号ＰＳの位相を考慮する。

【００３１】積分の結果として、従ってまた入力信号Ｅ
Ｓのアナログ‐ディジタル変換の結果として、電子式計
算装置６は、アナログ‐ディジタル変換器のビット数よ
りも大きいビット数を有するディジタルデータを供給す
る。その際にビット数は、のこぎり波信号ＰＳの振幅が
その直線側縁に沿ってアナログ‐ディジタル変換器４の
出力データの１ＬＳＢだけの変化に通ずる値だけ変化す
る時間の間に行われるアナログ‐ディジタル変換の数に
相応して高くなる。いまの実施例の場合のようにのこぎ
り波信号ＰＳの最大振幅が１ＬＳＢに等しく、またのこ
ぎり波信号ＰＳの１周期の間に３２のアナログ‐ディジ
タル変換が行われると、最後に説明した作動形式により
得られるアナログ‐ディジタル変換の結果のビット数は
１４から１９ビットに高くなる。

【００３２】本発明による装置の最後に説明した作動形
式は図６にダイアグラムにより示されている。一定の入
力信号ＥＳに鎖線で記入されたのこぎり波信号ＰＳが対
称に重畳されており、その振幅は１．５ＬＳＢである。 のこぎり波信号ＰＳの１周期の間に６つのアナログ‐デ
ィジタル変換が行われる。このことは、のこぎり波信号
ＰＳの振幅が１ＬＳＢだけ変化する時間の間に４つのア
ナログ‐ディジタル変換が行われることを意味する。６
つの典型的な積分領域により示されているように、積分
はそれぞれ６つの相続くアナログ‐ディジタル変換の出
力データＤにわたり行われる。積分の際に電子式計算装
置６は、先ずそれぞれアナログ‐ディジタル変換器４の
６つの相続いて生ずる出力データの和Ｈを形成するよう
に進行する。和Ｈはそれぞれ図６中で左から右へ上昇す
るハッチングを施された面積に相応する。さらに電子式
計算装置はアナログ‐ディジタル変換器４のより上位の
出力データの数Ｋによりそれぞれ図６中で左から右へ下
降するハッチングを施された面積を求める。これはその
つどの所与の条件に合わされた当業者にとって容易に作
成可能なアルゴリズムにより行われる。各積分過程に対
して電子式計算装置は値ＨおよびＫを加算し、またこれ
を１周期中に行われるアナログ‐ディジタル変換の数に
より除算する。除算の結果は最後に説明した作動形式に
よるアナログ‐ディジタル変換の結果に相応し、図６の
場合には１５．２５である。

【００３３】容易に理解されるように、前記の実施例の
場合に使用されたのこぎり波信号ＰＳの代わりに、統計
的に均等な振幅分布を有する任意の他の信号、たとえば
ノイズ信号も、アナログ‐ディジタル変換のビット数の
上昇を達成するために、入力信号ＥＳに重畳され得る。

【００３４】本発明による装置の較正または調整の役割
をする最後の作動形式では、電子式計算装置が電子式ス
イッチ１５を閉じることによって（電子式スイッチ１４
は開かれている）、のこぎり波信号ＰＳが加算点１７に
供給される。すなわち、のこぎり波信号ＰＳは入力信号
ＥＳにも前処理された信号ＡＳにも重畳される。入力信
号ＥＳに関してアナログ‐ディジタル変換は、図６に関
連して先に説明した仕方で、高められたビット数により
行われ、また同時に前処理された信号ＡＳに関して、図
４による第３の伝達関数をかけて、行われる。さらに電
子式計算装置６は増幅器１１のオフセット電圧に関して
、図５に関連して説明した補正を行う。装置にいま任意
の、ただし前処理された信号ＡＳに関してダイナミック
レンジの超過に通じてはならない信号が供給される。 また、装置の入力端を短絡することも可能である。この
ことは、入力信号ＥＳが値零を有することを意味する。 その場合、電子式計算装置は、前処理された信号ＡＳに
相応するディジタルデータの利用のもとに求められたア
ナログ‐ディジタル変換の結果を、前処理された信号Ａ
Ｓに相応するディジタルデータの考慮なしに、入力信号
ＥＳに相応する、定められた係数Ｆを乗算されたディジ
タルデータの利用のもとに求められたアナログ‐ディジ
タル変換の結果と、それらの差を形成するように比較す
る。理想的な場合には、この差はのこぎり波信号ＰＳの
経過を再現する。なぜならば、これは、前処理された信
号ＡＳに相応するディジタルデータの利用のもとにアナ
ログ‐ディジタル変換の結果を求める場合には信号成分
として解釈されるが、入力信号ＥＳのアナログ‐ディジ
タル変換の場合には単に補助信号として使用されるから
である。電子式計算装置６により形成された差がのこぎ
り波信号ＰＳから大きく偏差する場合には、本発明によ
る装置の調整が行われ得る。これはたとえば、高域通過
フィルタ１０の構成部分の値における第３の伝達関数Ｔ
３のマッチングにより、定められた増幅係数Ｖが設定可
能であれば、この定められた増幅係数Ｖの補正により、
または定められた係数Ｆの補正により行われ得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】アナログ‐ディジタル変換のための本発明によ
る装置の概要を示すブロック図。

