JPH04239808A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
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- JPH04239808A JPH04239808A JP681091A JP681091A JPH04239808A JP H04239808 A JPH04239808 A JP H04239808A JP 681091 A JP681091 A JP 681091A JP 681091 A JP681091 A JP 681091A JP H04239808 A JPH04239808 A JP H04239808A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- outputs
- signal
- section
- timing
- gain control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、線形変調波を受信する
場合に用いる増幅器の自動利得制御回路に関する。
場合に用いる増幅器の自動利得制御回路に関する。
【０００２】近年、移動無線通信においてもディジタル
変調方式が多く用いられるようになってきている。移動
無線通信では、周波数を効率良く利用することが極めて
重要であり、このため従来から利用されてきたＦＳＫ、
ＧＭＳＫ等の定包絡線変調に代わって、最近ではより周
波数効率の高いＱＰＳＫ、１６値ＱＡＭ等の線形変調方
式が検討されている。特に今後飛躍的に加入者数の増大
が見込まれている携帯・自動車電話では、この要求に対
応するため、次期システムの変調方式にπ／４シフトＱ
ＰＳＫを採用することになっている。このため、π／４
シフトＱＰＳＫに対応した装置の開発を行う必要がある
。
変調方式が多く用いられるようになってきている。移動
無線通信では、周波数を効率良く利用することが極めて
重要であり、このため従来から利用されてきたＦＳＫ、
ＧＭＳＫ等の定包絡線変調に代わって、最近ではより周
波数効率の高いＱＰＳＫ、１６値ＱＡＭ等の線形変調方
式が検討されている。特に今後飛躍的に加入者数の増大
が見込まれている携帯・自動車電話では、この要求に対
応するため、次期システムの変調方式にπ／４シフトＱ
ＰＳＫを採用することになっている。このため、π／４
シフトＱＰＳＫに対応した装置の開発を行う必要がある
。
【０００３】
【従来の技術】従来、移動通信に特有の伝搬歪みとして
、高速な変化を伴うレーリーフェーディングと周波数選
択性フェーディングの２つがある。そこで、良好な伝送
特性を得るためには、受信側でこれらの歪みを取り除く
操作が必要となる。
、高速な変化を伴うレーリーフェーディングと周波数選
択性フェーディングの２つがある。そこで、良好な伝送
特性を得るためには、受信側でこれらの歪みを取り除く
操作が必要となる。
【０００４】ＱＰＳＫでは搬送波の位相情報のみで復調
が可能なので、レーリーフェーディングによる受信レベ
ル変動はリミッタアンプを用いて除去することができる
。しかし、周波数選択性フェーデイングを取り除くため
には、伝搬路の伝達関数を求め、その逆関数を用いて伝
播歪みを補償する波形等化が必要となる。この等化の操
作には振幅情報が必要なので、リミッタアンプは使用で
きない。
が可能なので、レーリーフェーディングによる受信レベ
ル変動はリミッタアンプを用いて除去することができる
。しかし、周波数選択性フェーデイングを取り除くため
には、伝搬路の伝達関数を求め、その逆関数を用いて伝
播歪みを補償する波形等化が必要となる。この等化の操
作には振幅情報が必要なので、リミッタアンプは使用で
きない。
【０００５】これより等化を行う復調器では、レーリー
フェーディングによる受信レベル変動を除去するために
自動利得制御増幅器が用いられる。また、１６値ＱＡＭ
では復調自体に振幅と位相の情報が必要なので、自動利
得制御増幅器は不可欠となる。
フェーディングによる受信レベル変動を除去するために
自動利得制御増幅器が用いられる。また、１６値ＱＡＭ
では復調自体に振幅と位相の情報が必要なので、自動利
得制御増幅器は不可欠となる。
