JPS63116542A - 搬送波再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送波再生
回路において、再生搬送波の位相誤差を軽減する搬送波
再生回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来の狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送波再生回
路は、逆変調や逓倍操作により入力変調信号から変調成
分を除去して搬送波成分を抽出し、帯域ろ波器により雑
音成分を除去した後、振幅制限器により出力振幅を一定
にして再生搬送波を得るものであった。従来のこのよう
な帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送波再生回路にお
いては、入力周波数変動による帯域ろ波器の位相変動は
フィードバック制御を用いた自動周波数制御回路により
補償されるが、温度変動や経時変化によって生じる再生
搬送波の位相誤差に対しては、フィードバック制御によ
る補償を行っていない。このため、温度変動や経時変化
により生じる再生搬送波の位相誤差によって、誤り率特
性や再生搬送波の位相スリップ特性が大きく劣化すると
いう問題点があった。

これを解決する手段として、これまでに、復調信号にベ
ースバンド演算を施すことにより基準搬送波位相誤差を
検出し、この位相誤差検出信号を用いて、電圧制御移相
器により再生搬送波位相誤差が小となるよう制御する搬
送波再生回路が提案されている。これは位相誤差検出に
コスタスループの原理を用いたものであって、入力変調
信号が≠相ＰＳＫの場合の逆変調方式による搬送波再生
回路の実施例を第２図に示す。第２図において、／／は
直交位相復調器、／、！は逆変調器、／３は狭帯域ろ波
器、／グは振幅制限器、／夕は電圧制御移相器、／乙は
位相誤差検出回路、／７はループフィルタである。入カ
グ相ＰＳＫ信号ａは直交位相復調器／／と逆変調器／、
ｌ！に分配され、復調出力１）。

Ｃにより逆変調器／２を駆動し、受信イ鳶号ａに対して
逆変調操作を行うことにより搬送波成分ｄを抽出する。

この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波器／３に入力され雑音成
分を除去した後、振幅制限器／グにより出力振幅を一定
にして得られる再生搬送波ｅは電圧制御移相器／夕に入
力される。一方、位相誤差検出回路／２では復調出力１
）、Ｃより再生搬送波の位相誤差を検出し、この位相誤
差検出出力ｆをループフィルタ／７により平滑化して雑
音成分を除去した後、電圧制御移相器／夕の制御信号と
して加え基準搬送波位相誤差が小となるよう制御する。

このように電圧制御移相器が位相誤差検出回路／乙の位
相誤差検出出力によって基準搬送波の位相誤差を小とす
る自動位相制御系が構成されるから、温度変動や経時変
化等によって生じる基準搬送波の位相誤差が補償され、
かつ復調アイバタンか最大、すなわち誤り率が最小とな
るように、基準搬送波位相が自動的に設定される。従っ
て、第２図の実施例による搬送波再生回路では、該電圧
制御移相器／夕の出力として位相誤差が補償された再生
搬送波ｅ′を得ることができる。

第３図は第２図に示した従来の搬送波再生回路における
、位相誤差検出回路／乙の具体例を示しだものであって
、公知の構成であるところのコスタスループの原理を用
いたベースバンド演算回路の構成を有しており、識別器
２／、２２　　と乗算器２３・２１Ａ　　と減算器２夕
より構成される。直交位相復調器の復調出力す、ｃはそ
れぞれ識別器２／。

２，２に加えられ、識別出力ｂ’、ｃと復調出力ｂ＋　
　ｃとを乗算器２３，２≠においてそれぞれ乗算し、そ
の出力１）ＸＣ’とｃＸｂ’を減算器２夕で減算するこ
とにより変調成分の除去された位相誤差検出出力ｆが得
られる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第３図に示した位相誤差検出回路を用いた自動位相制御
系を付加した搬送波再生回路において、誤り率の劣化を
小さくするためには位相誤差検出回路を極めて精度よく
実現する必要がある。このような精度の高い位相誤差検
出回路を第３図に示したようなアナログ回路で実現する
には、自動位相制御系の各部の微調整が必要となり、調
整が極めて複雑になる欠点があった。また、この搬送波
再生回路をＴＤＭＡ衛星通信等で用いられるバースト復
調器に適用するにはループフィルタと電圧制御移相器の
間にサンプルホールド回路を付加する必要があり、ハー
ドウェア規模が増大すると共に調整がさらに複雑になる
。さらに、高利得誤り訂正を用いたＴＩ）ＭＡ衛星通信
に用いるバースト復調器の−〇− 搬送波再生回路では、低０／Ｎ（搬送波電力対雑音電力
比）下においても再生搬送波の位相スリップ率を小さく
する必要がある。逆変調方式による狭帯域ろ波器と振幅
制限器を用いた搬送波再生回路においては、位相復調器
の基準搬送波位相誤差により位相スリップ特性が大きく
劣化するため、低Ｃ７Ｎ下で基準搬送波゛位相誤差を蓚
めて小さくする必要があるが、第３図のようなアナログ
回路で実現された位相誤差検出回路を用いた自動位相制
御系を付加した搬送波再生回路では高精度の位相制御が
できず、結果として位相スリップ特性が劣化し低０　／
　Ｎで安定に動作しないという欠点があった０ 本発明は上記欠点を除去し、低０　／　Ｎ下でも安定に
動作し、調整が簡易で、かつ高精度の位相誤差の補償が
可能な、バースト復調器に適した搬送波再生回路を提供
することにある。

