JPH04256208A - 低雑音広帯域増幅器のための入力段 - Google Patents
低雑音広帯域増幅器のための入力段Info
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- JPH04256208A JPH04256208A JP3208835A JP20883591A JPH04256208A JP H04256208 A JPH04256208 A JP H04256208A JP 3208835 A JP3208835 A JP 3208835A JP 20883591 A JP20883591 A JP 20883591A JP H04256208 A JPH04256208 A JP H04256208A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、増幅器要素を有する低
雑音の高周波‐広帯域増幅器のための入力段に関する。 【０００２】 【従来の技術】小さい信号の信号処理の際には雑音に特
に注意が払われなければならない。雑音源はオーム抵抗
、電子管およびトランジスタである。雑音電力は帯域幅
の増大と共に増大するので、小さい信号を狭帯域で増幅
することは有利である。いま増幅器の入力端に異なる周
波数の多数の信号が生ずると、信号帯域幅および信号中
心周波数に関係して１つの入力段のなかに、場合によっ
ては同軸切換スイッチを介して所望の周波数に対して切
換えられる多数の狭帯域の前置増幅器が配置されなけれ
ばならない。 【０００３】もう１つの問題は高周波信号の信号処理に
ある。個々の段が、反射に基づく損失を回避するため、
波動インピーダンスに適合されていなければならない。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、種々
の狭帯域の前置増幅器を、広い範囲内で実の一定の入力
インピーダンスを有する低雑音の広帯域増幅器により置
換することにある。 【０００５】 【課題を解決するための手段】この課題は、反結合コン
デンサが増幅器要素の出力端と入力端との間に接続され
、また増幅器要素の出力端がコンデンサにより終端され
ることにより解決される。 【０００６】 【作用効果】本発明によれば容量性反結合は容量性負荷
インピーダンスと共同して広い周波数範囲内に一定の実
の入力インピーダンスを生じさせる。 【０００７】リアクタンスは雑音源をなさないので、容
量性帰還結合は同じく増幅器段の雑音指数の悪化を生じ
させない。 【０００８】本発明の有利な実施態様では、増幅器要素
がすべての端子に並列に接続されている２つのバイポー
ラトランジスタから成っている。並列回路内の２つのト
ランジスタは雑音に最適な源インピーダンスを約１００
Ωから約５０Ωへ半減する。 【０００９】本発明の入力段は核スピン共鳴装置に使用
されると特に有利である。なぜならば、増幅器の入力イ
ンピーダンスが１０ＭＨｚないし１００ＭＨｚの広い範
囲内で一定かつ実であるように入力インピーダンスが設
定され得るからである。核スピン共鳴に利用されるもう
１つの利点は、増幅率の周波数依存性である。周波数応
答はより高い周波数へ向かってオクターブあたり６ｄＢ
だけ減少する。核スピン共鳴装置の受信信号は基本磁界
強度の増大と共にその振幅もその周波数も上昇するので
、周波数に関係する増幅率の減少によって、より高い基
本磁界強度における増幅器段のオーバードライブが回避
されている。 【００１０】さらに本発明の入力段は実の低雑音の高周
波終端インピーダンスとして使用され得る。この入力段
により実現される終端インピーダンスの雑音温度は相応
のオーム抵抗の雑音温度よりも小さい。このような終端
インピーダンスはたとえば循環形核スピン共鳴受信シス
テムに応用される。 【００１１】 【実施例】以下、本発明の実施例を３つの図面により説
明する。 【００１２】図１に示されている機能原理から反結合さ
れた入力段の挙動は良好に説明され得る。増幅器要素Ｔ
としてここでは理想的トランジスタが仮定されている。 理想化は、そのベースＢとエミッタＥとの間の入力抵抗
が無限大であると仮定されており、トランジスタＴはそ
のコレクタ端子Ｃおよびそのエミッタ端子Ｅにおいて理
想的な電流源のように挙動し、その電流はベースＢおよ
びエミッタＥに与えられる電圧により制御されることに
ある。さらに、電流制御のためにＢとＥとの間に無限に
小さい電圧しか必要でない、すなわち理想的トランジス
タＴの急峻度が無限大であると仮定されている。実際の
急峻度は、エミッタ端子Ｅと基準電位との間に配置され
ているインピーダンスＺＳ により顧慮されている。イ
ンピーダンスＺＳ は急峻度Ｓの逆数値である。 【００１３】入力段の入力端子２は一方ではベースＢと
、また他方では基準電位と接続されている。トランジス
タＴの反結合枝路のなかにベースＢとコレクタＣとの間
に反結合インピーダンスＺＰ が配置されている。コレ
クタＣと基準電位との間には負荷インピーダンスＺＬ
が接続されている。入力端子２における入力インピーダ
ンスＺＥ は下記のようになる。 ＺＥ ＝（ＺＰ ＋ＺＬ ）ＺＳ ／ＺＬ ＋ＺＳ 【
００１４】帰還結合インピーダンスＺＰ が負荷インピ
ーダンスＺＬ よりもはるかに大きく、またさらに負荷
インピーダンスＺＬ がインピーダンスＺＳ よりもは
るかに大きいという仮定のもとに、入力インピーダンス
ＺＥ はおよそ下記のようになる。 ＺＥ ＝ＺＰ ＺＳ ／ＺＬ 【００１５】いま帰還結合インピーダンスＺＰ および
負荷インピーダンスＺＬ が純粋なリアクタンスであれ
ば、入力インピーダンスＺＥ は、急峻度により決定さ
れるインピーダンスＺＳ が同じく実であるかぎり、実
になる。 このことは実際の高周波トランジスタに対して約１０な
いし１００ＭＨｚの広い周波数範囲内で仮定され得る。 【００１６】図１による回路の増幅率Ｖは負荷インピー
ダンスＺＬ における電圧ｕ２ と入力端子における電
圧ｕ１ との比から得られる。 【００１７】増幅率Ｖはインピーダンスにより下記のよ
うに表される。 Ｖ＝１−（ＺＬ ＋ＺＳ ）ＺＰ ／ＺＳ （ＺＰ ＋
ＺＬ ）【００１８】インピーダンス相互の比に対する
上記の前提のもとに増幅率Ｖは近似的に下記のように表
される。 Ｖ＝１−ＺＬ ／ＺＳ 【００１９】負荷インピーダンスが容量性であり、かつ
急峻度が実であれば、増幅率は周波数の増大と共に減少
することがわかる。 【００２０】要約すると、容量性帰還結合および容量性
負荷における図１の原理回路の解析は実の入力インピー
ダンスＺＥ を生じ、その際に増幅率Ｖは周波数の増大
と共に減少する。 【００２１】図２では、増幅器要素Ｔはすべての端子Ｂ
、Ｃ、Ｅに並列に接続されている２つのバイポーラトラ
ンジスタＴ１ およびＴ２ から形成されている。並列
に接続されている端子ＣとＢとの間に反結合コンデンサ
ＣＰ が位置している。端子ＣおよびＥに対して並列に
負荷コンデンサＣＬ が位置している。負荷コンデンサ
ＣＬ は後続の増幅段の入力キャパシタンスによりたい
てい決定されているので、反結合コンデンサＣＰ のキ
ャパシタンス値および並列トランジスタＴ１ およびＴ
２ の急峻度ＺＳ は、入力インピーダンスＺＥ が前
段の出力インピーダンスＺＯ における反射の回避のた
めに適合されているように選定されている。それはたと
えば５０Ωである。 【００２２】両トランジスタＴ１ およびＴ２ の並列
回路はここではしかし、前段の出力インピーダンスＺＯ
における適合の理由から選定されずに、約１００Ωか
ら約５０Ωへの雑音最適な源インピーダンスの半減のた
めに選定されている。実際のトランジスタは、等価回路
において理想的な無雑音のトランジスタとみなされ、そ
のベース端子Ｂの前に雑音電圧源ｕＮ が、またベース
回路とエミッタ回路との間に雑音電流源ｉＮ が配置さ
れている雑音源をなす。 【００２３】雑音挙動への両トランジスタＴ１ および
Ｔ２ の並列回路の作用は以下に図３により示される。 各個のトランジスタ、たとえばトランジスタＴ１ のみ
に対して信号対雑音比は、源インピーダンスがＺＯ ＝
ｕＮ ／ｉＮ ＝ＺＯ ｏｐｔ に選定されているとき
に、最大である。源インピーダンスＺＯ のこの値はこ
こでは雑音に最適な源インピーダンスＺＯ ｏｐｔ と
して定義されている。たいていの高周波トランジスタで
は、雑音電圧源ｕＮ および雑音電流源ｉＮ により決
定される雑音に最適な源インピーダンスＺＯ ｏｐｔ
は約１００Ωである。図３による並列回路の信号対雑音
比の解析により、ＳをトランジスタＴ１ またはＴ２
の急峻度とすると、出力電流ｉＡ における信号成分ｉ
ＡＳは下記のように表される。 （ｉＡＳ）２ ＝（２ＳｕＯ ）２ ＝４Ｓ２ ４Ｐ０
ＺＯ その際にｕＯ は信号源の電圧、またＰＯ は
その電力である。 【００２４】出力電流ｉＡ における雑音成分ｉＡＮは
、すべての雑音源ｕＮ およびｉＮ が無視可能にわず
かに相関させられているとき、下記のようになる。 （ｉＡＮ）２ ＝Ｓ２ （２ｕＮ ２＋８ＺＯ ２ ｉ
Ｎ ２ ）【００２５】それによって信号対雑音比は下
記のように表される。 【数１】 【００２６】ここで最大の信号対雑音比は【数２】 の雑音に最適な源インピーダンスにおいて生ずる。 【００２７】こうして２つのトランジスタＴ１ および
Ｔ２ の並列回路において雑音に最適な源インピーダン
スＺＯ ｏｐｔ は約５０Ωに低下する。これは前段に
接続されている伝達要素の波動インピーダンスに相当す
る。
雑音の高周波‐広帯域増幅器のための入力段に関する。 【０００２】 【従来の技術】小さい信号の信号処理の際には雑音に特
に注意が払われなければならない。雑音源はオーム抵抗
、電子管およびトランジスタである。雑音電力は帯域幅
の増大と共に増大するので、小さい信号を狭帯域で増幅
することは有利である。いま増幅器の入力端に異なる周
波数の多数の信号が生ずると、信号帯域幅および信号中
心周波数に関係して１つの入力段のなかに、場合によっ
ては同軸切換スイッチを介して所望の周波数に対して切
換えられる多数の狭帯域の前置増幅器が配置されなけれ
ばならない。 【０００３】もう１つの問題は高周波信号の信号処理に
ある。個々の段が、反射に基づく損失を回避するため、
波動インピーダンスに適合されていなければならない。 【０００４】 【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、種々
の狭帯域の前置増幅器を、広い範囲内で実の一定の入力
インピーダンスを有する低雑音の広帯域増幅器により置
換することにある。 【０００５】 【課題を解決するための手段】この課題は、反結合コン
デンサが増幅器要素の出力端と入力端との間に接続され
、また増幅器要素の出力端がコンデンサにより終端され
ることにより解決される。 【０００６】 【作用効果】本発明によれば容量性反結合は容量性負荷
インピーダンスと共同して広い周波数範囲内に一定の実
の入力インピーダンスを生じさせる。 【０００７】リアクタンスは雑音源をなさないので、容
量性帰還結合は同じく増幅器段の雑音指数の悪化を生じ
させない。 【０００８】本発明の有利な実施態様では、増幅器要素
がすべての端子に並列に接続されている２つのバイポー
ラトランジスタから成っている。並列回路内の２つのト
ランジスタは雑音に最適な源インピーダンスを約１００
Ωから約５０Ωへ半減する。 【０００９】本発明の入力段は核スピン共鳴装置に使用
されると特に有利である。なぜならば、増幅器の入力イ
ンピーダンスが１０ＭＨｚないし１００ＭＨｚの広い範
囲内で一定かつ実であるように入力インピーダンスが設
定され得るからである。核スピン共鳴に利用されるもう
１つの利点は、増幅率の周波数依存性である。周波数応
答はより高い周波数へ向かってオクターブあたり６ｄＢ
だけ減少する。核スピン共鳴装置の受信信号は基本磁界
強度の増大と共にその振幅もその周波数も上昇するので
、周波数に関係する増幅率の減少によって、より高い基
本磁界強度における増幅器段のオーバードライブが回避
されている。 【００１０】さらに本発明の入力段は実の低雑音の高周
波終端インピーダンスとして使用され得る。この入力段
により実現される終端インピーダンスの雑音温度は相応
のオーム抵抗の雑音温度よりも小さい。このような終端
インピーダンスはたとえば循環形核スピン共鳴受信シス
テムに応用される。 【００１１】 【実施例】以下、本発明の実施例を３つの図面により説
明する。 【００１２】図１に示されている機能原理から反結合さ
れた入力段の挙動は良好に説明され得る。増幅器要素Ｔ
としてここでは理想的トランジスタが仮定されている。 理想化は、そのベースＢとエミッタＥとの間の入力抵抗
が無限大であると仮定されており、トランジスタＴはそ
のコレクタ端子Ｃおよびそのエミッタ端子Ｅにおいて理
想的な電流源のように挙動し、その電流はベースＢおよ
びエミッタＥに与えられる電圧により制御されることに
ある。さらに、電流制御のためにＢとＥとの間に無限に
小さい電圧しか必要でない、すなわち理想的トランジス
タＴの急峻度が無限大であると仮定されている。実際の
急峻度は、エミッタ端子Ｅと基準電位との間に配置され
ているインピーダンスＺＳ により顧慮されている。イ
ンピーダンスＺＳ は急峻度Ｓの逆数値である。 【００１３】入力段の入力端子２は一方ではベースＢと
、また他方では基準電位と接続されている。トランジス
タＴの反結合枝路のなかにベースＢとコレクタＣとの間
に反結合インピーダンスＺＰ が配置されている。コレ
クタＣと基準電位との間には負荷インピーダンスＺＬ
が接続されている。入力端子２における入力インピーダ
ンスＺＥ は下記のようになる。 ＺＥ ＝（ＺＰ ＋ＺＬ ）ＺＳ ／ＺＬ ＋ＺＳ 【
００１４】帰還結合インピーダンスＺＰ が負荷インピ
ーダンスＺＬ よりもはるかに大きく、またさらに負荷
インピーダンスＺＬ がインピーダンスＺＳ よりもは
るかに大きいという仮定のもとに、入力インピーダンス
ＺＥ はおよそ下記のようになる。 ＺＥ ＝ＺＰ ＺＳ ／ＺＬ 【００１５】いま帰還結合インピーダンスＺＰ および
負荷インピーダンスＺＬ が純粋なリアクタンスであれ
ば、入力インピーダンスＺＥ は、急峻度により決定さ
れるインピーダンスＺＳ が同じく実であるかぎり、実
になる。 このことは実際の高周波トランジスタに対して約１０な
いし１００ＭＨｚの広い周波数範囲内で仮定され得る。 【００１６】図１による回路の増幅率Ｖは負荷インピー
ダンスＺＬ における電圧ｕ２ と入力端子における電
圧ｕ１ との比から得られる。 【００１７】増幅率Ｖはインピーダンスにより下記のよ
うに表される。 Ｖ＝１−（ＺＬ ＋ＺＳ ）ＺＰ ／ＺＳ （ＺＰ ＋
ＺＬ ）【００１８】インピーダンス相互の比に対する
上記の前提のもとに増幅率Ｖは近似的に下記のように表
される。 Ｖ＝１−ＺＬ ／ＺＳ 【００１９】負荷インピーダンスが容量性であり、かつ
急峻度が実であれば、増幅率は周波数の増大と共に減少
することがわかる。 【００２０】要約すると、容量性帰還結合および容量性
負荷における図１の原理回路の解析は実の入力インピー
ダンスＺＥ を生じ、その際に増幅率Ｖは周波数の増大
と共に減少する。 【００２１】図２では、増幅器要素Ｔはすべての端子Ｂ
、Ｃ、Ｅに並列に接続されている２つのバイポーラトラ
ンジスタＴ１ およびＴ２ から形成されている。並列
に接続されている端子ＣとＢとの間に反結合コンデンサ
ＣＰ が位置している。端子ＣおよびＥに対して並列に
負荷コンデンサＣＬ が位置している。負荷コンデンサ
ＣＬ は後続の増幅段の入力キャパシタンスによりたい
てい決定されているので、反結合コンデンサＣＰ のキ
ャパシタンス値および並列トランジスタＴ１ およびＴ
２ の急峻度ＺＳ は、入力インピーダンスＺＥ が前
段の出力インピーダンスＺＯ における反射の回避のた
めに適合されているように選定されている。それはたと
えば５０Ωである。 【００２２】両トランジスタＴ１ およびＴ２ の並列
回路はここではしかし、前段の出力インピーダンスＺＯ
における適合の理由から選定されずに、約１００Ωか
ら約５０Ωへの雑音最適な源インピーダンスの半減のた
めに選定されている。実際のトランジスタは、等価回路
において理想的な無雑音のトランジスタとみなされ、そ
のベース端子Ｂの前に雑音電圧源ｕＮ が、またベース
回路とエミッタ回路との間に雑音電流源ｉＮ が配置さ
れている雑音源をなす。 【００２３】雑音挙動への両トランジスタＴ１ および
Ｔ２ の並列回路の作用は以下に図３により示される。 各個のトランジスタ、たとえばトランジスタＴ１ のみ
に対して信号対雑音比は、源インピーダンスがＺＯ ＝
ｕＮ ／ｉＮ ＝ＺＯ ｏｐｔ に選定されているとき
に、最大である。源インピーダンスＺＯ のこの値はこ
こでは雑音に最適な源インピーダンスＺＯ ｏｐｔ と
して定義されている。たいていの高周波トランジスタで
は、雑音電圧源ｕＮ および雑音電流源ｉＮ により決
定される雑音に最適な源インピーダンスＺＯ ｏｐｔ
は約１００Ωである。図３による並列回路の信号対雑音
比の解析により、ＳをトランジスタＴ１ またはＴ２
の急峻度とすると、出力電流ｉＡ における信号成分ｉ
ＡＳは下記のように表される。 （ｉＡＳ）２ ＝（２ＳｕＯ ）２ ＝４Ｓ２ ４Ｐ０
ＺＯ その際にｕＯ は信号源の電圧、またＰＯ は
その電力である。 【００２４】出力電流ｉＡ における雑音成分ｉＡＮは
、すべての雑音源ｕＮ およびｉＮ が無視可能にわず
かに相関させられているとき、下記のようになる。 （ｉＡＮ）２ ＝Ｓ２ （２ｕＮ ２＋８ＺＯ ２ ｉ
Ｎ ２ ）【００２５】それによって信号対雑音比は下
記のように表される。 【数１】 【００２６】ここで最大の信号対雑音比は【数２】 の雑音に最適な源インピーダンスにおいて生ずる。 【００２７】こうして２つのトランジスタＴ１ および
Ｔ２ の並列回路において雑音に最適な源インピーダン
スＺＯ ｏｐｔ は約５０Ωに低下する。これは前段に
接続されている伝達要素の波動インピーダンスに相当す
る。
【図１】反結合の機能原理を示す接続図である。
【図２】反結合された本発明による入力段の回路接続図
である。
である。
【図３】２つの並列接続されているトランジスタの雑音
等価回路の接続図である。
等価回路の接続図である。
２ 入力端子
Ｂ ベース
Ｃ コレクタ
ＣＬ 負荷コンデンサ
ＣＰ 反結合コンデンサ
Ｅ エミッタ
Claims (4)
- 【請求項１】 増幅器要素（Ｔ、Ｔ１ 、Ｔ２ ）を
有する低雑音広帯域増幅器のための入力段において、反
結合コンデンサ（ＣＰ ）が増幅器要素（Ｔ、Ｔ１ 、
Ｔ２ ）の出力端（Ｃ）と入力端（Ｂ）との間に接続さ
れており、また増幅器要素の出力端（Ｃ）がコンデンサ
（ＣＬ ）により終端されていることを特徴とする低雑
音広帯域増幅器のための入力段。 - 【請求項２】 増幅器要素（Ｔ）がすべての端子（Ｂ
、Ｃ、Ｅ）に並列に接続されている２つのバイポーラト
ランジスタ（Ｔ１ 、Ｔ２ ）から成っていることを特
徴とする請求項１記載の入力段。 - 【請求項３】 核スピン共鳴装置の受信器に使用され
ることを特徴とする請求項１または２記載の入力段。 - 【請求項４】 実の低雑音の高周波終端インピーダン
スとして使用されることを特徴とする請求項１または２
記載の入力段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4024166.1 | 1990-07-30 | ||
| DE4024166A DE4024166C1 (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04256208A true JPH04256208A (ja) | 1992-09-10 |
Family
ID=6411305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3208835A Withdrawn JPH04256208A (ja) | 1990-07-30 | 1991-07-26 | 低雑音広帯域増幅器のための入力段 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5159289A (ja) |
| JP (1) | JPH04256208A (ja) |
