JPH0423458B2 - - Google Patents
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- JPH0423458B2 JPH0423458B2 JP61263036A JP26303686A JPH0423458B2 JP H0423458 B2 JPH0423458 B2 JP H0423458B2 JP 61263036 A JP61263036 A JP 61263036A JP 26303686 A JP26303686 A JP 26303686A JP H0423458 B2 JPH0423458 B2 JP H0423458B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬
送波再生回路において、再生搬送波の位相誤差を
軽減する搬送波再生回路に関するものである。
送波再生回路において、再生搬送波の位相誤差を
軽減する搬送波再生回路に関するものである。
従来の狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送
波再生回路は、逆変調や逓倍操作により入力変調
信号から変調成分を除去して搬送波成分を抽出
し、帯域ろ波器により雑音成分を除去した後、振
幅制限器により出力振幅を一定にして再生搬送波
を得るものであつた。従来のこのような帯域ろ波
器と振幅制限器を用いた搬送波再生回路において
は、入力周波数変動による帯域ろ波器の位相変動
はフイードバツク制御を用いた自動周波数制御回
路により補償されるが、温度変動や経時変化によ
つて生じる再生搬送波の位相誤差に対しては、フ
イードバツク制御による補償を行つていない。こ
のため、温度変動や経時変化により生じる再生搬
送波の位相誤差によつて、誤り率特性や再生搬送
波の位相スリツプ特性が大きく劣化するという問
題点があつた。
波再生回路は、逆変調や逓倍操作により入力変調
信号から変調成分を除去して搬送波成分を抽出
し、帯域ろ波器により雑音成分を除去した後、振
幅制限器により出力振幅を一定にして再生搬送波
を得るものであつた。従来のこのような帯域ろ波
器と振幅制限器を用いた搬送波再生回路において
は、入力周波数変動による帯域ろ波器の位相変動
はフイードバツク制御を用いた自動周波数制御回
路により補償されるが、温度変動や経時変化によ
つて生じる再生搬送波の位相誤差に対しては、フ
イードバツク制御による補償を行つていない。こ
のため、温度変動や経時変化により生じる再生搬
送波の位相誤差によつて、誤り率特性や再生搬送
波の位相スリツプ特性が大きく劣化するという問
題点があつた。
これを解決する手段として、これまでに、復調
信号にベースバンド演算を施すことにより基準搬
送波位相誤差を検出し、この位相誤差検出信号を
用いて、電圧制御移相器により再生搬送波位相誤
差が小となるよう制御す搬送波再生回路が提案さ
れている。これは位相誤差検出にコスタスループ
の原理を用いたものであつて、入力変調信号が４
相PSKの場合の逆変調方式による搬送波再生回
路の実施例を第２図に示す。第２図において、１
１は直交位相復調器、１２は逆変調器、１３は狭
帯域ろ波器、１４は振幅制限器、１５は電圧制御
移相器、１６は位相誤差検出回路、１７はループ
フイルタである。入力４相PSK信号ａは直交位
相復調器１１と逆変調器１２に分配され、復調出
力ｂ，ｃにより逆変調器１２を駆動し、受信信号
ａに対して逆変調操作を行うことにより搬送波成
分ｄを抽出する。この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波
器１３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制
限器１４により出力振幅を一定にして得られる再
生搬送波ｅは電圧制御移相器１５に入力される。
一方、位相誤差検出回路１６では復調出力ｂ，ｃ
により再生搬送波の位相誤差を検出し、この位相
誤差検出出力ｆをループフイルタ１７により平滑
化して雑音成分を除去した後、電圧制御移相器１
５の制御信号として加え基準搬送波位相誤差が小
となるよう制御する。このように電圧制御移相器
が位相誤差検出回路１６の位相誤差検出出力によ
つて基準搬送波の位相誤差を小とする自動位相制
御系が構成されるから、温度変動や経時変化時に
よつて生じる基準搬送波の位相誤差が補償され、
かつ復調アイパタンが最大、すなわち誤り率が最
小となるように、基準搬送波位相が自動的に設定
される。従つて、第２図の実施例による搬送波再
生回路では、該電圧制御移相器１５の出力として
位相誤差が補償された再生搬送波e′を得ることが
できる。
信号にベースバンド演算を施すことにより基準搬
送波位相誤差を検出し、この位相誤差検出信号を
用いて、電圧制御移相器により再生搬送波位相誤
差が小となるよう制御す搬送波再生回路が提案さ
れている。これは位相誤差検出にコスタスループ
の原理を用いたものであつて、入力変調信号が４
相PSKの場合の逆変調方式による搬送波再生回
路の実施例を第２図に示す。第２図において、１
１は直交位相復調器、１２は逆変調器、１３は狭
帯域ろ波器、１４は振幅制限器、１５は電圧制御
移相器、１６は位相誤差検出回路、１７はループ
フイルタである。入力４相PSK信号ａは直交位
相復調器１１と逆変調器１２に分配され、復調出