ｃ問題点を解決するだめの手段〕 本発明は、狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送波再
生回路において、基準搬送波の入力される可変移相器と
、該可変移相器の出力を基準搬送波として入力変調信号
を位相検波する直交位相復調器と、該直交位相復調器の
２つの復調出力が入力される２つのＡ、　／　Ｄ変換器
と、該Ａ、　／　Ｄ変換回路の出力により位相誤差の極
性を判定する論理変換回路と、該論理変換回路の出力が
入力されるディジタルフィルタとを具備し、該ディジタ
ルフィルタの出力に応じて前記直交復調器における基準
搬送波の位相誤差を小となるよう前記可変移相器をｆｔ
制御することを特徴とする。以下に、本発明を実施例を
用いて詳細に説明する。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示したもので、入力変調信
号が≠相ＰＳＫの場合の、逆変調方式を用いた搬送波再
生回路の実施例である。第１図において３／は直交位相
復調器、３．！は逆変調器、３３は狭帯域ろ波器、３グ
は振幅制限器、３！は電圧制御移相器、３１．．３７は
該直交位相復調器３／の２つの復調出力ｂ＋ｃがそれぞ
れ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、３ｇは該Ａ、　／　
Ｄ変換器３ｚ。

３７の出力より位相誤差の極性を判定する論理変換回路
、３りは該論理変換回路３ｇに接続されるディジタルシ
ーケンシャルフィルタ、３１０は該ディジタルシーケン
シャルフィルタ３９に接続されるディジタル積分器、３
／／は該ディジタル積分器３１０の出力をアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器であって、該Ｄ／Ａ変換器の出
力により前記直交位相復調器３／における基準搬送波の
位相誤差を小となるよう前記電圧制御移相器３夕を制御
する。本実施例では、ディジタルシーケンシャルフィル
タ３りとディジタル積分器３／θによシ、第２図の従来
の実施例で示しだアナログ回路のループフィルタ／７に
相当するディジタルフィルタを構成している。グ相ｐｓ
ｉ＜信号ａは直交位相復調器３／と逆変調器３２に分配
され、復調出力す、Ｃにより逆変調器３２を駆動し、受
信信号ａに対して逆変調動作を行い、搬送波成分ｄを抽
出する。この搬送波成分ｄは狭帯域ろ波器３３に入力さ
れ雑音成分を除去した後、振幅制限器３ｔにより出力振
幅を一定にして得られる再生搬送波ｅは電圧制御−〇　
　　　− 移相器３夕に入力される。一方、直交位相復調器３／の
２つの復調出力す、　　ｃがそれぞれ入力される２つＣ
ＤＡ／Ｄ変換器３　ｚ、３７、及びｉＡ／Ｄ変換器３１
．．３７の出力を入力として基準搬送波の位相誤差の極
性を判定する論理変換回路３とによってディジタル素子
を用いた位相誤差検出回路が構成される。論理変換回路
３どの出力には雑音による誤シが含まれるため、ディジ
タルシーケンシャルフィルタ３りにより誤りを軽減した
後、ディジタル積分器３１０で誤差信号を積分し、その
ディジタル出力をＤ／Ａ変換器３／／によってアナログ
信号に変換して電圧制御移相器３！に入力する。

従って、第１図に示した本発明による搬送波再生回路で
は、復調量ノＪより検出される位相誤差検出出力ｆによ
って基準搬送波の位相誤差を小となるよう制御する自動
位相制御系が構成される。従って、温度変動や経時変化
等により生じる基準搬送波位相誤差が補償され、復調ア
イバタンか最大、すなわち誤り率が最小となるように、
基準搬送波位相が自動的に補償された再生搬送波ｅ′を
得るととができる。

第μ図は本発明による搬送波再生回路の位相誤差検出回
路の動作原理を説明するだめの図であって、第１図にお
ける２つのＡ、　／　Ｄ変換器３乙、３７の出力（Ｉｉ
、Ｑ（１）が入力された時の、入力信号（ｌｉ、Ｑｑ）
に対応する論理変換回路３どの出力例及び論理変換の結
果得られる位相比較特性を示したものである。第７図（
ａ）は一つのＡ　／　Ｄ変換器の出力（ｌｉ、Ｑｑ）に
対応する論理変換回路の出力例を示したにものである。

図中の１は振幅・位相平面上における入力を相位相変調
信号の信号点を示している。図は、Ａ、　／　Ｄ　変換
器の出力が３ビツトの場合の例であり、図中の入力１１
ｒ　ＱＱは入力される２つのＡ　／　Ｄ変換器の出力信
号であって、２進数で示しである。

また、各格子（Ｉｉ、Ｑｑ）に記入しである（＋）は進
み、（→は遅れを示し、（Ｏ）は進み、遅れを判定出来
ない領域であり、不定となる領域を示す。論理変換回路
ではＡ　／　Ｄ変換器の出力（Ｉｉ、ＱＱ）に応じて、
例えば第７図（ａ）に示したような振幅位相平面上に写
像し、（＋）は“進み１、（→は“遅れ１、（０）は“
不定“といったように基準搬送波位相の進み、遅れをコ
値ディジタル信号として出力する。このように、Ａ／Ｄ
変換器の出力（Ｌｉ、Ｑｑ）を論理変換回路で変換する
ことにより基準搬送波の位相誤差の極性が検出される。

第を図（ｂ）は第弘図（ａ）に・で示した振幅・位相を
持つグ相位相変調信号が入力された場合における、論理
変換回路の論理変換の結果得られる位相比較特性を示し
たもので、第７図（ｂ）における・は第を図（ａ）に・
で示した入力≠相位相変調信号に対応する。第４図＜ｂ
）に示すように、第μ図（ａ）に示したどの入力信号点
においても位相誤差が±π／グの範囲内で同じ論理変換
回路の出力を得られる、すなわちπ／２周期の位相比較
特性とな９ているから、第を図（ａ）に暢で示しだよう
なグ相位相変調信号が入力された場合には、その変調成
分は除去されることになり、≠相位相変調信号が入力さ
れる場合にも位相誤差の検出が可能となる。このように
して得られた位相誤差検出信号を用いて、例えば第１図
に示しだ実施例のような搬送波再生回路を構成すること
により基準搬送波の位相誤差を小となるよう制御する自
動位相制御系が構成できる。

第５図は本発明の別の実施例を説明するだめの図であっ
て、ディジタルシーケンシャルタ匍Ｊ御回路によりディ
ジタルフィルタの動作を止める場合の例を示している。

図中、よ／は直交位相復調器、夕２は逆変調器、！３は
狭帯域ろ波器、ｔｐは振幅制限器、ｊ！は電圧制御移相
器、夕２．タフは該直交位相復調器ｊ／の一つの復調出
力ｂ＋ｃがそれぞれ入力される２つのＡ／Ｄ変換器、！
♂は第≠図に示したような該Ａ　／　Ｄ変換器！乙、タ
フの出力より位相誤差を１進み１．１遅れ１、′不定”
の３状態として位相誤差の極性を判定する論理変換回路
、ｊりは該論理変換回路夕Ｋに接続されるディジタルシ
ーケンシャルフィルタ、ｊｌｏは該ディジタルシーケン
シャルフィルり、ｔＰＫ接続されるディジタル積分器、
Ｊ′／／は該ディジタル積分器ｊＩＯの出力をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換器であって、該Ｄ／Ａ変換器
の出力により前記直交位相復調器夕／における基準搬送
波の位相誤差を小となるよう前記電圧制御移相器Ｊ′夕
を制御する。３１２は論理変換回路Ｊｌの出力に応じて
デイジタルシーケンシャルフィルタタタの動作を止める
ディジタルシーケンシャルフィルタ制御回路である。入
力信号の振幅が変動すると第７図で説明したように位相
の１進み１、′遅れ“を判定出来ない１不定”の場合が
生じる。この場合にディジタ／Ｉ／　シーケンシャルフ
ィルタ！りに”進ミ”、ｔたは１遅れ”の信号が入力さ
れると入力誤りが大きくなり、再生搬送波位相の誤制御
の原因となる。

このためディジタルシーケンシャルフィルタ制御回路タ
フ、２により位相の１進み１か１遅れ１かが判定出来な
い１不定′が検出されるとデイジタルシーケンシャルフ
ィルタタタの動作を止める。すなわちループを実質的に
開放状態にする。これによりディジタルシーケンシャル
フィルタタタの入力誤りを軽減できるから、正確な位相
制御が可能とナル。なお、ディジタルフィルタの動作を
止める方法としては、論理変換回路の１不定”の出力を
直接用いてディジタルフィルタのフロラクラ止メる等、
種々の方法が考えられるが、このように等節約にディジ
タルフィルタの動作を止めるものは、全て本発明に含ま
れる。

第２図は本発明になる搬送波再生回路に用いる位相誤差
の極性を判定する論理変換回路を、該Ａ　／　Ｄ変換器
の出力であるＮビットのディジタル信号のＭＯＢと他方
のＡ、　／　Ｄ変換器の出力の全ビットとの排他的論理
和をとる排他的論理和回路と、該排他的論理和回路の出
力である２つのディジタル信号の大きさを比較する１つ
の比較器により構成している。

ｚ−／〜、４−２Ｎは排他的論理和回路、２／は比較器
であり、この構成により第を図で説明したような位相誤
差の極性が検出できる。本構成によれば、ＲＯＭ等のメ
モリを用いた論理変換回路に比ペランダムロジック回路
で構成できるため、ＬＳＩ化に適するとともに回路規模
を小さくでき、かつ高速動作が可能であるという利点が
ある。

第７図は本発明のさらに別の実施例を示したもので、入
力変調信号がグ相ＰＳＫの場合における、グ逓倍方式を
用いた搬送波再生回路の実施例である。図中、７／は直
交位相復調器、７２はグ逓倍器、７３は狭帯域ろ波器、
７４Ｌは振幅制限器、７タはグ分周器、７ｚは電圧制御
移相器、７７゜７ｇは該直交位相復調器７／の２つの復
調出力す。

Ｃがそれぞれ入力される２つのＡ　／　Ｄ変換器、７り
は該Ａ、　／　Ｄ変換器７７．７”の出力を入力として
位相誤差の極性を判定する論理変換回路、７１０は該論
理変換回路７９に接続されるディジタルシーケンシャル
フィルタ、７／／は該ディジタルシーケンシャルフィル
タ７１０に接続されるディジタル積分器、７／２は該デ
ィジタル積分器７／／の出力をアナログ信号に変換する
Ｄ　／　Ａ変換器であって、該Ｄ／Ａ変換器の出力に応
じて前記直交位相復調器７／における基準搬送波の位相
誤差を小となるよう前記電圧制御移相器７乙を制御する
。≠相ＰＳＫとによシ搬送波のグ倍波成分ｄを抽出する
。このグ倍波成分ｄは狭帯域ろ波器７３に入力され雑音
成分を除去した後、振幅制限器７４ｔにより出力振幅を
一定にし、グ分周器７タにより弘分周して再主搬送波ｅ
を得る。この再生搬送波ｅは第す図に示した実施例と同
様にして電圧制御移相器７乙に入力される。一方、直交
位相復調器７／の２つの復調出力１）、Ｃがそれぞれ入
力される２つのＡ／Ｄ変換器７７、　７Ｊ’、及び該Ａ
、　／　Ｄ変換器７７２７との出力を入力として基準搬
送波の位相誤差の極性を判定する論理変換回路７９より
なる位相誤差検出回路により、基準搬送波の位相誤差の
極性が検出される。従って、第７図に示しだ実施例にお
いても、第１図に示した実施例と同様にして、温度変動
や経時変化等による位相誤差を補償した、復調アイバタ
ンか最大、すなわち誤り率が最小となるように基準搬送
波位相を自動的に設定する自動位相制御系が構成される
ことになる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、復調出力す、ｃが入力されるＡ／Ｄ変
換器以降の回路はすべてディジタル回路により実現でき
るため、調整が不要となるという利点がある。また、ル
ープフィルタもディジタル回路で実現できる、極めて大
きい時定数のフィルタを容易かつ安定に実現できると共
に、動作クロックのゲート等によりサンプルホールド制
御も容易に行なえることから、本発明による搬送波再生
回路をパース）・復調器に適用しても安定に動作させる
ことが可能となる。また、本発明による搬送波再生回路
では、位相誤差検出回路、ループフィルタをディジタル
回路で実現しているため高精度に再生搬送波位相を制御
できる。まだ、大きい時定数のフィルタにより雑音を十
分除去した信号で基準搬送波位相を制御できることから
、低０　／　Ｎで安定に動作できるという利点もある。