| DE (1) | DE4024166C1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010524377A (ja) * | 2007-04-13 | 2010-07-15 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 増幅器入力インピーダンスの制御 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5914640A (en) * | 1996-02-29 | 1999-06-22 | Texas Instruments Incorporated | Method and system for matching the input impedance of an RF amplifier an antenna to impedance |
| JPH11102916A (ja) * | 1997-09-29 | 1999-04-13 | Nec Corp | 半導体集積回路装置およびその設計方法 |
| DE19946459B4 (de) * | 1999-09-28 | 2004-01-08 | Siemens Ag | Rauscharme breitbandige Verstärkereinrichtung sowie Verwendung der Verstärkereinrichtung |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1391783A (en) * | 1971-06-04 | 1975-04-23 | Redac Software Ltd | Frequency-selective electrical circuit arrangements |
| JPS5228845A (en) * | 1975-08-29 | 1977-03-04 | Nippon Gakki Seizo Kk | Negative feedback amplification circuit |
| JPS5249755A (en) * | 1975-10-17 | 1977-04-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Operational amplifier circuit |
| JPS589410A (ja) * | 1981-07-09 | 1983-01-19 | Toshiba Corp | 演算増幅器 |
| FR2626377B1 (fr) * | 1988-01-26 | 1990-06-01 | Crouzet Sa | Oscillateur nucleaire comprenant une sonde a resonance magnetique nucleaire |
-
1990
- 1990-07-30 DE DE4024166A patent/DE4024166C1/de not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-26 JP JP3208835A patent/JPH04256208A/ja not_active Withdrawn
- 1991-07-30 US US07/737,486 patent/US5159289A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010524377A (ja) * | 2007-04-13 | 2010-07-15 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 増幅器入力インピーダンスの制御 |
| US8314659B2 (en) | 2007-04-13 | 2012-11-20 | Cambridge Silicon Radio Limited | Controlling amplifier input impedance |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5159289A (en) | 1992-10-27 |
| DE4024166C1 (ja) | 1991-12-19 |
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