力ｂ，ｃにより逆変調器１２を駆動し、受信信号
ａに対して逆変調操作を行うことにより搬送波成
分ｄを抽出する。この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波
器１３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制
限器１４により出力振幅を一定にして得られる再
生搬送波ｅは電圧制御移相器１５に入力される。
一方、位相誤差検出回路１６では復調出力ｂ，ｃ
により再生搬送波の位相誤差を検出し、この位相
誤差検出出力ｆをループフイルタ１７により平滑
化して雑音成分を除去した後、電圧制御移相器１
５の制御信号として加え基準搬送波位相誤差が小
となるよう制御する。このように電圧制御移相器
が位相誤差検出回路１６の位相誤差検出出力によ
つて基準搬送波の位相誤差を小とする自動位相制
御系が構成されるから、温度変動や経時変化時に
よつて生じる基準搬送波の位相誤差が補償され、
かつ復調アイパタンが最大、すなわち誤り率が最
小となるように、基準搬送波位相が自動的に設定
される。従つて、第２図の実施例による搬送波再
生回路では、該電圧制御移相器１５の出力として
位相誤差が補償された再生搬送波e′を得ることが
できる。
第３図は第２図に示した従来の搬送波再生回路
における、位相誤差検出回路１６の具体例を示し
たものであつて、公知の構成であるところのコス
タスループの原理を用いたベースバンド演算回路
の構成を有しており、識別器２１，２２と乗算器
２３，２４と減算器２５より構成される。直交位
相復調器の復調出力ｂ，ｃはそれぞれ識別器２
１，２２に加えられ、識別出力b′，c′と復調出力
ｂ，ｃとを乗算器２３，２４においてそれぞれ乗
算し、その出力ｂ×c′とｃ×b′を減算器２５で減
算することにより変調成分の除去された位相誤差
検出出力ｆが得られる。
における、位相誤差検出回路１６の具体例を示し
たものであつて、公知の構成であるところのコス
タスループの原理を用いたベースバンド演算回路
の構成を有しており、識別器２１，２２と乗算器
２３，２４と減算器２５より構成される。直交位
相復調器の復調出力ｂ，ｃはそれぞれ識別器２
１，２２に加えられ、識別出力b′，c′と復調出力
ｂ，ｃとを乗算器２３，２４においてそれぞれ乗
算し、その出力ｂ×c′とｃ×b′を減算器２５で減
算することにより変調成分の除去された位相誤差
検出出力ｆが得られる。
第３図に示した位相誤差検出回路を用いた自動
位相制御系を付加した搬送波再生回路において、
誤り率の劣化を小さくするためには位相誤差検出
回路を極めて精度よく実現する必要がある。この
ような精度の高い位相誤差検出回路を第３図に示
したようなアナログ回路で実現するには、自動位
相制御系の各部の微調整が必要となり、調整が極
めて複雑になる欠点があつた。また、この搬送波
再生回路をTDMA衛生通信等で用いられるバー
スト復調器に適用するにはループフイルタと電圧
制御移相器の間にサンプルホールド回路を付加す
る必要があり、ハードウエア規模が増大すると共
に調整がさらに複雑になる。さらに、高利得誤り
訂正を用いたTDMA衛生通信に用いるバースト
復調器の搬送波再生回路では、低Ｃ／Ｎ（搬送波
電力対雑音電力比）下においても再生搬送波の位
相スリツプ率を小さくする必要がある。逆変調方
式による狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送
波再生回路においては、位相復調器の基準搬送波
位相誤差により位相スリツプ特性が大きく劣化す
るため、低Ｃ／Ｎ下で基準搬送波位相誤差を極め
て小さくする必要があるが、第３図のようなアナ
ログ回路で実現された位相誤差検出回路を用いた
自動位相制御系を付加した搬送波再生回路では高
精度の位相制御ができず、結果として位相スリツ
プ特性が劣化し低Ｃ／Ｎで安定に動作しないとい
う欠点があつた。
位相制御系を付加した搬送波再生回路において、
誤り率の劣化を小さくするためには位相誤差検出
回路を極めて精度よく実現する必要がある。この
ような精度の高い位相誤差検出回路を第３図に示
したようなアナログ回路で実現するには、自動位
相制御系の各部の微調整が必要となり、調整が極
めて複雑になる欠点があつた。また、この搬送波
再生回路をTDMA衛生通信等で用いられるバー
スト復調器に適用するにはループフイルタと電圧
制御移相器の間にサンプルホールド回路を付加す
る必要があり、ハードウエア規模が増大すると共
に調整がさらに複雑になる。さらに、高利得誤り
訂正を用いたTDMA衛生通信に用いるバースト
復調器の搬送波再生回路では、低Ｃ／Ｎ（搬送波
電力対雑音電力比）下においても再生搬送波の位
相スリツプ率を小さくする必要がある。逆変調方
式による狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送
波再生回路においては、位相復調器の基準搬送波
位相誤差により位相スリツプ特性が大きく劣化す
るため、低Ｃ／Ｎ下で基準搬送波位相誤差を極め
て小さくする必要があるが、第３図のようなアナ
ログ回路で実現された位相誤差検出回路を用いた
自動位相制御系を付加した搬送波再生回路では高
精度の位相制御ができず、結果として位相スリツ
プ特性が劣化し低Ｃ／Ｎで安定に動作しないとい
う欠点があつた。
本発明は上記欠点を除去し、低Ｃ／Ｎ下でも安