【図２】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図３】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図４】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図５】図１による装置の作動の仕方を説明するための
アナログ回路。

【図６】本発明による装置の別の作動形式を説明するた
めのダイアグラム。

【符号の説明】

１、２　　　　９：１チャネル‐アナログマルチプレク
サ３　　　　２：１チャネル‐アナログマルチプレクサ
４　　　　アナログ‐ディジタル変換器５　　　　デー
タバス ６　　　　電子式計算装置 ７　　　　記録装置 ８　　　　増幅器 ９　　　　サンプル・アンド・ホールド回路１０　　　
　高域通過フィルタ １１　　　　増幅器 １２　　　　サンプル・アンド・ホールド回路１３　　
　　信号発生器 １４、１５　　　　スイッチ １６、１７　　　　加算点 １８　　　　中央ユニット（ＣＰＵ） １９　　　　読出し専用メモリ（ＲＯＭ）２０　　　　
書込み‐読出しメモリ（ＲＡＭ）２１　　　　アドレス
バス ２２　　　　データバス ２３　　　　水晶 ２４　　　　入力／出力回路（Ｉ／Ｏポート）２５　　
　　キーボード ２６　　　　データディスプレイ装置 ２７　　　　増幅器 ２８　　　　検出器回路 ２９、３０　　　　切換スイッチ ３１　　　　高域通過フィルタ ３２　　　　低域通過フィルタ ３３〜３５　　　　加算点 ３６　　　　ＲＣ要素 Ａ　　　　出力端 ＡＳ　　　　前処理された信号 Ｃ、Ｃ１　　　　コンデンサ Ｄ　　　　出力データ ＥＳ　　　　入力信号 Ｆ　　　　係数 Ｈ　　　　和 Ｋ　　　　数 ＰＳ　　　　のこぎり波信号 Ｒ、Ｒ１　　　　抵抗 Ｔ１〜Ｔ３　　　　伝達関数 Ｚ　　　　ビット数