【０００６】図５に従来の自動利得制御回路について示
す。受信部１ｂは、アンテナ１ａの受けた外部からの電
波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号として出
力する。該利得可変増幅器２ａは一定のレベルへ増幅し
た受信信号を検出器５ａ及び復調器３ａへ出力する。該
復調器３は該利得可変増幅器２から受けた信号から符号
を再生して再生符号として出力する。一方、該検出器５
ａは、該利得可変増幅器２ａから受けた信号を包絡線検
波して積分器７ｂへ出力する。該積分器７ｂは、該検出
器５ａより受けた包絡線検波した電圧値を平均化して該
利得可変増幅器２ａの利得を制御するように動作する。
す。受信部１ｂは、アンテナ１ａの受けた外部からの電
波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号として出
力する。該利得可変増幅器２ａは一定のレベルへ増幅し
た受信信号を検出器５ａ及び復調器３ａへ出力する。該
復調器３は該利得可変増幅器２から受けた信号から符号
を再生して再生符号として出力する。一方、該検出器５
ａは、該利得可変増幅器２ａから受けた信号を包絡線検
波して積分器７ｂへ出力する。該積分器７ｂは、該検出
器５ａより受けた包絡線検波した電圧値を平均化して該
利得可変増幅器２ａの利得を制御するように動作する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の自動利得制御回
路では、変調による振幅変動と、レーリーフェーディン
グによる振幅変動とが加わった電圧信号を包絡線検波し
て利得を制御する。そのため、包絡線変動を伴う線形変
調波を受信する場合、自動利得制御回路には変調波の包
絡線を歪ませることなく、レーリーフェーディングによ
るレベル変動を除去する特性が要求される。しかし、二
つのレベル変動は、その変化の速さが異なるだけなので
、受信側では、フィルタ（図５の積分器１３）を用いて
分離するしか方法がなかった。
路では、変調による振幅変動と、レーリーフェーディン
グによる振幅変動とが加わった電圧信号を包絡線検波し
て利得を制御する。そのため、包絡線変動を伴う線形変
調波を受信する場合、自動利得制御回路には変調波の包
絡線を歪ませることなく、レーリーフェーディングによ
るレベル変動を除去する特性が要求される。しかし、二
つのレベル変動は、その変化の速さが異なるだけなので
、受信側では、フィルタ（図５の積分器１３）を用いて
分離するしか方法がなかった。
【０００８】例えば、次期自動車電話システムでは、伝
送速度は２１ｋｂｐｓ、ドップラー周波数は１００ヘル
ツ以下（９００メガヘルツ帯の場合） なので、その差
は２００倍程度である。これはパワーが小さくて狭い帯
域のシステムでエラーレートが小さい特性を得るために
は十分に大きくなく、自動利得制御回路による復調特性
の劣化が避けられない問題となっている。
送速度は２１ｋｂｐｓ、ドップラー周波数は１００ヘル
ツ以下（９００メガヘルツ帯の場合） なので、その差
は２００倍程度である。これはパワーが小さくて狭い帯
域のシステムでエラーレートが小さい特性を得るために
は十分に大きくなく、自動利得制御回路による復調特性
の劣化が避けられない問題となっている。
【０００９】従って、本発明では、移動無線伝送におい
て、自動利得制御回路によって受信変調信号の振幅成分
を歪ませることなく、レーリーフェージングによる変調
波のレベル変動を無くすことを目的としている。
て、自動利得制御回路によって受信変調信号の振幅成分
を歪ませることなく、レーリーフェージングによる変調
波のレベル変動を無くすことを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明では、図１に示す
ように電波を受けて、増幅部２へ受信信号を送出する受
信部１と、該受信部１の受信信号を増幅する利得可変増
幅部２と、該利得可変増幅部２の増幅された信号から符
号を再生する復調部３と、前記利得可変増幅部２で増幅
された信号を受けて、検波する検出部５と、該検出部５
で検波した信号の値を基に利得を制御するフィルタ部７
とを有する自動利得制御回路において、前記復調部３か
らの信号を基にデータを識別するタイミングを示すタイ
ミング信号を出力するタイミング部６を有し、前記検出
部５は、前記タイミング信号で示される識別タイミング
における前記増幅された信号を検波する。
ように電波を受けて、増幅部２へ受信信号を送出する受
信部１と、該受信部１の受信信号を増幅する利得可変増
幅部２と、該利得可変増幅部２の増幅された信号から符
号を再生する復調部３と、前記利得可変増幅部２で増幅
された信号を受けて、検波する検出部５と、該検出部５
で検波した信号の値を基に利得を制御するフィルタ部７
とを有する自動利得制御回路において、前記復調部３か
らの信号を基にデータを識別するタイミングを示すタイ
ミング信号を出力するタイミング部６を有し、前記検出
部５は、前記タイミング信号で示される識別タイミング
における前記増幅された信号を検波する。
【００１１】
【作用】データを識別するあるタイミングと次のタイミ
ングとの間では、変調波の位相と振幅が変化するが、デ
ータを識別するタイミングでは、ある所定の位相と振幅
を持っている。本発明において、検出器は、その変調波
の位相と振幅の変化する所でなく、所定の位相と振幅を
持つタイミングで振幅成分のみを検波する。
ングとの間では、変調波の位相と振幅が変化するが、デ
ータを識別するタイミングでは、ある所定の位相と振幅
を持っている。本発明において、検出器は、その変調波
の位相と振幅の変化する所でなく、所定の位相と振幅を
持つタイミングで振幅成分のみを検波する。
【００１２】よって、検出器は、前記の様なタイミング
、つまり正しい振幅値の分かるタイミングでの受信信号
の振幅成分のみを抽出することにより、変調による振幅
変動の影響を受けず、レーリーフェーディングのレベル
変動のみを除去し、安定した利得制御が行える。
、つまり正しい振幅値の分かるタイミングでの受信信号
の振幅成分のみを抽出することにより、変調による振幅
変動の影響を受けず、レーリーフェーディングのレベル
変動のみを除去し、安定した利得制御が行える。
【００１３】
【実施例】図２に本発明の第１の実施例を示す。アンテ
ナ１ａ、受信器１ｂは、受信部１に対応する。利得可変
増幅器２ａは、利得可変増幅部２に対応する。検出器５
ａ、サンプル・ホールド回路５ｂは検出部５に対応する
。ゲート信号生成回路６ａ、シンボルタイミング再生回
路６ｂは、タイミング部６に対応する。比較器７ａ、積
分器７ｂはフィルタ部７に対応する。復調器３ａは復調
部３に対応する。
ナ１ａ、受信器１ｂは、受信部１に対応する。利得可変
増幅器２ａは、利得可変増幅部２に対応する。検出器５
ａ、サンプル・ホールド回路５ｂは検出部５に対応する
。ゲート信号生成回路６ａ、シンボルタイミング再生回
路６ｂは、タイミング部６に対応する。比較器７ａ、積
分器７ｂはフィルタ部７に対応する。復調器３ａは復調
部３に対応する。
【００１４】受信器１ｂは、アンテナ１ａの受けた外部
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を受けて包絡線検波し
てサンプル・ホールド回路５ｂへ出力する。復調器３ａ
の出力信号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは
、該復調器３ａの信号を基に再生したデータを識別する
タイミングを示すシンボルクロックをゲート信号生成回
路６ａへ出力する。ゲート信号生成回路６ａは、再生し
たシンボルクロックから必要なタイミングによりゲート
信号を作り、サンプル・ホールド回路５ｂへ出力する。 サンプル・ホールド回路５ｂは、検出器５ａの出力信号
をゲート信号生成回路６ａからのゲート信号で、検出器
５ａの出力信号をサンプルし、その結果を保持する。比
較器７ａは、サンプル・ホールド回路５ｂの出力信号と
基準電圧を比較して、その比較した値を積分器７ｂへ出
力する。積分器７ｂは、比較した値を平均化して、補正
するように利得可変増幅器２ａの利得を制御するように
与えている。
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を受けて包絡線検波し
てサンプル・ホールド回路５ｂへ出力する。復調器３ａ