定に動作し、調整で簡易で、かつ高精度の位相誤
差の補償が可能な、バースト復調器に適した搬送
波再生回路を提供することにある。
定に動作し、調整で簡易で、かつ高精度の位相誤
差の補償が可能な、バースト復調器に適した搬送
波再生回路を提供することにある。
本発明は、狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた
搬送波再生回路において、基準搬送波の入力され
る可変移相器と、該可変移相器の出力を基準搬送
波として入力変調信号を位相検波する直交位相復
調器と、該直交位相復調器の２つの復調出力が入
力される２つのＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換回
路の出力により位相誤差の極制を判定する論理変
換回路と、該論理変換回路の出力が入力されるデ
イジタルフイルタとを具備し、該デイジタルフイ
ルタの出力に応じて前記直交復調器における基準
搬送波の位相誤差を小となるよう前記可変移相器
を制御することを特徴とする。以下に、本発明を
実施例を用いて詳細に説明する。
搬送波再生回路において、基準搬送波の入力され
る可変移相器と、該可変移相器の出力を基準搬送
波として入力変調信号を位相検波する直交位相復
調器と、該直交位相復調器の２つの復調出力が入
力される２つのＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換回
路の出力により位相誤差の極制を判定する論理変
換回路と、該論理変換回路の出力が入力されるデ
イジタルフイルタとを具備し、該デイジタルフイ
ルタの出力に応じて前記直交復調器における基準
搬送波の位相誤差を小となるよう前記可変移相器
を制御することを特徴とする。以下に、本発明を
実施例を用いて詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示したもので、入
力変調信号が４相PSKの場合の、逆変調方式を
用いた搬送波再生回路の実施例である。第１図に
おいて３１は直交位相復調器、３２は逆変調器、
３３は狭帯域ろ波器、３４は振幅制限器、３５は
電圧制御移相器、３６，３７は該直交位相復調器
３１の２つの復調出力ｂ，ｃがそれぞれ入力され
る２つのＡ／Ｄ変換器、３８は該Ａ／Ｄ変換器３
６，３７の出力より位相誤差の極性を判定する論
理変換回路、３９は該論理変換回路３８に接続さ
れるデイジタルシーケンシヤルフイルタ、３１０
は該デイジタルシーケンシヤルフイルタ３９に接
続されるデイジタル積分器、３１１は該デイジタ
ル積分器３１０の出力をアナログ信号に変換する
Ｄ／Ａ変換器であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出力に
より前記直交位相復調器３１における基準搬送波
の位相誤差を小となるよう前記電圧制御移相器３
５を制御する。本実施例では、デイジタルシーケ
ンシヤルフイルタ３９とデイジタル積分器３１０
により、第２図の従来の実施例で示したアナログ
回路のループフイルタ１７に相当するデイジタル
フイルタを構成している。４層PSK信号ａは直
交位相復調器３１と逆変調器３２に分配され、復
調出力ｂ，ｃにより逆変調器３２を駆動し、受信
信号ａに対して逆変調動作を行い、搬送波成分ｄ
を抽出する。この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波器３
３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制限器
３４により出力振幅を一定にして得られる再生搬
送波ｅは電圧制御移相器３５に入力される。一
方、直交位相復調器３１の２つの復調出力ｂ，ｃ
がそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器３６，
３７、及び該Ａ／Ｄ変換器３６，３７の出力を入
力として基準搬送波の位相誤差の極性を判定する
論理変換回路３８によつてデイジタル素子を用い
た位相誤差検出回路が構成される。論理変換回路
３８の出力には雑音による誤りが含まれるため、
デイジタルシーケンシヤルフイルタ３９により誤
りを軽減した後、デイジタル積分器３１０で誤差
信号を積分し、そのデイジタル出力をＤ／Ａ変換
器３１１によつてアナログ信号に変換して電圧制
御移相器３５に入力する。従つて、第１図に示し
た本発明による搬送波再生回路では、復調出力に
より検出される位相誤差検出出力ｆによつて基準
搬送波の位相誤差を小となるよう制御する自動位
相制御系が構成される。従つて、温度変動や経時
変化等により生じる基準搬送波位相誤差が補償さ
れ、復調アイパタンが最大、すなわち誤り率が最
小となるように、基準搬送波位相が自動的に補償
された再生搬送波e′を得ることができる。
力変調信号が４相PSKの場合の、逆変調方式を
用いた搬送波再生回路の実施例である。第１図に
おいて３１は直交位相復調器、３２は逆変調器、
３３は狭帯域ろ波器、３４は振幅制限器、３５は
電圧制御移相器、３６，３７は該直交位相復調器
３１の２つの復調出力ｂ，ｃがそれぞれ入力され
る２つのＡ／Ｄ変換器、３８は該Ａ／Ｄ変換器３
６，３７の出力より位相誤差の極性を判定する論
理変換回路、３９は該論理変換回路３８に接続さ
れるデイジタルシーケンシヤルフイルタ、３１０