Claims (26)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　時間的に変化するアナログ電気的入力
   信号（ＥＳ）をアナログ‐ディジタル変換するための方
   法において、ａ）前処理された信号（ＡＳ）を形成する
   ため入力信号（ＥＳ）に第１の伝達関数（Ｔ１）がかけ
   られ、また入力信号（ＥＳ）が定められた増幅係数（Ｖ
   ）だけ増幅され、ｂ）入力信号（ＥＳ）および前処理さ
   れた信号（ＡＳ）の時間的に相続くサンプルがそれぞれ
   アナログ‐ディジタル変換を受け、入力信号（ＥＳ）に
   相応する特定のビット数のディジタルデータおよび前処
   理された信号（ＡＳ）に相応する特定のビット数のディ
   ジタルデータが得られ、その際にビット数がそれぞれア
   ナログ‐ディジタル変換のダイナミックレンジを決定し
   、ｃ）入力信号（ＥＳ）に相応するディジタルデータが
   それぞれ、定められた増幅係数（Ｖ）に等しい定められ
   た係数（Ｆ）を乗算され、ｄ）前処理された信号（ＡＳ
   ）に相応するデータに関して、付属のダイナミックレン
   ジの超過が存在するか否かが検査され、ｅ）アナログ‐
   ディジタル変換の結果が、前処理された信号（ＡＳ）が
   ダイナミックレンジのなかに位置するかぎり、前処理さ
   れた信号（ＡＳ）に相応するディジタルデータの利用の
   もとに求められ、また前処理された信号（ＡＳ）に関し
   てダイナミックレンジの超過が存在するかぎり、前処理
   された信号（ＡＳ）に相応するディジタルデータの考慮
   なしに、入力信号（ＥＳ）に相応する、定められた係数
   （Ｆ）を乗算されたディジタルデータの利用のもとに求
   められることを特徴とするアナログ‐ディジタル変換方
   法。
2. 【請求項２】　　第１の伝達関数（Ｔ１）として高域通
   過フィルタの伝達関数が用いられることを特徴とする請
   求項１記載の方法。
3. 【請求項３】　　入力信号（ＥＳ）に相応するディジタ
   ルデータに、アナログ‐ディジタル変換の結果を求める
   ためのその利用の前に、ディジタルフィルタにより第２
   の伝達関数（Ｔ２）がかけられることを特徴とする請求
   項１または２記載の方法。
4. 【請求項４】　　第２の伝達関数（Ｔ２）として高域通
   過フィルタの伝達関数が用いられることを特徴とする請
   求項３記載の方法。
5. 【請求項５】　　前処理された信号（ＡＳ）がダイナミ
   ックレンジのなかに位置するかぎり、アナログ‐ディジ
   タル変換の結果が追加的に入力信号（ＥＳ）に相応する
   、定められた係数（Ｆ）を乗算されたディジタルデータ
   の利用のもとに求められ、またこれに予めディジタルフ
   ィルタにより第３の伝達関数（Ｔ３）がかけられること
   を特徴とする請求項１ないし４の１つに記載の方法。
6. 【請求項６】　　第３の伝達関数（Ｔ３）が第１の伝達
   関数（Ｔ１）の複素補数であり、また入力信号（ＥＳ）
   に相応するディジタルデータがアナログ‐ディジタル変
   換の結果を求めるため、入力信号（ＥＳ）のディジタル
   フィルタリングにより得られたディジタルデータおよび
   前処理された信号（ＡＳ）に相応するディジタルデータ
   の和が形成されるように利用されることを特徴とする請
   求項５記載の方法。
7. 【請求項７】　　時間的に相続くサンプルに対して、入
   力信号（ＥＳ）に相応する、定められた係数（Ｆ）を乗
   算されたディジタルデータと前処理された信号（ＡＳ）
   に相応するディジタルデータとの間の差が形成され、ま
   たこうして得られた差がオフセット誤差の補正のために
   使用されることを特徴とする請求項１ないし６の１つに
   記載の方法。
8. 【請求項８】　　定められた数の相続くサンプルに対し
   て求められた差からそれらの符号の考慮のもとに平均値
   が形成され、また平均値がオフセット誤差の補正のため
   に使用されることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 【請求項９】　　入力信号（ＥＳ）にアナログ‐ディジ
   タル変換の前に、入力信号（ＥＳ）のアナログ‐ディジ
   タル変換の際の最下位ビット（ＬＳＢ）に相応する電圧
   差に少なくとも等しい最大値を有し、また統計的に均等
   な振幅分布を有する時間的に変化するアナログ電気的信
   号（ＰＳ）が重畳され、アナログ‐ディジタル変換の後
   に入力信号（ＥＳ）およびアナログ信号（ＰＳ）の重畳
   の結果として生ずる信号に相応するディジタル信号にデ
   ィジタルフィルタにより積分作用をする第４の伝達関数
   がかけられ、またこうして得られたディジタルデータが
   入力信号（ＥＳ）に相応するディジタルデータとして使
   用されることを特徴とする請求項１ないし８の１つに記
   載の方法。
10. 【請求項１０】　　第４の伝達関数（Ｔ２）として低域
    通過フィルタの伝達関数が用いられることを特徴とする
    請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】　　アナログ信号（ＰＳ）が周期的信号
    であることを特徴とする請求項９または１０記載の方法
    。
12. 【請求項１２】　　時間的に変化するアナログ電気的入
    力信号（ＥＳ）をアナログ‐ディジタル変換するための
    装置において、入力信号（ＥＳ）に第１の伝達関数（Ｔ
    １）をかけ、また入力信号（ＥＳ）を定められた増幅係
    数（Ｖ）だけ増幅して、前処理された信号（ＡＳ）を形
    成するための手段（１０、１１）を含んでおり、入力信
    号（ＥＳ）および前処理された信号（ＡＳ）の時間的に
    相続くサンプルをそれぞれアナログ‐ディジタル変換す
    るアナログ‐ディジタル変換のための手段（４、９、１
    ２）を含んでおり、それにより、入力信号（ＥＳ）に相
    応する特定のビット数のディジタルデータおよび前処理
    された信号（ＡＳ）に相応する特定のビット数のディジ
    タルデータがアナログ‐ディジタル変換のための手段の
    出力データとして得られ、その際にビット数がそれぞれ
    アナログ‐ディジタル変換のための手段のダイナミック
    レンジを決定し、またアナログ‐ディジタル変換のため
    の手段（４、９、１２）の出力データを供給され、アナ
    ログ‐ディジタル変換のための手段（４、９、１２）と
    共同作用する電子式計算装置（６）を含んでおり、電子
    式計算装置（６）が、ａ）入力信号（ＥＳ）に相応する
    ディジタルデータにそれぞれ、定められた増幅係数（Ｖ
    ）に等しい定められた係数（Ｆ）を乗算し、ｂ）前処理
    された信号（ＡＳ）に相応するデータに関して、付属の
    ダイナミックレンジの超過が存在するか否かを検査し、
    ｃ）アナログ‐ディジタル変換の結果を、前処理された
    信号（ＡＳ）がダイナミックレンジのなかに位置するか
    ぎり、前処理された信号（ＡＳ）に相応するディジタル
    データの利用のもとに求め、また前処理された信号（Ａ
    Ｓ）に関してダイナミックレンジの超過が存在するかぎ
    り、前処理された信号（ＡＳ）に相応するディジタルデ
    ータの考慮なしに、入力信号（ＥＳ）に相応する、定め
    られた係数（Ｆ）を乗算されたディジタルデータの利用
    のもとに求めるように構成されていることを特徴とする
    アナログ‐ディジタル変換装置。
13. 【請求項１３】　　前処理された信号（ＡＳ）を形成す
    るための手段（１０、１１）が第１の伝達関数（Ｔ１）
    として高域通過フィルタの伝達関数を入力信号（ＥＳ）
    にかけることを特徴とする請求項１２記載の装置。
14. 【請求項１４】　　電子式計算装置（６）が、入力信号
    （ＥＳ）に相応するディジタルデータに、アナログ‐デ
    ィジタル変換の結果を求めるためのその利用の前に、デ
    ィジタルフィルタにより第２の伝達関数（Ｔ２）をかけ
    るように構成されていることを特徴とする請求項１２ま
    たは１３記載の装置。
15. 【請求項１５】　　電子式計算装置（６）が、入力信号
    （ＥＳ）に相応するディジタルデータに高域通過フィル
    タの伝達関数をかけるように構成されていることを特徴
    とする請求項１４記載の装置。
16. 【請求項１６】　　電子式計算装置（６）が、前処理さ
    れた信号（ＡＳ）がダイナミックレンジのなかに位置す
    るかぎり、アナログ‐ディジタル変換の結果を付加的に
    入力信号（ＥＳ）に相応する、定められた係数（Ｆ）を
    乗算されたディジタルデータの利用のもとに求め、また
    これに予めディジタルフィルタにより第３の伝達関数（
    Ｔ３）をかけるように構成されていることを特徴とする
    請求項１２ないし１５の１つに記載の装置。
17. 【請求項１７】　　電子式計算装置（６）が、入力信号
    （ＥＳ）に相応し、定められた係数（Ｆ）を乗算された
    ディジタルデータに第３の伝達関数（Ｔ３）として第１
    の伝達関数（Ｔ１）の複素補数をかけ、またアナログ‐
    ディジタル変換の結果を求めるため、入力信号（ＥＳ）
    に相応するディジタルデータを、入力信号（ＥＳ）のデ
    ィジタルフィルタリングにより得られたディジタルデー
    タおよび前処理された信号（ＡＳ）に相応するディジタ
    ルデータの和を形成するように利用するように構成され
    ていることを特徴とする請求項１６記載の装置。
18. 【請求項１８】　　電子式計算装置（６）が、時間的に
    相続くサンプルに対して、入力信号（ＥＳ）に相応する
    、定められた係数（Ｆ）を乗算されたディジタルデータ
    と前処理された信号（ＡＳ）に相応するディジタルデー
    タとの間の差を形成し、またこうして得られた差をオフ
    セット誤差の補正のために使用するように構成されてい
    ることを特徴とする請求項１２ないし１７の１つに記載
    の装置。
19. 【請求項１９】　　電子式計算装置（６）が、定められ
    た数の相続くサンプルに対して求められた差からそれら
    の符号の考慮のもとに平均値を形成し、この平均値をオ
    フセット誤差の補正のために使用するように構成されて
    いることを特徴とする請求項１８記載の装置。
20. 【請求項２０】　　入力信号（ＥＳ）のアナログ‐ディ
    ジタル変換の際の最下位ビット（ＬＳＢ）に相応する電
    圧差に少なくとも等しい最大振幅値を有し、また統計的
    に均等な振幅分布を有するアナログ信号（ＰＳ）を発生
    するための手段（１３）が設けられており、このアナロ
    グ信号（ＰＳ）を入力信号（ＥＳ）に重畳させるための
    手段（１４、１５、１６、１７）が設けられており、ま
    た電子式計算装置（６）が、入力信号（ＥＳ）およびア
    ナログ信号（ＰＳ）の重畳の結果として生ずる信号に相
    応するアナログ‐ディジタル変換のための手段（４、９
    、１２）の出力データにディジタルフィルタにより積分
    作用をする第４の伝達関数をかけ、またこうして得られ
    たディジタルデータを入力信号（ＥＳ）に相応するディ
    ジタルデータとして使用するように構成されていること
    を特徴とする請求項１２ないし１９の１つに記載の装置
    。
21. 【請求項２１】　　電子式計算装置（６）が、第４の伝
    達関数として重畳の結果生ずる信号に相応するディジタ
    ルデータに低域通過フィルタの伝達関数をかけるように
    構成されていることを特徴とする請求項２０記載の装置
    。
22. 【請求項２２】　　アナログ信号（ＰＳ）を発生するた
    めの手段（１３）が周期的信号を発生することを特徴と
    する請求項２０または２１記載の装置。
23. 【請求項２３】　　請求項１２ないし２２の１つによる
    装置を較正するための方法において、 ａ）入力信号（ＥＳ）に前処理された信号（ＡＳ）の形
    成の前にアナログ交流電圧信号（ＰＳ）が重畳され、ま
    た ｂ）前処理された信号（ＡＳ）がダイナミックレンジの
    なかに位置するかぎり、個々のサンプルに対して、前処
    理された信号（ＡＳ）に相応するディジタルデータの利
    用のもとに求められた結果と、前処理された信号（ＡＳ
    ）に相応するディジタルデータの考慮なしに、入力信号
    （ＥＳ）に相応し、定められた係数（Ｆ）を乗算された
    ディジタルデータの利用のもとに求められたアナログ‐
    ディジタル変換の結果との比較が行われることを特徴と
    するアナログ‐ディジタル変換装置の較正方法。
24. 【請求項２４】　　比較の結果が誤差補正のために使用
    されることを特徴とする請求項２３記載の方法。
25. 【請求項２５】　　請求項２０ないし２２の１つによる
    装置を較正するため、アナログ信号（ＰＳ）を発生する
    ための手段（１３）により発生された信号が入力信号（
    ＥＳ）に重畳されることを特徴とする請求項２３または
    ２４記載の方法。
26. 【請求項２６】　　較正過程の間に入力信号（ＥＳ）が
    値零を有することを特徴とする請求項２３ないし２５の
    １つに記載の方法。