の出力信号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは
、該復調器３ａの信号を基に再生したデータを識別する
タイミングを示すシンボルクロックをゲート信号生成回
路６ａへ出力する。ゲート信号生成回路６ａは、再生し
たシンボルクロックから必要なタイミングによりゲート
信号を作り、サンプル・ホールド回路５ｂへ出力する。 サンプル・ホールド回路５ｂは、検出器５ａの出力信号
をゲート信号生成回路６ａからのゲート信号で、検出器
５ａの出力信号をサンプルし、その結果を保持する。比
較器７ａは、サンプル・ホールド回路５ｂの出力信号と
基準電圧を比較して、その比較した値を積分器７ｂへ出
力する。積分器７ｂは、比較した値を平均化して、補正
するように利得可変増幅器２ａの利得を制御するように
与えている。
【００１５】図３は本発明の第２の実施例を示す。第２
の実施例と図１の原理構成図との対応関係を示す。但し
、第１の実施例と図１の原理構成図と同じ対応関係につ
いては、省略する。
の実施例と図１の原理構成図との対応関係を示す。但し
、第１の実施例と図１の原理構成図と同じ対応関係につ
いては、省略する。
【００１６】検出器５ａ、Ａ／Ｄコンバータ５ｃは検出
部５に対応する。減算器７ｃ、基準設定値７ｄ、平均化
回路７ｅ及びＤ／Ａコンバータ７ｆは、フィルタ部７に
対応する。
部５に対応する。減算器７ｃ、基準設定値７ｄ、平均化
回路７ｅ及びＤ／Ａコンバータ７ｆは、フィルタ部７に
対応する。
【００１７】第２の実施例は、第１の実施例における積
分器７ｂ、比較器７ａ及びサンプル＆ホールド回路５ｂ
によるアナログ操作を行わずに、Ａ／Ｄコンバータ５ｃ
、減算器７ｃ、平均化回路７ｅ及びＤ／Ａコンバータ７
ｆによるディジタル操作を行う自動利得制御回路である
。
分器７ｂ、比較器７ａ及びサンプル＆ホールド回路５ｂ
によるアナログ操作を行わずに、Ａ／Ｄコンバータ５ｃ
、減算器７ｃ、平均化回路７ｅ及びＤ／Ａコンバータ７
ｆによるディジタル操作を行う自動利得制御回路である
。
【００１８】受信器１ｂは、アンテナ１ａの受けた外部
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を包絡線検波してＡ／
Ｄコンバータ５ｃへ出力する。復調器３ａからの出力信
号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは、データ
を識別するタイミングを示すタイミング信号でＡ／Ｄコ
ンバータ５ｃへ出力する。Ａ／Ｄコンバータ５ｃはシン
ボルタイミング再生回路６ｂからのタイミング信号を受
けて、検出器５ａの出力信号をアナログ信号からディジ
タル信号へ変換して、減算器７ｃへ出力する。減算器７
ｃは、予め設定された値である基準設定値７ｄとＡ／Ｄ
コンバータ５ｃのディジタル信号の値との差を平均化回
路７ｅへ出力する。基準設定値７ｄとディジタル信号の
値との差を受けた平均化回路７ｅは、各々の符号識別点
での電圧値をディジタル的に平均して、得られた識別点
の平均電力値をＤ／Ａコンバータ７ｆへ出力する。Ｄ／
Ａコンバータ７ｆは、識別点の平均電力値をディジタル
値からアナログ値へ変換して、利得可変増幅器２ａの利
得を制御する。
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を包絡線検波してＡ／
Ｄコンバータ５ｃへ出力する。復調器３ａからの出力信
号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは、データ
を識別するタイミングを示すタイミング信号でＡ／Ｄコ
ンバータ５ｃへ出力する。Ａ／Ｄコンバータ５ｃはシン
ボルタイミング再生回路６ｂからのタイミング信号を受
けて、検出器５ａの出力信号をアナログ信号からディジ
タル信号へ変換して、減算器７ｃへ出力する。減算器７
ｃは、予め設定された値である基準設定値７ｄとＡ／Ｄ
コンバータ５ｃのディジタル信号の値との差を平均化回
路７ｅへ出力する。基準設定値７ｄとディジタル信号の
値との差を受けた平均化回路７ｅは、各々の符号識別点
での電圧値をディジタル的に平均して、得られた識別点
の平均電力値をＤ／Ａコンバータ７ｆへ出力する。Ｄ／
Ａコンバータ７ｆは、識別点の平均電力値をディジタル
値からアナログ値へ変換して、利得可変増幅器２ａの利
得を制御する。
【００１９】図４は本発明の第３実施例を示す。第３の
実施例と図１の原理構成図との対応関係を示す。但し、
第１及び第２の実施例で述べた図１と同じ対応関係につ
いては省略する。
実施例と図１の原理構成図との対応関係を示す。但し、
第１及び第２の実施例で述べた図１と同じ対応関係につ
いては省略する。
【００２０】遅延回路５ｄは、検出部５に対応する。基
準設定値切り換え回路７ｇは、フィルタ部７に対応する
。第１及び第２の実施例では、比較器の基準電圧、或い
は減算器の設定値は固定なので、信号点での電力が一定
であるＰＳＫにしか適用出来ない。ＱＡＭでは、信号点
電力は伝送符号によって異なるので、符号によって比較
器の基準電圧、或いは減算器の設定値を切り換える機能
を付加する必要がある。
準設定値切り換え回路７ｇは、フィルタ部７に対応する
。第１及び第２の実施例では、比較器の基準電圧、或い
は減算器の設定値は固定なので、信号点での電力が一定
であるＰＳＫにしか適用出来ない。ＱＡＭでは、信号点
電力は伝送符号によって異なるので、符号によって比較
器の基準電圧、或いは減算器の設定値を切り換える機能
を付加する必要がある。
【００２１】受信器１ｂは、アンテナ１ａの受けた外部
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を受けて包絡線検波し
て、Ａ／Ｄコンバータ５ｃへ出力する。復調器３ａから
の出力信号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは
、タイミング信号をＡ／Ｄコンバータ５ｃ及び遅延回路
５ｄへ出力する。Ａ／Ｄコンバータ５ｃは、シンボルタ
イミング再生回路６ｂからのデータの識別を示すタイミ
ング信号を受けて、検出器５ａからの電圧信号をアナロ
グからディジタルに変換して、遅延回路５ｄへ出力する
。遅延回路５ｄは、シンボルタイミング再生回路６ｂか
らのタイミング信号を受けて、ディジタル変換された電
圧信号を、復調器３ａが符号の再生に要する時間だけ遅
延して、減算器７ｃへ出力する。復調器３ａの出力であ
る再生符号を受けた基準設定値切替え回路７ｇは、随時
基準値を可変しながら減算器７ｃへ基準値を出力する。 減算器７ｃは、ディジタル変換された信号の値と基準設
定値切替え回路７ｇから受けた基準値との差を平均化回
路７ｅへ出力する。平均化回路７ｅは、基準値と各々の
符号識別点での電圧値の差を平均して、得られた識別点
の平均電力値をＤ／Ａコンバータ７ｆへ出力する。 Ｄ／Ａコンバータ７ｆは、識別点の平均電力値をディジ
タル値からアナログ値へ変換して、利得可変増幅器２ａ
の利得を制御する。
からの電波を受信して、利得可変増幅器２ａへ受信信号
として出力する。利得可変増幅器２ａは、受信器１ｂか
らの受信信号を増幅して検出器５ａ及び復調器３ａへ出
力する。検出器５ａは、その信号を受けて包絡線検波し
て、Ａ／Ｄコンバータ５ｃへ出力する。復調器３ａから
の出力信号を受けたシンボルタイミング再生回路６ｂは
、タイミング信号をＡ／Ｄコンバータ５ｃ及び遅延回路
５ｄへ出力する。Ａ／Ｄコンバータ５ｃは、シンボルタ
イミング再生回路６ｂからのデータの識別を示すタイミ
ング信号を受けて、検出器５ａからの電圧信号をアナロ
グからディジタルに変換して、遅延回路５ｄへ出力する
。遅延回路５ｄは、シンボルタイミング再生回路６ｂか
らのタイミング信号を受けて、ディジタル変換された電
圧信号を、復調器３ａが符号の再生に要する時間だけ遅
延して、減算器７ｃへ出力する。復調器３ａの出力であ
る再生符号を受けた基準設定値切替え回路７ｇは、随時
基準値を可変しながら減算器７ｃへ基準値を出力する。 減算器７ｃは、ディジタル変換された信号の値と基準設
定値切替え回路７ｇから受けた基準値との差を平均化回
路７ｅへ出力する。平均化回路７ｅは、基準値と各々の
符号識別点での電圧値の差を平均して、得られた識別点
の平均電力値をＤ／Ａコンバータ７ｆへ出力する。 Ｄ／Ａコンバータ７ｆは、識別点の平均電力値をディジ
タル値からアナログ値へ変換して、利得可変増幅器２ａ
の利得を制御する。
【００２２】
【発明の効果】本発明の自動利得制御回路によれば、線
形変調波を受信復調する場合に、受信変調波の包絡線成
分を歪ませることなく、レーリーフェーディングによる
受信レベル変動を取り除くことが可能となる。これによ
り、従来の自動利得制御増幅器では、変調速度とフェー
ディングのドップラー周波数が十分に分離出来ずに復調
特性が劣化するような条件下においても、良好な特性を
もった利得制御を実現でき、無線通信への信頼性に寄与
する。
形変調波を受信復調する場合に、受信変調波の包絡線成
分を歪ませることなく、レーリーフェーディングによる
受信レベル変動を取り除くことが可能となる。これによ
り、従来の自動利得制御増幅器では、変調速度とフェー
ディングのドップラー周波数が十分に分離出来ずに復調
特性が劣化するような条件下においても、良好な特性を
もった利得制御を実現でき、無線通信への信頼性に寄与
する。
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】本発明の自動利得制御回路の第１の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】本発明の自動利得制御回路の第２の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】本発明の自動利得制御回路の第３の実施例のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】従来の自動利得制御回路のブロック図である。
１，受信部
１ａ，アンテナ
１ｂ，受信器
２，利得可変増幅部
２ａ，利得可変増幅器
３，復調部
３ａ，復調器
５，検出部
５ａ，検出器
５ｂ，サンプル・ホールド回路
５ｃ，Ａ／Ｄコンバータ
５ｄ，遅延回路
６，タイミング部
６ａ，ゲート信号生成回路
６ｂ，シンボルタイミング再生回路
７，フィルタ部
７ａ，比較器
７ｂ，積分器
７ｃ，減算器
７ｅ，平均化回路
７ｆ，Ｄ／Ａコンバータ
７ｄ，基準設定値
７ｇ，基準設定値切り換え回路
Claims (2)
- 【請求項１】 電波を受けて、増幅部（２）へ受信信
号を送出する受信部（１）と、該受信部（１）の受信信
号を増幅する利得可変増幅部（２）と、該利得可変増幅
部（２）の増幅された信号から符号を再生する復調部（
３）と、前記利得可変増幅部（２）で増幅された信号を
受けて、検波する検出部（５）と、該検出部（５）で検
波した信号の値を基に利得を制御するフィルタ部（７）
とを有する自動利得制御回路において、前記復調部（３
）からの信号を基にデータを識別するタイミングを示す
タイミング信号を出力するタイミング部（６）を有し、
前記検出部（５）は、前記タイミング信号で示される識
別タイミングにおける前記増幅された信号を検波するこ
とを特徴とする自動利得制御回路。 - 【請求項２】 前記フィルタ部（７）は、前記復調部
（３）からの出力により定まる基準設定値と検出部（５
）の出力との差をとって、平均化することを特徴とする
請求項１記載の自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP681091A JPH04239808A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP681091A JPH04239808A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04239808A true JPH04239808A (ja) | 1992-08-27 |
Family
ID=11648553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP681091A Withdrawn JPH04239808A (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04239808A (ja) |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP681091A patent/JPH04239808A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980514 |