は該デイジタルシーケンシヤルフイルタ３９に接
続されるデイジタル積分器、３１１は該デイジタ
ル積分器３１０の出力をアナログ信号に変換する
Ｄ／Ａ変換器であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出力に
より前記直交位相復調器３１における基準搬送波
の位相誤差を小となるよう前記電圧制御移相器３
５を制御する。本実施例では、デイジタルシーケ
ンシヤルフイルタ３９とデイジタル積分器３１０
により、第２図の従来の実施例で示したアナログ
回路のループフイルタ１７に相当するデイジタル
フイルタを構成している。４層PSK信号ａは直
交位相復調器３１と逆変調器３２に分配され、復
調出力ｂ，ｃにより逆変調器３２を駆動し、受信
信号ａに対して逆変調動作を行い、搬送波成分ｄ
を抽出する。この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波器３
３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制限器
３４により出力振幅を一定にして得られる再生搬
送波ｅは電圧制御移相器３５に入力される。一
方、直交位相復調器３１の２つの復調出力ｂ，ｃ
がそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器３６，
３７、及び該Ａ／Ｄ変換器３６，３７の出力を入
力として基準搬送波の位相誤差の極性を判定する
論理変換回路３８によつてデイジタル素子を用い
た位相誤差検出回路が構成される。論理変換回路
３８の出力には雑音による誤りが含まれるため、
デイジタルシーケンシヤルフイルタ３９により誤
りを軽減した後、デイジタル積分器３１０で誤差
信号を積分し、そのデイジタル出力をＤ／Ａ変換
器３１１によつてアナログ信号に変換して電圧制
御移相器３５に入力する。従つて、第１図に示し
た本発明による搬送波再生回路では、復調出力に
より検出される位相誤差検出出力ｆによつて基準
搬送波の位相誤差を小となるよう制御する自動位
相制御系が構成される。従つて、温度変動や経時
変化等により生じる基準搬送波位相誤差が補償さ
れ、復調アイパタンが最大、すなわち誤り率が最
小となるように、基準搬送波位相が自動的に補償
された再生搬送波e′を得ることができる。
第４図は本発明による搬送波再生回路の位相誤
差検出回路の動作原理を説明するための図であつ
て、第１図における２つのＡ／Ｄ変換器３６，３
７の出力（li，Qq）が入力された時の、入力信号
（li，Qq）に対応する論理変換回路３８の出力例
及び論理変換の結果得られる位相比較特性を示し
たものである。第４図ａは２つのＡ／Ｄ変換器の
出力（li，Qq）に対応する論理変換回路の出力例
を示したにものである。図中の●は振幅・位相平
面上における入力４相位相変調信号の信号点を示
している。図は、Ａ／Ｄ変換器の出力が３ビツト
の場合の例であり、図中の入力li，Qqは入力され
る２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号であつて、２進
数で示してある。
差検出回路の動作原理を説明するための図であつ
て、第１図における２つのＡ／Ｄ変換器３６，３
７の出力（li，Qq）が入力された時の、入力信号
（li，Qq）に対応する論理変換回路３８の出力例
及び論理変換の結果得られる位相比較特性を示し
たものである。第４図ａは２つのＡ／Ｄ変換器の
出力（li，Qq）に対応する論理変換回路の出力例
を示したにものである。図中の●は振幅・位相平
面上における入力４相位相変調信号の信号点を示
している。図は、Ａ／Ｄ変換器の出力が３ビツト
の場合の例であり、図中の入力li，Qqは入力され
る２つのＡ／Ｄ変換器の出力信号であつて、２進
数で示してある。
また、各格子（li，Qq）に記入してある（＋）
は進み、（−）は遅れを示し、（０）は進み、遅れ
を判定出来ない領域でり、不定となる領域を示
す。論理変換回路ではＡ／Ｄ変換器の出力（li，
Qq）に応じて、例えば第４図ａに示したような
振幅位相平面上に写像し、（＋）は“進み”、（−）
は“遅れ”、（０）は“不定”といつたように基準
搬送波位相の進み、遅れを２値デイジタル信号と
して出力する。このように、Ａ／Ｄ変換器の出力
（li，Qq）を論理変換回路で変換することにより
基準搬送波の位相誤差の極性が検出される。第４
図ｂは第４図ａに●で示した振幅・位相を持つ４
相位相変調信号が入力された場合における、論理
変換回路の論理変換の結果得られる位相比較特性
を示したもので、第４図ｂにおける●は第４図ａ
で示した入力４相位相変調信号に対応する。第４
図ｂに示すように、第４図ａに示したどの入力信
号点においても位相誤差が±π／４の範囲内で同
じ論理変換回路の出力を得られる、すなわちπ／
２周期の位相比較特性となつているから、第４図
ａに●で示したような４相位相変調信号が入力さ
れた場合には、その変調成分は除去されることに
なり、４相位相変調信号が入力される場合にも位
相誤差の検出が可能となる。このようにして得ら
れた位相誤差検出信号を用いて、例えば第１図に
示した実施例のような搬送波再生回路を構成する
ことにより基準搬送波の位相誤差を小となるよう
制御する自動位相制御系が構成できる。
は進み、（−）は遅れを示し、（０）は進み、遅れ
を判定出来ない領域でり、不定となる領域を示
