JPH0423860B2

JPH0423860B2 -

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Publication number: JPH0423860B2
Application number: JP57122679A
Authority: JP
Inventors: Kunihiro Yamada
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1982-07-14
Filing date: 1982-07-14
Publication date: 1992-04-23
Also published as: JPS5913451A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は搬送波位相制御装置、とくに、直交振
幅変調または位相変調されたライン信号を受信し
て復調し、初期トレーニングではライン信号の複
素平面表記において原点に対して非対称な位置に
ある２つのシンボルの交互系列を使用する復調器
における搬送波位相制御装置に関するものであ
る。

一般に、たとえばフアクシミリ信号などのデー
タ信号を送受信する送受信装置における変復調装
置（MODEM）では、データ信号の受信に先立
つて所定のトレーニングシーケンスを実行し、搬
送波検出および初期タイミング設定を行ない、自
動利得制御回路（AGC）や自動等化器を信号レ
ベルや回線特性に適応させ、収束させている。た
とえば、国際電信電話諮問委員会（CCITT）勧
告V.27bis／terおよびV.29では初期トレーニング
の最初の段階で２値シンボルの支互の繰返し系
列、すなわちオータネーシヨンによりトレーニン
グシーケンスが起動される。送受信装置はこのト
レーニングシーケンスにおいてできるだけ早期に
タイミングの初期設定を行ない、それ以降、タイ
ミング抽出や搬送波検出の位相同期ループ
（PLL）、および自動等化器を含む系を速やかに
安定に収束させる。

CCITT勧告V.29に規定されている9600ビツ
ト／秒のモードにおいて、トレーニングシーケン
スのセグメント２では第１図に示す複素平面XY
上の配置の２つのシンボルＡおよびＢの交互系列
が用いられ、セグメント３ではシンボルＣおよび
Ｄの擬似ランダム系列が用いられる。

従来技術における搬送波位相制御方式の例を第
２図を参照して説明する。乗算器（MLT）１０
に入力される等化器の出力r′は、図示せざるしか
し良く知られた復調器によつて受信されたライン
信号を復調し、基底帯域に変換した後、等化器に
よつて回線特性を等化された信号である。勧告
V.29では直交振幅変調方式を用いているので、
基底帯域における信号r′は複素数である。したが
つて量子化器１２の入出力における基底帯域にお
ける信号ｒおよびｔ、ならびに割算器（DIV）１
４に出力信号ｒ／ｔも複素信号である。

ここで特に信号ｒを基底帯域信号と呼ぶことに
する。

復調器の段階で搬送波位相制御を行う等化器前
位相制御方式でない場合には、信号r′は位相制御
を受けていないので、ある位相誤差θを持つてい
る。したがつて信号r′に正弦波e^-j〓を乗ずれば位
相誤差は０となつて搬送波位相制御ができる。こ
の演算が正弦波発生器１６および乗算器１０で行
なわれる。

量子化器１２は信号ｒによつて本来伝送された
はずの信号ｔ（すなわちシンボル）を判定し、離
散的信号t′に量子化する。もしこの判定に誤りが
なければ t′＝ｔ (1) である。

割算器（DIV）１４は複素数における割算器
で、ｒ／ｔを出力する。ところでｒ＝｜ｒ｜e^j〓 (2) ｔ＝｜ｔ｜e^j〓 (3) と表現するとｒ／ｔ＝｜ｒ／ｔ｜e^j(〓^-〓⁾ (4) となる。ところで位相誤差Δθは Δθ＝γ−τ (5) であるから、もし｜Δθ｜≪１ (6) でかつ｜ｒ／ｔ｜≒１ (7) ならば Δθ＝Imag（ｒ／ｔ） (8) が得られる。虚部選択部１８は割算器１４の出力
ｒ／ｔからその虚部Imag（ｒ／ｔ）を選択して信
号Δθとして出力する。

(7)式の条件はｔの振幅値｜ｔ｜が様々な値をと
り得る、たとえば勧告V.29のような場合でも、
図示せざるAGCの働きによつて満足される。

(8)式は割算を行つているが、これを乗算の形式
で表わすと、 Δθ＝Imag（ｒ／ｔ）＝Imag（
ｒ・t^*／ｔ・t^*）＝I_nag（rt^*／｜ｔ｜²）(9) したがつて Δθ＝（１／｜ｔ｜²）・Imag（ｒ・t^*） (10) が得られる。ここでt^*はｔの共役複素数である。
(10)式の右辺は割算を含むように見えるが、信号ｔ
は量子化された信号t₁，t₂，…をとるから、信号
t_i（ｉ＝１、２、…）に対応する定数 d_i＝１／｜t_i｜² （11）で置き換えることができる。そこで、量子化器１
２を入力ｒに対してｔとｄを出力するように変更
すれば Δθ＝ｄ・Imag（ｒ・t^*）（12）が得られ、割算を取り除ける。なお割算器１４の
出力が虚数だけであればこの虚数選択回路１８は
不要となる。