さらに、位相誤差検出回路、ルーズフィルタはディジタ
ル回路で構成されるため、ＬＳＩ化に適した構成となっ
ており、ＬＳＩ化により小型化が図れる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例、第２・図は入力変調信号が
弘相ＰＳＫの場合の、従来の逆変調方式を用いた搬送波
再生回路の一実施例を示した図。 第３図は第２図に示した従来の搬送波再生回路における
、位相誤差検出回路／乙の具体例。 第弘図は本発明による搬送波再生回路における位相誤差
検出回路の原理を説明するための図。 第よ図は本発明の別の吻例を説明するだめの図。 第２図は位相誤差の極性を判定する論理変換回路の具体
例。 第７図は本発明のさらに別の実施例である。 ／／は直交位相復調器、／２は逆変調器、／３は狭帯域
ろ波器、／グは振幅制限器、／Ｊ′は電圧制御移相器、
／２は位相誤差検出回路、／７はループフィルタ、２／
９２．２は識別器〜２３．．２’Ａは乗算器１．２夕は
減算器、３／は直交位相復調器、３２は逆変調器、３３
は狭帯域ろ波器、３グは振幅制限器、３！は電圧制御移
相器、３ｔ、３７はＡ　／　Ｄ変換器、３には論理変換
回路、３りはデインタルシーケンシャルフィルタ、３１
０はディジタル積分器、３／／はＤ／Ａ変換器、ｊ／は
直交位相復調器、！コは逆変調器、ｊ３は狭帯域ろ波器
、！弘は振幅制限器１．ｔ、３−は電圧制御移相器、夕
乙。 Ｊ″７はＡ／Ｄ変換器、夕ざは１進み１、′遅れ１．１
不定０の３状態として位相誤差の極性を判定する論理変
換回路、！りはディジタルシーケンシャルフィルタ、り
１０はディジタル積分器、ｊ／／はＤ／Ａ変換器、Ｊ−
／、２はディジタルシーケンシャルフィルタ制御回路、
乙−／〜Ｊ−２Ｎは排他的論理和回路、２／は比較器、
７／は直交位相復調器、７２はグ逓倍器、７３は狭帯域
ろ波器、７グは振幅制限器、７タはグ分周器、７乙は電
圧制御移相器、７７゜７ｇはＡ　／　Ｄ変換器、７９は
論理変換回路、７１０はディジタルシーケンシャルフィ
ルタ、７／／はディジタル積分器、７／２はＩ）　／　
Ａ変換器である。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）狭帯域ろ波器と振幅制限器を用いた搬送波再生回
   路において、基準搬送波の入力される可変移相器と、該
   可変移相器の出力を基準搬送波として入力変調信号を位
   相検波する直交位相復調器と、該直交位相復調器の２つ
   の復調出力が入力される２つのＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／
   Ｄ変換器の出力により位相誤差の極性を判定する論理変
   換回路と、該論理変換回路の出力が入力されるディジタ
   ルフィルタとを具備し、該ディジタルフィルタの出力に
   応じて前記直交位相復調器における基準搬送波の位相誤
   差を小となるよう前記可変移相器を制御することを特徴
   とする搬送波再生回路。
2. （２）特許請求の範囲（１）の搬送波再生回路において
   、前記論理変換回路は前記Ａ／Ｄ変換器の出力により位
   相誤差の極性を“進み”、 “遅れ”、“不定”の３状態に判定し、その判定結果が
   “不定”の場合に前記ディジタルフィルタの動作を止め
   ることを特徴とする搬送波再生回路。
3. （３）特許請求の範囲（１）の搬送波再生回路において
   、前記Ａ／Ｄ変換器の出力により位相誤差の極性を判定
   する論理変換回路として、該 Ａ／Ｄ変換器の出力であるＮビットのディジタル信号の
   ＭＳＢと他方のＡ／Ｄ変換器の出力の全ビットとの各々
   の排他的論理和をとる前記Ａ／Ｄ変換器に対応する第一
   の排他的論理和回路群と、他方のＡ／Ｄ変換器に対応す
   る第二の排他的論理和回路群の出力の大きさを比較する
   １つの比較器により構成することを特徴とする搬送波再
   生回路。