す。論理変換回路ではＡ／Ｄ変換器の出力（li，
Qq）に応じて、例えば第４図ａに示したような
振幅位相平面上に写像し、（＋）は“進み”、（−）
は“遅れ”、（０）は“不定”といつたように基準
搬送波位相の進み、遅れを２値デイジタル信号と
して出力する。このように、Ａ／Ｄ変換器の出力
（li，Qq）を論理変換回路で変換することにより
基準搬送波の位相誤差の極性が検出される。第４
図ｂは第４図ａに●で示した振幅・位相を持つ４
相位相変調信号が入力された場合における、論理
変換回路の論理変換の結果得られる位相比較特性
を示したもので、第４図ｂにおける●は第４図ａ
で示した入力４相位相変調信号に対応する。第４
図ｂに示すように、第４図ａに示したどの入力信
号点においても位相誤差が±π／４の範囲内で同
じ論理変換回路の出力を得られる、すなわちπ／
２周期の位相比較特性となつているから、第４図
ａに●で示したような４相位相変調信号が入力さ
れた場合には、その変調成分は除去されることに
なり、４相位相変調信号が入力される場合にも位
相誤差の検出が可能となる。このようにして得ら
れた位相誤差検出信号を用いて、例えば第１図に
示した実施例のような搬送波再生回路を構成する
ことにより基準搬送波の位相誤差を小となるよう
制御する自動位相制御系が構成できる。
第５図は本発明の別の実施例を説明するための
図であつて、デイジタルシーケンシヤルタ制御回
路によりデイジタルフイルタの動作を止める場合
の例を示している。図中、５１は直交位相復調
器、５２は逆変調器、５３は狭帯域ろ波器、５４
は振幅制限器、５５は電圧制御移相器、５６，５
７は該直交位相復調器５１の２つの復調出力ｂ，
ｃがそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、５
８は第４図に示したような該Ａ／Ｄ変換器５６，
５７の出力により位相誤差を“進み”、“遅れ”、
“不定”の３状態として位相誤差の極性を判定す
る論理変換回路、５９は該論理変換回路５８に接
続されるデイジタルシーケンシヤルフイルタ、５
１０は該デイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
に接続されるデイジタル積分器、５１１は該デイ
ジタル積分器５１０の出力をアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換器であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出
力により前記直交位相復調器５１における基準搬
送波の位相誤差を小となるよい前記電圧制御移相
器５５を制御する。５１２は論理変換回路５８の
出力に応じてデイジタルシーケンシヤルフイルタ
５９の動作を止めるデイジタルシーケンシヤルフ
イルタ制御回路である。入力信号の振幅が変動す
ると第４図で説明したように位相の“進み”、“遅
れ”を判定出来ない“不定”の場合が生じる。こ
の場合にデイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
に“進み”、または“遅れ”の信号が入力される
と入力誤りが大きくなり、再生搬送波位相の誤制
御の原因となる。このためデイジタルシーケンシ
ヤルフイルタ制御回路５１２により位相の“進
み”か“遅れ”かが判定出来ない“不定”が検出
されるとデイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
の動作を止める。すなわちループを実質的に開放
状態にする。これによりデイジタルシーケンシヤ
ルフイルタ５９の入力の誤りを軽減できるから、
正確な位相制御が可能となる。なお、デイジタル
フイルタの動作を止める方法としては、論理変換
回路の“不定”の出力を直接用いてデイジタルフ
イルタのクロツクを止める等、種々の方法が考え
られるが、このように等価的にデイジタルフイル
タの動作を止めるものは、全て本発明に含まれ
る。
図であつて、デイジタルシーケンシヤルタ制御回
路によりデイジタルフイルタの動作を止める場合
の例を示している。図中、５１は直交位相復調
器、５２は逆変調器、５３は狭帯域ろ波器、５４
は振幅制限器、５５は電圧制御移相器、５６，５
７は該直交位相復調器５１の２つの復調出力ｂ，
ｃがそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、５
８は第４図に示したような該Ａ／Ｄ変換器５６，
５７の出力により位相誤差を“進み”、“遅れ”、
“不定”の３状態として位相誤差の極性を判定す
る論理変換回路、５９は該論理変換回路５８に接
続されるデイジタルシーケンシヤルフイルタ、５
１０は該デイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
に接続されるデイジタル積分器、５１１は該デイ
ジタル積分器５１０の出力をアナログ信号に変換
するＤ／Ａ変換器であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出
力により前記直交位相復調器５１における基準搬
送波の位相誤差を小となるよい前記電圧制御移相
器５５を制御する。５１２は論理変換回路５８の
出力に応じてデイジタルシーケンシヤルフイルタ
５９の動作を止めるデイジタルシーケンシヤルフ