これまでのプロセスでは位相誤差θの位相補正
を行いｒ＝r′・e^-j〓（13）を求めた結果、まだΔθの誤差があつたわけであ
る。したがつて θ_o+1＝θ_o＋α・Δθ_o （14）として、θを逐次修正して行けばよい。ここで、
ｎはｎシンボル目を表わし、αは位相追従係数で
あり、一般に０＜α＜１（14a）である。αはなるべく大きくとつた方が位相ジツ
タに対して追従性が良くなるように思われるが、
雑音等がある場合にはαをある程度小さくしない
と残留ジツタ（残留RMS（またはMS）位相ジツ
タ）が小さくならないことが多く起る。

（14）式は第２図における位相制御部２０で実
現される。これはいわば１次の積分回路に相当す
るが、搬送波の周波数オフセツトに追従させるた
めに２次の積分回路としてもよい。さらに、特定
の周波数のジツタに追従させるために、さらに高
次のものを使用することも可能である。

ところで、搬送波に周波数オフセツトがある場
合、一次系の積分回路（（14）式）２０ではΔθの
平均値は正または負の小さい値をとる。したがつ
てその出力θは常に増加または減少を続け、つい
にはそのハードウエアで表現できる範囲を越し、
オーバフローまたはアンダーフローを起してしま
う。しかしこれは次のようにすれば問題ない。角
度θに関しては θ＝θ±2_iπ（ｉ＝０、１、２、…）（15）であるから、θの表在範囲をたとえば０≦θ＜2π （16）または −π≦θ＜π （17）とすれば、この範囲（（16）または（17）式）を
越した時、（15）式によつて先の範囲に入るよう
に調整すれば良い。

これは次のようにすればさらに簡単に行える。
をｍビツトのレジスタとし、＝（θ／2π）・2^m （18）に対応させる。（16）式の条件をつければ０≦＜2^m−１（19）（14）式を_o+1 ＝（_o＋（α・Δθ_o／2π・2^m））MOD2^m （20）と加算をモジユロ2^m（MOD2^m）を行えばよい。
もちろん θ_o+1＝2π／2^m・（21）である。

正弦波発生器１６は位相制御部２０の出力θに
応じた正弦波e^-j〓を発生して乗算器１０に入力す
る。

ところで、このような従来技術の搬送波位相制
御装置（第２図）をCCITT勧告V.29に適用した
場合に次のような問題が生ずる。V.29、9600ビ
ツト／秒モードのセグメント２では第１図のシン
ボルＡ，Ｂの交互系列が用いられている。したが
つて量子化器は信号ｒを入力すると、第１図の直
線ｌを境として、左半平面にあればシンボルＡ
と、右半平面にあればシンボルＢと判断し、それ
ぞれｔ＝Ａまたはｔ＝Ｂを出力する。

さてシンボルＡ，ＢがΔθだけ回転した信号ｒ
が得られたとしよう。今｜Δθ｜≪１ならば、逐
次位相誤差Δθは小さくなつて行く。これが通常
の搬送波位相制御の動作である。

ところで、もしΔθ＝π（ラジアン）であつた
ら、シンボルＡはＣに、シンボルＢはＤとして信
号ｒが得られる。したがつて、ｒ≒C′を受信する
と搬送波位相制御装置（第２図）によつてｒをＢ
に近づけるようにθを増加させ、ｒ≒Ｄを受信す
るとｒをＡに近づけるようにθを減少させる。故
にθは交互に増加、減少を繰り返し、本来あるべ
きθ＋πにはなかなか近づかない。これは一種の
位相制御における擬似ロツクである。

ひとたびこのような擬似ロツクが起ると、その
状態からぬけ出せなくなる。実際には回線歪み
や、雑音等の影響を受けるので永久に続くわけで
はないが、MODEMの短いトレーニングケーケ
ンス内で擬似ロツクから脱出できないことが起り
得る。

このような擬似ロツクの状態のままセグメント
３に移行すると、シンボルＣ，Ｄの擬似ランダム
系列において、シンボルＣ，Ｄはそれぞれｒ≒
Ａ、ｒ≒Ｂとして受信されることになる。

すなわち、第１図、第２図において、Ｃ点とし
て復調され位相制御された基底帯域信号ｒはシン
ボルＢとして判定された時、位相誤差θ（の絶対
値）が減少するように（この場合、右回転するよ
うに）位相制御される。次のシンボル時間には、
ｒはＤ点となる（正確には直前の位相制御で右回
転させられているから、Ｄ点より少し右回転され
た位置D′点となる）。この時の位相誤差−θ′の絶
対値が減少するように（この場合、左回転するよ
うに）位相制御される。次にｒがＣ点（正確には
Ｃ点近くの僅かに回転された位置C′点）となる
と、再び右回転の位相制御が起こり、以後同様
に、左、右、左、右、……と振動状態で安定す
る。これが擬似ロツクの本性である。ここでも同
様な擬似ロツクが起り得る。

セグメント３では自動適応等化器の回線特性に
対する適応動作が行なわれる。良く知られたトラ
ンスバーサル形等化器の場合、誤差信号（ｒ−
ｔ）を用いてタツプ係数を逐次修正して行く。こ
の修正において、量子化器１２の出力ｔが誤つて
いないという条件が必要である。ところが擬似ロ
ツク状態では量子化器１２の判定が全く正反対の
状態に誤つているので、等化器のタツプ係数は誤
つた方向に修正され、ついには等化不能の状態に
陥る。実際にはこのような最悪な事態はまれであ
るが、等化器のタツプ係数の一時的にせよ誤つた
修正を加えることは、等化器の収束を極めて悪い
ものにする。

同様のことはCCITT勧告V.29については7200
ビツト／秒、4800ビツト／秒モードでも起る。

したがつて本発明は、このような擬似ロツク状
態を起すことなく正しい位相制御が行なわれ、自
動等化器および搬送波検出PLLを含む系を初期
トレーニングシーケンスにおいて迅速かつ安定に
収束させることができる搬送波位相制御装置を提
供することを目的とする。

より具体的には本発明は、CCITT勧告V.29の
セグメント２において、擬似ロツクを起すことな
く確実に絶対位相に追従し、正しい位相制御状態
でセグメント３に移行することができる搬送波位
相制御装置を企図している。

この目的は次のような本発明による搬送波位相
制御装置によつて達成される。すなわちこの装置
は、基底帯域において搬送波の位相誤差θを表わ
す第１の信号に応じて正弦波e^-j〓を発生する正弦
波発生回路と、搬送波位相制御前のライン信号に
正弦波を乗じて搬送波位相制御された第２の信号
を出力する乗算回路と、第２の信号から異なる２
つの受信されたシンボル間の平均位相誤差Δθを
算出して平均位相誤差Δθを表わす第３の信号を
出力する計算回路と、第３の信号からより正確な
位相誤差θを求めて第１の信号として出力する位
相制御回路とを含み、これによつて基底帯域にお
いて搬送波の位相誤差θを打ち消すものである。

次に第３図を参照して本発明による搬送波位相
制御装置の実施例を詳細に説明する。同図におい
て、第２図に示す従来技術の装置と同様の構成要
素は同じ参照符号で示す。

第３図において、虚部選択部１８と位相制御部
２０との間に切換回路（SW）５０が設けられて
いる。切換回路５０は、本装置が適用されている
MODEMの全体の動作を統括制御するシーケン
ス制御回路（図示せず）から制御信号Ｓを受けて
０側または１側に切り換わるスイツチを含む。そ
の０側接点は信号線５２により演算回路１００の
虚部選択部１１８に接続され、１側接点は信号線
５４により虚部選択部１８に接続されている。切
換回路５０のステータ側５６は位相制御部２０に
接続されている。

演算回路１００は虚部選択部１１８、割算器１
０２および合成回路１５０を有する。合成回路１
５０は乗算器１０の出力６４における基底帯域信
号r_iを入力とする遅延回路（DLY）１５２、およ
び加算器（ADD）１５４からなる。ただし、ｉ
は自然数であり、ライン信号におけるシンボルの
番号を示す。乗算器１０の一方の入力５８には等
化器（図示せず）から信号r_i′が入力される。ま
た、量子化器１２の出力６０からは量子化器１２
で量子化レベルに基づいて判定された信号t_iが出
力される。

さて、MODEMトレーニングの最初に送信側
より第１図におけるＡ，Ｂの２つのシンボルの交
互系列が送られて来るとしよう。切換回路５０は
シーケンス制御回路からの制御信号Ｓにより、
MODEMトレーニングシーケンスにおける２値
シンボルの交互系列では接点０側に切り換えられ
ている。なおその他の場合は接点１側に切り換え
られる。説明を簡略化するため、回線歪みは小さ
く、シンボルのサンプルタイミングもほぼ最適か
つ位相誤差も小さいとしよう。すると信号r_iはほ
ぼＡ又はＢである。また、信号r_iとr_-1とは互い
に異なるから r_i≒Ａならばr_i-1≒Ｂ r_i≒Ｂならばr_i-1≒Ａであり、結局 r_i＋r_i-1≒Ａ＋Ｂ≡Ｅ（101）が得られる。

（101）式の演算は合成回路１５０によつて行
なわれる。遅延回路１５２はこの実施例では１シ
ンボル期間に等しい遅延時間を有する。したがつ
てその出力１５６には１シンボル期間前の信号
r_i-1が現われ、これと信号r_iが加算器１５４にて
加算されてその加算結果が加算器出力１５８に出
力される。

ここでr_i、r_i-1がいずれもΔθだけ位相誤差を持
つていたとすると、 r_i＋r_i-1＝Ａ・e^j〓〓＋Ｂ・e^j〓〓＝
（Ａ＋Ｂ）e^j〓〓＝Ｅ・e^j〓〓（102）となる。これは加算器（ADD）１５４の出力１
５８において得られる。

この合成出力（（102）式）は２値シンボルＡお
よびＢの平均値を求めていることになる。すなわ
ち直流成分を抽出するものである。この意味では
別の式がいくつも考えられ、たとえば、 r_i＋r_i-1＋r_i-2＋r_i-3＝2E・e^j〓〓（103）１／２・r_i＋r_r-1＋１／２r_i-2＝Ｅ・e^j〓〓（104
）等が代表としてあげられる。いずれもＡ，Ｂのシ
ンボルの交互生起という性質を用いている。

次に（102）式から位相誤差Δθを求めるには、
従来のように（(8)式）基準位相をもつた基準信号
r_refで割るか、r_refの共役複素数r^* _refを乗ずればよ
い（(10)式）。ここでは r_ref＝Ｅ（105）であり r_i＋r_i-1／r_ref＝Ｅ・e^j〓〓／Ｅ＝e^j〓〓（106
）となるから、｜Δθ｜≪１ならば Δθ≒Imag（e^j〓〓）＝Imag（r_i＋r_i-1／Ｅ）（107）となる。この演算は演算回路１００の割算器１０
２および虚部選択部１１８によつて行なわれる。
虚部選択部１１８の出力５２に位相誤差信号Δθ
を出力する。

（106）式は(9)、(10)式のように（r_i＋r_i-1）・r^* _ref＝Ｅ・e^j〓〓
・E^*＝｜Ｅ｜²eⁱ〓〓（108）と計算すれば Δθ≒１／｜Ｅ｜²Imag｛（r_i＋r_i-1）・E^*｝（109）となり、｜Ｅ｜＝１に正規化すれば Δθ≒Imag（（r₁＋r_i-1）・E^*）（110）が得られる。ただしE^*はＥの共役複素数である。
したがつて、演算回路１００の割算器１０２は加
算器１５４の出力r_i＋r_i-1にE^*（＝r^* _ref）を乗ずる
乗算器で置き換えてもよい。

位相制御の動作は第２図に示す従来の場合と同
様である。

上の説明では｜Δθ｜が十分小さいとしたが、｜
Δθ｜が大きくなるとこの近似が悪くなる。もち
ろん Δθ＝arctanImag（e^j〓〓）／Real（e^j〓〓）（
111）として計算すればよいわけであるが、この計算は
煩雑である。また、位相制御によつて逐次θが修
正されて行くと、｜Δθ｜もしだいに小さくなつて
行き、ついには（107）または（110）式で十分近
似できるようになるため、一般には逆正接関数の
計算は不要である。

ところで（101）式から（106）式においてΔθ
がほぼπ（ラジアン）であつた場合を考えよう。
この場合受信信号r_i，r_i-1はほぼ第１図のＣ，Ｄ
点（またはＤ，Ｃ点）をとる。したがつて r_i＋r_i-1≒Ｃ＋Ｄ≡Ｆ＝−Ｅ（112）となる。（107）、（110）式の場合と同様の演算を
すると Δθ＝Imag（r_i＋r_i-1／Ｅ）≒
Imag（−Ｅ／Ｅ）＝０（113） Δθ＝Imag｛（r_i＋r_i-1）・E^*｝≒Imag（−E²）＝０（114）となつてしまう。したがつて本来の位相誤差がほ
ぼπ（ラジアン）の場合、計算された位相誤差Δθ
が小さいため、位相制御によるθの収束が遅くな
る。しかし、一度本来の位相誤差がπよりある程
度はずれれば、以後急速にθは収束し始める。

このような現象を防ぐためには次のようにすれ
ばよい。（106）、（108）式から r_i＋r_i-1／r_ref≡ｘ＋jy （115）又は（r_i＋r_i-1）・r^* _ref≡ｘ＋jy （116）として（ｘ、ｙは実数）、もしｘ＞０ならば Δθ＝ｙ（117）とし、もしｘ＜０ならば Δθ＝π−ｙ（118）とする。ここでｘ＝０のときは（117）、（118）式
のどちらに含めてもよい。

この演算は虚部選択部１１８を次のように構成
することによつて行なわれる。割算器１０２また
はこれに代る乗算器の出力信号において、その実
部ｘが正（または０）の場合はその虚部ｙの値を
位相誤差Δθとして出力５２に出力し、実部ｘが
負（または０）の場合はπから虚部ｙの値を減じ
た値をΔθとして出力する。なお、（118）式にお
いてπは正確にπである必要はなく、位相制御回
路２０に対して、急速に位相誤差Δθ≒πから脱
出できるようにすれば良い。

切換回路５０が０側に接続された状態で、搬送
波の絶対位相を検出した後、オータネーシユンが
終了して、シーケンス制御回路からの切換信号Ｓ
によつて切換回路５０が接点１側に切り換わると
二値シンボルの擬似ランダム系列による等化器等
のトレーニングが始まり、量子化器１２、割算器
１４および虚部選択部１８によつて搬送波位相制
御が行なわれる。

なお、位相制御の動作（たとえば（14）式）は
各シンボルごとに行う必要がない。第３図の場合
では２シンボルごとに、すなわち１シンボルおき
に新しいθの計算（θの更新）を行つてもよい。

ところで演算回路１００の割算器１０２は省略
可能である。第１図において、信号配置を90°回
転したものを考えれば、Ａ，Ｂ，Ｅ点はそれぞれ
A′，B′，E′点となる。｜Ｅ｜＝｜E′｜＝１に正規
化すれば E′＝１である。

ゆえに r_i＋r_i-1／E′＝r_i＋r_i-1／１＝r_i＋r_i-1（119）または（r_i＋r_i-1）E′^* ＝（r_i＋r_i-1）・１＝r_i＋r_i-1 （120）となり、乗算も除算も不要である。つまり、加算
器１５４の出力１５８を直接、虚部選択部１１８
の入力として利用することができる。

また90°回転していなくても、Ｅ＝−ｊとすれ
ば r_i＋r_i-1／Ｅ＝r_i＋r_i-1／−ｊ＝（r_i＋r_i-1）
ｊ＝−Imag（r_i＋r_i-1）＋ｊ・Real（r_i＋r_i-1）（121
）同様に（r_i＋r_i-1）E^*＝（r_i＋r_i-1）ｊ＝−Imag（r_i＋r_i-1）＋ｊ・Real（r_i＋r_i-1）（122）であるから、虚部選択部１１８において入力r_i＋
r_i-1の実数部と虚数部を入れ換え、符号を適当に
調整すればよい。

本発明による搬送波位相制御装置はこのように
構成したことにより、従来のような左、右、左、
右の振動状態は起こり得ず、従つて、従来生じた
擬似ロツクは本発明では本質的に起こり得ない。
すなわち、本発明では、前述の説明から明らかな
ように、モデムのトレーニングシーケンスにおけ
るシンボルの交互生起という性質を用い、この交
互生起による高周波成分を除去し、直流成分を抽
出し、この直流成分を位相誤差とし、さらに位相
比較の基準を交互生起するシンボルの直流成分を
示す式（101）のＥとして位相制御する事を最大
の特徴としている。前述の（102）式、（103）式、
あるいは（104）式は交互生起するシンボルの位
相誤差の直流成分を抽出する式になつている。

また、式（107）や（110）は近似式であるが、
式（111）は近似式ではない。式（111）によつて
位相誤差Δθを求めるならば、本来の位相誤差
（ΔΘとする）がπであつてもΔθが０になること
はなくπとなるので、急速に位相誤差が０に収束
される事は明白である。式（111）によれば、Δθ
＝ΔΘである。この際、位相誤差の計算において
交流成分を事前に除去しているから、従来技術に
おける振動状態は、本発明では起こり得ず、従つ
て、擬似ロツクは本質的に起こり得ない。したが
つて、CCITT勧告V.29による初期トレーニング
のセグメント２からセグメント３に正して位相制
御状態で移行することができ、その結果、等化器
および搬送波検出PLLを含む系の収束を良好に
行なうことができる。またタイミング抽出につい
ても、decision−directedな方式を用いたもので
あれば良好に収束させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はMODEMの初期トレーニングシーケ
ンスに使用される信号の複素平面上における配置
を示す図、第２図は従来技術による搬送波位相制
御方式を示すブロツク図、第３図は本発明による
搬送波位相制御装置の実施例を示すブロツク図で
ある。主要部分の符号の説明、１０……乗算器、１２
……量子化器、１４，１０２……割算器、１６…
…正弦波発生器、１８，１１８……虚部選択部、
２０……位相制御部、５０……切換回路、１００
……演算回路、１５０……合成回路、１５２……
遅延回路、１５４……加算器、６４……基底帯域
信号。

Claims

【特許請求の範囲】１直交振幅変調または位相変調されたライン信
号を受信して復調し、初期トレーニングでは該ラ
イン信号の複素平面表記において原点に対して非
対称な位置にある２つのシンボルの交互系列を使
用する復調器から出力される基底帯域信号を位相
制御する搬送波位相制御装置において、該装置
は、基底帯域において、搬送波の位相誤差θを表わ
す第１の信号に応じて正弦波e^-j〓を発生する正弦
波発生回路と、前記基底帯域信号に該正弦波を乗じて搬送波位
相制御された第２の信号を出力する乗算回路と、第２の信号から異なる２つの受信されたシンボ
ル間の平均位相誤差Δθを算出して該平均位相誤
差Δθを表わす第３の信号を出力する計算回路と、第３の信号からより正確な位相誤差θを求めて
第１の信号として出力する位相制御回路とを含
み、これによつて、基底帯域において搬送波の位
相誤差θを打ち消すことを特徴とする搬送波位相
制御装置。２特許請求の範囲第１項記載の装置において、
前記計算回路は、第２の信号において１シンボル
の時間間隔で相続く少なくとも２つのシンボルの
信号を合成する合成回路と、該合成回路で合成さ
れた信号の位相の基準位相に対する差を求めて第
３の信号として出力する位相差検出回路とを含む
ことを特徴とする搬送波位相制御装置。３特許請求の範囲第１項記載の装置において、
前記位相制御回路は前記基底帯域信号における相
続く１つ以上のシンボルごとに第１の信号を出力
することを特徴とする搬送波位相制御装置。４特許請求の範囲第２項記載の装置において、
前記合成回路は、第２の信号を１シンボル期間に
等しい時間だけ遅延させる遅延回路と、該遅延さ
れた信号と第２の信号との加算する加算回路とを
含むことを特徴とする搬送波位相制御装置。５特許請求の範囲第４項記載の装置において、
前記位相制御回路は前記基底帯域信号における相
続く２つのシンボルごとに第１の信号を出力する
ことを特徴とする搬送波位相制御装置。６特許請求の範囲第２項記載の装置おいて、前
記位相差検出回路は、前記合成回路で合成された
信号を基準位相を有する基準信号で割算する割算
回路と、該割算回路における割算結果の虚数部の
値を第３の信号として出力する虚数部選択回路と
を含むことを特徴とする搬送波位相制御装置。７特許請求の範囲第２項記載の装置において、
前記位相差検出回路は、前記合成回路で合成され
た信号に基準位相を有する基準信号の共役複素数
を乗ずる乗算回路と、該乗算回路における乗算結
果の虚数部の値を第３の信号として出力する虚数
部選択回路とを含むことを特徴とする搬送波位相
制御装置。８特許請求の範囲第６項記載の装置において、
前記虚数部選択回路は、前記割算結果の実数部が
負のときは、ほぼπ（ラジアン）に等しい値から
虚数部の値を減算した値を第３の信号として出力
することを特徴とする搬送波位相制御装置。９特許請求の範囲第７項記載の装置において、
前記虚数部選択回路は、前記乗算結果の実数部が
負のときは、ほぼπ（ラジアン）に等しい値から
虚数部の値を減算した値を第３の信号として出力
することを特徴とする搬送波位相制御装置。