イルタ制御回路である。入力信号の振幅が変動す
ると第４図で説明したように位相の“進み”、“遅
れ”を判定出来ない“不定”の場合が生じる。こ
の場合にデイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
に“進み”、または“遅れ”の信号が入力される
と入力誤りが大きくなり、再生搬送波位相の誤制
御の原因となる。このためデイジタルシーケンシ
ヤルフイルタ制御回路５１２により位相の“進
み”か“遅れ”かが判定出来ない“不定”が検出
されるとデイジタルシーケンシヤルフイルタ５９
の動作を止める。すなわちループを実質的に開放
状態にする。これによりデイジタルシーケンシヤ
ルフイルタ５９の入力の誤りを軽減できるから、
正確な位相制御が可能となる。なお、デイジタル
フイルタの動作を止める方法としては、論理変換
回路の“不定”の出力を直接用いてデイジタルフ
イルタのクロツクを止める等、種々の方法が考え
られるが、このように等価的にデイジタルフイル
タの動作を止めるものは、全て本発明に含まれ
る。
第６図は本発明になる搬送波再生回路に用いる
位相誤差の極性を判定する論理変換回路を、該
Ａ／Ｄ変換器の出力であるＮビツトのデイジタル
信号のMSBと他方のＡ／Ｄ変換器の出力の全ビ
ツトとの排他的論理をとる排他的論理和回路と、
該排他的論理和回路の出力である２つのデイジタ
ル信号の大きさを比較する１つの比較器により構
成している。
位相誤差の極性を判定する論理変換回路を、該
Ａ／Ｄ変換器の出力であるＮビツトのデイジタル
信号のMSBと他方のＡ／Ｄ変換器の出力の全ビ
ツトとの排他的論理をとる排他的論理和回路と、
該排他的論理和回路の出力である２つのデイジタ
ル信号の大きさを比較する１つの比較器により構
成している。
６−１〜６−６２Ｎは排他的論理和回路、６１
は比較器であり、この構成により第４図で説明し
たような位相誤差の極性が検出できる。本構成に
よれば、ROM等のメモリを用いた論理変換回路
に比ベランダムロジツク回路で構成できるため、
LSI化に適するとともに回路規模を小さくでき、
かつ高速動作が可能であるという利点がある。
は比較器であり、この構成により第４図で説明し
たような位相誤差の極性が検出できる。本構成に
よれば、ROM等のメモリを用いた論理変換回路
に比ベランダムロジツク回路で構成できるため、
LSI化に適するとともに回路規模を小さくでき、
かつ高速動作が可能であるという利点がある。
第７図は本発明のさらに別の実施例を示したも
ので、入力変調信号が４相PSKの場合における、
４逓倍方式を用いた搬送波再生回路の実施例であ
る。図中、７１は直交位相復調器、７２は４逓倍
器、７３は狭帯域ろ波器、７４は振幅制限器、７
５は４分周器、７６は電圧制御移相器、７７，７
８は該直交位相復調器７１の２つの復調出力ｂ，
ｃがそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、７
９は該Ａ／Ｄ変換器７７，７８の出力を入力とし
て位相誤差の極性を判定する論理変換回路、７１
０は該論理変換回路７９に接続されるデイジタル
シーケンシヤルフイルタ、７１１は該デイジタル
シーケンシヤルフイルタ７１０に接続されるデイ
ジタル積分器、７１２は該デイジタル積分器７１
１の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出力に応じて前記直
交位相復調器７１における基準搬送波の位相誤差
を小となるよう前記電圧制御位相器７６を制御す
る。４相PSK信号ａは直交位相復調器７１と４
逓倍器７２に分配され、４逓倍器７２で受信信号
ａを４逓倍することにより搬送波の４倍波成分ｄ
を抽出する。この４倍波成分ｄは狭帯域ろ波器７
３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制限器
７４により出力振幅を一定にし、４分周器７５に
より４分周して再生搬送波ｅを得る。この再生搬
送波ｅは第１図に示した実施例と同様にして電圧
制御位相器７６に入力される。一方、直交位相復
調器７１の２つの復調出力ｂ，ｃがそれぞれ入力
される２つのＡ／Ｄ変換器７７，７８、及び該
Ａ／Ｄ変換器７７，７８の出力を入力として基準
搬送波の位相誤差の極性を判定する論理変換回路
７９よりなる位相誤差検出回路により、基準搬送
波の位相誤差の極性が検出される。従つて、第７
図に示した実施例においても、第１図に示した実
施例と同様にして、温度変動や経時変化等による
位相誤差を補償した、復調アイパタンが最大、す
なわち誤り率が最小となるように基準搬送波位相
を自動的に設定する自動位相制御系が構成される
ことになる。
ので、入力変調信号が４相PSKの場合における、
４逓倍方式を用いた搬送波再生回路の実施例であ
る。図中、７１は直交位相復調器、７２は４逓倍
器、７３は狭帯域ろ波器、７４は振幅制限器、７
５は４分周器、７６は電圧制御移相器、７７，７
８は該直交位相復調器７１の２つの復調出力ｂ，
ｃがそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、７
９は該Ａ／Ｄ変換器７７，７８の出力を入力とし
て位相誤差の極性を判定する論理変換回路、７１
０は該論理変換回路７９に接続されるデイジタル
シーケンシヤルフイルタ、７１１は該デイジタル
シーケンシヤルフイルタ７１０に接続されるデイ
ジタル積分器、７１２は該デイジタル積分器７１
１の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
であつて、該Ｄ／Ａ変換器の出力に応じて前記直
交位相復調器７１における基準搬送波の位相誤差
を小となるよう前記電圧制御位相器７６を制御す
る。４相PSK信号ａは直交位相復調器７１と４
逓倍器７２に分配され、４逓倍器７２で受信信号
ａを４逓倍することにより搬送波の４倍波成分ｄ
を抽出する。この４倍波成分ｄは狭帯域ろ波器７
３に入力され雑音成分を除去した後、振幅制限器
７４により出力振幅を一定にし、４分周器７５に
より４分周して再生搬送波ｅを得る。この再生搬
送波ｅは第１図に示した実施例と同様にして電圧
制御位相器７６に入力される。一方、直交位相復
調器７１の２つの復調出力ｂ，ｃがそれぞれ入力
される２つのＡ／Ｄ変換器７７，７８、及び該
Ａ／Ｄ変換器７７，７８の出力を入力として基準
搬送波の位相誤差の極性を判定する論理変換回路
７９よりなる位相誤差検出回路により、基準搬送
波の位相誤差の極性が検出される。従つて、第７
図に示した実施例においても、第１図に示した実
施例と同様にして、温度変動や経時変化等による
位相誤差を補償した、復調アイパタンが最大、す
なわち誤り率が最小となるように基準搬送波位相
を自動的に設定する自動位相制御系が構成される
ことになる。
本発明によれば、復調出力ｂ，ｃが入力される
Ａ／Ｄ変換器以降の回路はすべてデイジタル回路
により実現できるため、調整が不要となるという
利点がある。また、ループフイルタもデイジタル
回路で実現できる、極めて大きい時定数のフイル
タを容易かつ安定に実現できると共に、動作クロ
ツクのゲート等によりサンプルホールド制御も容
易に行なえることから、本発明による搬送波再生
回路をバースト復調器に適用しても安定に動作さ
せることが可能となる。また、本発明による搬送
波再生回路では、位相誤差検出回路、ループフイ
ルタをデイジタル回路で実現しているため高精度
に再生搬送波位相を制御できる。また、大きい時
定数のフイルタにより雑音を十分除去した信号で
基準搬送波位相を制御できることから、低Ｃ／Ｎ
で安定に動作できるという利点もある。さらに、
位相誤差検出回路、ループフイルタはデイジタル
回路で構成されるため、LSI化に適した構成とな
つており、LSI合により小型化が図れる利点があ
る。
Ａ／Ｄ変換器以降の回路はすべてデイジタル回路
により実現できるため、調整が不要となるという
利点がある。また、ループフイルタもデイジタル
回路で実現できる、極めて大きい時定数のフイル
タを容易かつ安定に実現できると共に、動作クロ
ツクのゲート等によりサンプルホールド制御も容
易に行なえることから、本発明による搬送波再生
回路をバースト復調器に適用しても安定に動作さ
せることが可能となる。また、本発明による搬送
波再生回路では、位相誤差検出回路、ループフイ
ルタをデイジタル回路で実現しているため高精度
に再生搬送波位相を制御できる。また、大きい時
定数のフイルタにより雑音を十分除去した信号で
基準搬送波位相を制御できることから、低Ｃ／Ｎ
で安定に動作できるという利点もある。さらに、
位相誤差検出回路、ループフイルタはデイジタル
回路で構成されるため、LSI化に適した構成とな
つており、LSI合により小型化が図れる利点があ
る。
第１図は本発明の一実施例、第２図は入力変調
信号が４相PSKの場合の、従来の逆変調方式を
用いた搬送波再生回路の一実施例を示した図。第
３図は第２図に示した従来の搬送波再生回路にお
ける、位相誤差検出回路１６の具体例。第４図は
本発明による搬送波再生回路における位相誤差検
出回路の原理を説明するための図。第５図は本発
明の別の実施例を説明するための図。第６図は位
相誤差の極性を判定する論理変換回路の具体例。
第７図は本発明のさらに別の実施例である。 １１は直交位相復調器、１２は逆変調器、１３
は狭帯域ろ波器、１４は振幅制限器、１５は電圧
制御移相器、１６は位相誤差検出回路、１７はル
ープフイルタ、２１，２２は識別器、２３，２４
は乗算器、２５は減算器、３１は直交位相復調
器、３２は逆変調器、３３は狭帯域ろ波器、３４
は振幅制限器、３５は電圧制御移相器、３６，３
７はＡ／Ｄ変換器、３８は論理変換回路、３９は
デイジタルシーケンシヤルフイルタ、３１０はデ
イジタル積分器、３１１はＤ／Ａ変換器、５１は
直交位相復調器、５２は逆変調器、５３は狭帯域
ろ波器、５４は振幅制限器、５５は電圧制御移相
器、５６，５７はＡ／Ｄ変換器、５８は“進み”、
“遅れ”、“不定”の３状態として位相誤差の極性
を判定する論理変換回路、５９はデイジタルシー
ケンシヤルフイルタ、５１０はデイジタル積分
器、５１１はＤ／Ａ変換器、５１２はデイジタル
シーケンシヤルフイルタ制御回路、６−１〜６−
２Ｎは排他的論理和回路、６１は比較器、７１は
直交位相復調器、７２は４逓倍器、７３は狭帯域
ろ波器、７４は振幅制限器、７５は４分周器、７
６は電圧制御移相器、７７，７８はＡ／Ｄ変換
器、７９は論理変換回路、７１０はデイジタルシ
ーケンシヤルフイルタ、７１１はデイジタル積分
器、７１２はＤ／Ａ変換器である。
信号が４相PSKの場合の、従来の逆変調方式を
用いた搬送波再生回路の一実施例を示した図。第
３図は第２図に示した従来の搬送波再生回路にお
ける、位相誤差検出回路１６の具体例。第４図は
本発明による搬送波再生回路における位相誤差検
出回路の原理を説明するための図。第５図は本発
明の別の実施例を説明するための図。第６図は位
相誤差の極性を判定する論理変換回路の具体例。
第７図は本発明のさらに別の実施例である。 １１は直交位相復調器、１２は逆変調器、１３
は狭帯域ろ波器、１４は振幅制限器、１５は電圧
制御移相器、１６は位相誤差検出回路、１７はル
ープフイルタ、２１，２２は識別器、２３，２４
は乗算器、２５は減算器、３１は直交位相復調
器、３２は逆変調器、３３は狭帯域ろ波器、３４
は振幅制限器、３５は電圧制御移相器、３６，３
７はＡ／Ｄ変換器、３８は論理変換回路、３９は
デイジタルシーケンシヤルフイルタ、３１０はデ
イジタル積分器、３１１はＤ／Ａ変換器、５１は
直交位相復調器、５２は逆変調器、５３は狭帯域
ろ波器、５４は振幅制限器、５５は電圧制御移相
器、５６，５７はＡ／Ｄ変換器、５８は“進み”、
“遅れ”、“不定”の３状態として位相誤差の極性
を判定する論理変換回路、５９はデイジタルシー
ケンシヤルフイルタ、５１０はデイジタル積分
器、５１１はＤ／Ａ変換器、５１２はデイジタル
シーケンシヤルフイルタ制御回路、６−１〜６−
２Ｎは排他的論理和回路、６１は比較器、７１は
直交位相復調器、７２は４逓倍器、７３は狭帯域
ろ波器、７４は振幅制限器、７５は４分周器、７
６は電圧制御移相器、７７，７８はＡ／Ｄ変換
器、７９は論理変換回路、７１０はデイジタルシ
ーケンシヤルフイルタ、７１１はデイジタル積分
器、７１２はＤ／Ａ変換器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信変調波から搬送波成分を抽出して再生搬
送波を生成する搬送波抽出手段と、 該搬送波抽出手段の出力に接続される可変移相
器と、該可変移相器の出力を基準搬送波として受
信変調波を位相検波する直交位相復調器と、該直
交位相復調器の２つの復調出力が入力される第一
および第二のＡ／Ｄ変換器と、該第一および第二
のＡ／Ｄ変換器の出力により前記再生搬送波と前
記基準搬送波の位相誤差の極性を判定する論理変
換回路と、該論理変換回路の出力が入力されるデ
イジタルフイルタとを具備し、該デイジタルフイ
ルタの出力に応じて前記可変移相器を制御して前
記再生搬送波から前記基準搬送波を生成する搬送
波再生回路であつて、 前記論理変換回路は、前記第一のＡ／Ｄ変換器
の出力であるＮビツトのデイジタル信号のMSB
と、前記第二のＡ／Ｄ変換器の出力の各ビツトと
の各々の排他的論理和をとる第一の排他的論理和
回路群、および、前記第二のＡ／Ｄ変換器の出力
であるＮビツトのデイジタル信号のMSBと、前
記第一のＡ／Ｄ変換器の出力の各ビツトとの各々
の排他的論理和をとる第二の排他的論理和回路群
で構成され、前記第一の排他的論理和回路群と、
第二の排他的論理和回路群の出力の大きさを比較
することによつて、前記位相誤差の極性が、“進
み”、“遅れ”、“不定”の３状態のいづれかを判定
し、該判定の結果が“不定”の場合に、次の位相
誤差判定時まで前記デイジタルフイルタの動作を
止めることを特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61263036A JPS63116542A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61263036A JPS63116542A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63116542A JPS63116542A (ja) | 1988-05-20 |
| JPH0423458B2 true JPH0423458B2 (ja) | 1992-04-22 |
Family
ID=17383979
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61263036A Granted JPS63116542A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63116542A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4585455B2 (ja) * | 2006-01-20 | 2010-11-24 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 復調回路および復調方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5019348A (ja) * | 1973-06-21 | 1975-02-28 | ||
| JPS596102A (ja) * | 1982-06-30 | 1984-01-13 | Mitsubishi Motors Corp | ドライブシヤフトの締付方法 |
-
1986
- 1986-11-05 JP JP61263036A patent/JPS63116542A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63116542A (ja) | 1988-05-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |