JPH0425734B2 - - Google Patents
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- JPH0425734B2 JPH0425734B2 JP12033784A JP12033784A JPH0425734B2 JP H0425734 B2 JPH0425734 B2 JP H0425734B2 JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP H0425734 B2 JPH0425734 B2 JP H0425734B2
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- Japan
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- frequency
- local oscillator
- amplifier
- output
- signal
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
〈産業上の利用分野〉
本発明は、局部発信器として電圧制御型発振器
を用い、この電圧制御型発信器を構成要素として
フエーズ・ロツク・ループ（以下PLLという）
を形成したシンセサイザー受信機において、受信
機出力の一部で局部発振器に周波数変調をかけ
た、いわゆるFM負帰還方式のシンセサイザー受
信機に関する。 〈従来の技術〉 一般に、シンセサイザー受信機は第６図に示す
ような構造を有する。 図において、１は高周波増幅器、２は混合器、
３は中間周波増幅器、４は復調器である。 局部発振器５としては電圧制御型発振器が用い
られ、この局部発振出力信号を分周器６によつて
分周した信号と基準信号発振器７からの基準信号
をプログラマブル分周器８によつて分周（分周比
Ｎ）した信号とを位相比較器９によつて位相比較
し、この位相比較出力をローパスフイルタ１０を
通して高周波成分を除去した後、その低周波成分
を周波数制御電圧として上記局部発振器５に入力
して、PLLを構成する。 受信周波数は上記プログラマブル分周器８にプ
リセツトされた内容（受信周波数に対応した選局
コード）によつて決定され、通常は、選局コード
発生器１１によつて創成される選局コードを上記
プログラマブル分周器８にプリセツトして、分周
比Ｎを変化させることにより選局動作が行なわれ
る。 また、上記選局コード発生器１１からの選局コ
ードはコード変換／駆動回路１２によつて10進数
の周波数表示用セグメント信号に変換された後、
周波数表示器１３の受信周波数の各桁およびその
他の表示をする複数個のセグメント群１４ａ，１
４ｂ……にそれぞれ供給される。 一方、復調器４の出力を増幅器１５を通して上
記局部発振器５にフイードバツクしてFM負帰還
ループを形成し、復調出力の一部で局部発振器５
に周波数変調をかけて、局部発振周波数を受信波
の周波数変調に追従させる。 このようなFM負帰還方式は、中間周波数帯で
の周波数偏移が受信波のそれよりも圧縮されるの
で、歪を増加させることなしに中間周波増幅器３
を狭帯域にすることができて、Ｓ／Ｎ比を犠牲に
することなくスレツシヨールドレベルを改善する
ことができる特徴がある。 〈発明が解決しようとする問題点〉 以上のような従来技術は基本的には優れた特徴
を有するが、さらに解決すべき問題点がある。 すなわち、局部発振器５は第５図に示すように
LC共振回路でモデル化でき、発振周波数を変化
させるためのバリキヤツプC1の容量は発振周波
数に応じて変化し、また、変調用バリキヤツプ
C2は発振周波数の変化に対しては同一容量を保
持し、変調信号に対してのみ容量が変化する。こ
のような局部発振器５に帰還をかけた場合、その
帰還量は発振周波数に応じて変化し、発振周波数
が高いほど帰還量が大きくなる。 具体的に、日本国内のFMバンド76.0〜90.0M
Hzであつて、局部発振周波数が65.3〜79.3MHzの
範囲で変化する局部発振器において、復調出力の
帰還量を6dB（受信周波数83MHz）に設定した場
合、第７図に示すように、FMバンド内で帰還量
が約4.5dB（最小受信周波数76MHz）〜7.5dB（最
大受信周波数90MHz）の範囲で変化し、最小受信
周波数minと最大受信周波数maxで約3dBの差
がある。第７図中、１点鎖線は位相補正回路１６
による位相補正後の特性である。 以上のような構成では、受信周波数（局部発振
周波数）に応じて帰還量が約3dBの範囲で変化す
るため、結局、セパレーシヨン特性は第８図に示
すように受信周波数に応じて変化し、また、歪等
の諸特性も受信周波数に応じて変化する。 本発明は、このような解決すべき問題点を改善
することを目的とするものである。 〈問題を解決するための手段〉 本発明は、高周波増幅器、混合器、中間周波増
幅器、復調器、局部発振器、および、局部発振器
の局部発振出力信号を分周した信号と基準信号を
プログラマブル分周器によつて分周（分周比Ｎ）
した信号とを位相比較器によつて位相比較し、こ
の位相比較出力をローパスフイルタを介して上記
局部発振器に入力するようにしたフエーズ・ロツ
ク・ループを具備し、選局コード発生回路からの
選局コードを上記プログラマブル分周器にプリセ
ツトして受信周波数を定めるようにした構成であ
つて、上記復調器の復調出力を上記局部発振器に
フイードバツクして周波数変調をかけるようにし
たFM負帰還ループを形成したシンセサイザー受
信機において、受信周波数または受信周波数帯の
検出出力により上記FM負帰還ループの利得を受
信周波数または受信周波数帯に応じて変化させる
ようにした構成である。 本発明の具体的な手段としては、選局コードを
コード変換回路によつて10進のデジタル信号に変
換し、このデジタル信号から受信周波数を検出
し、この検出出力により上記FM負帰還ループま
たはこのFM負帰還ループ内にある増幅器の利得
を受信周波数に応じて多段階に変化させる手段、
上記デジタル信号から受信周波数帯（全受信周波
数帯域を複数個の帯域に分割した）を検出し、こ
の検出出力によりFM負帰還ループまたはこの
FM負帰還ループ内にある増幅器の利得を受信周
波数帯に応じて多段階に変化させる手段、上記増
幅器が利得連続可変型であつて、上記選局コード
をＤ／Ａ変換器によつて受信周波数に対応するア
ナログ信号に変換し、このアナログ信号によつて
上記増幅器の利得を受信周波数に応じて連続的に
変化させる手段、等がある。 〈作用〉 本発明によれば、受信周波数または受信周波数
帯に応じて上記FM負帰還ループまたはこのFM
負帰還ループ内にある増幅器の利得を連続的また
は段階的に変化させることができ、FM負帰還ル
ープの帰還量を受信周波数または受信周波数帯に
応じて連続的または段階的に変化させることがで
きる。 〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図において説明する
が、図中、第６図の従来例と同等部分には同一符
号を付し、その説明は省略する。 〈実施例 １〉 第１図において、１７は増幅器で、演算増幅器
１８の非反転入力１９ａを復調出力の入力端子と
し、反転入力１９ｂを第１の抵抗R1を介して演
算増幅器１８の出力に接続するとともに、上記反
転入力１９ｂを直列接続した第２、第３の抵抗
R2，R3を介して接地した構成を有し、この第２、
第３の抵抗R2，R3の接続点Ｐをスイツチング回
路２０を介して接地することにより、増幅器１７
の利得が変化するように構成される。 すなわち、増幅器１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3 で与えられるから、接続点Ｐを接地したときの利
得A′は、 A′＝１＋R1／R2（＞Ａ） となる。 スイツチング回路２０は公知の回路より構成さ
れ、たとえば、エミツタ、コレクタ間を所定の電
圧でバイアスした第１のPNP型トランジスタ２
１のベース端子を検出信号の入力端子とし、コレ
クタ出力を上記接続点Ｐと接地との間に接続され
た第２の電界効果型トランジスタ２２のゲート端
子に接続した構成を有する。 ２３は選局コード発生回路１１から出力される
選局コードが供給され、この選局コードから受信
周波数帯を検出する受信周波数帯検出器で、その
検出出力は上記スイツチング回路２０の第１のト
ランジスタ２１のベース端子に入力される。 受信周波数帯検出器２３は、日本国内のFMバ
ンド76.0〜90.0MHzを２つの受信周波数帯（76.0
〜79.9MHz、80.0〜90.0MHz）に分割した場合を
例にとると、受信周波数帯は次のような検出方法
によつて検出される。 選局コードが次のように受信周波数76.0〜
90.0MHzの各桁を２進数で表示したBCDコードで
与えられるとすると、 〔10MHzの桁〕2〔ＭHzの桁〕2〔0.1MHzの桁〕2 （添字は２進数を表わす） 受信周波数が76.0〜79.9MHzの範囲である場
合、選局コードの10MHzの桁のコードは〔0111〕2
であり、また、受信周波数が80.0〜90MHzの範囲
である場合、選局コードの10MHzの桁のコードは
〔1000〕2または〔1001〕2となる。 したがつて、選局コードの10MHzの桁のコード
の４桁目の
を用い、この電圧制御型発信器を構成要素として
フエーズ・ロツク・ループ（以下PLLという）
を形成したシンセサイザー受信機において、受信
機出力の一部で局部発振器に周波数変調をかけ
た、いわゆるFM負帰還方式のシンセサイザー受
信機に関する。 〈従来の技術〉 一般に、シンセサイザー受信機は第６図に示す
ような構造を有する。 図において、１は高周波増幅器、２は混合器、
３は中間周波増幅器、４は復調器である。 局部発振器５としては電圧制御型発振器が用い
られ、この局部発振出力信号を分周器６によつて
分周した信号と基準信号発振器７からの基準信号
をプログラマブル分周器８によつて分周（分周比
Ｎ）した信号とを位相比較器９によつて位相比較
し、この位相比較出力をローパスフイルタ１０を
通して高周波成分を除去した後、その低周波成分
を周波数制御電圧として上記局部発振器５に入力
して、PLLを構成する。 受信周波数は上記プログラマブル分周器８にプ
リセツトされた内容（受信周波数に対応した選局
コード）によつて決定され、通常は、選局コード
発生器１１によつて創成される選局コードを上記
プログラマブル分周器８にプリセツトして、分周
比Ｎを変化させることにより選局動作が行なわれ
る。 また、上記選局コード発生器１１からの選局コ
ードはコード変換／駆動回路１２によつて10進数
の周波数表示用セグメント信号に変換された後、
周波数表示器１３の受信周波数の各桁およびその
他の表示をする複数個のセグメント群１４ａ，１
４ｂ……にそれぞれ供給される。 一方、復調器４の出力を増幅器１５を通して上
記局部発振器５にフイードバツクしてFM負帰還
ループを形成し、復調出力の一部で局部発振器５
に周波数変調をかけて、局部発振周波数を受信波
の周波数変調に追従させる。 このようなFM負帰還方式は、中間周波数帯で
の周波数偏移が受信波のそれよりも圧縮されるの
で、歪を増加させることなしに中間周波増幅器３
を狭帯域にすることができて、Ｓ／Ｎ比を犠牲に
することなくスレツシヨールドレベルを改善する
ことができる特徴がある。 〈発明が解決しようとする問題点〉 以上のような従来技術は基本的には優れた特徴
を有するが、さらに解決すべき問題点がある。 すなわち、局部発振器５は第５図に示すように
LC共振回路でモデル化でき、発振周波数を変化
させるためのバリキヤツプC1の容量は発振周波
数に応じて変化し、また、変調用バリキヤツプ
C2は発振周波数の変化に対しては同一容量を保
持し、変調信号に対してのみ容量が変化する。こ
のような局部発振器５に帰還をかけた場合、その
帰還量は発振周波数に応じて変化し、発振周波数
が高いほど帰還量が大きくなる。 具体的に、日本国内のFMバンド76.0〜90.0M
Hzであつて、局部発振周波数が65.3〜79.3MHzの
範囲で変化する局部発振器において、復調出力の
帰還量を6dB（受信周波数83MHz）に設定した場
合、第７図に示すように、FMバンド内で帰還量
が約4.5dB（最小受信周波数76MHz）〜7.5dB（最
大受信周波数90MHz）の範囲で変化し、最小受信
周波数minと最大受信周波数maxで約3dBの差
がある。第７図中、１点鎖線は位相補正回路１６
による位相補正後の特性である。 以上のような構成では、受信周波数（局部発振
周波数）に応じて帰還量が約3dBの範囲で変化す
るため、結局、セパレーシヨン特性は第８図に示
すように受信周波数に応じて変化し、また、歪等
の諸特性も受信周波数に応じて変化する。 本発明は、このような解決すべき問題点を改善
することを目的とするものである。 〈問題を解決するための手段〉 本発明は、高周波増幅器、混合器、中間周波増
幅器、復調器、局部発振器、および、局部発振器
の局部発振出力信号を分周した信号と基準信号を
プログラマブル分周器によつて分周（分周比Ｎ）
した信号とを位相比較器によつて位相比較し、こ
の位相比較出力をローパスフイルタを介して上記
局部発振器に入力するようにしたフエーズ・ロツ
ク・ループを具備し、選局コード発生回路からの
選局コードを上記プログラマブル分周器にプリセ
ツトして受信周波数を定めるようにした構成であ
つて、上記復調器の復調出力を上記局部発振器に
フイードバツクして周波数変調をかけるようにし
たFM負帰還ループを形成したシンセサイザー受
信機において、受信周波数または受信周波数帯の
検出出力により上記FM負帰還ループの利得を受
信周波数または受信周波数帯に応じて変化させる
ようにした構成である。 本発明の具体的な手段としては、選局コードを
コード変換回路によつて10進のデジタル信号に変
換し、このデジタル信号から受信周波数を検出
し、この検出出力により上記FM負帰還ループま
たはこのFM負帰還ループ内にある増幅器の利得
を受信周波数に応じて多段階に変化させる手段、
上記デジタル信号から受信周波数帯（全受信周波
数帯域を複数個の帯域に分割した）を検出し、こ
の検出出力によりFM負帰還ループまたはこの
FM負帰還ループ内にある増幅器の利得を受信周
波数帯に応じて多段階に変化させる手段、上記増
幅器が利得連続可変型であつて、上記選局コード
をＤ／Ａ変換器によつて受信周波数に対応するア
ナログ信号に変換し、このアナログ信号によつて
上記増幅器の利得を受信周波数に応じて連続的に
変化させる手段、等がある。 〈作用〉 本発明によれば、受信周波数または受信周波数
帯に応じて上記FM負帰還ループまたはこのFM
負帰還ループ内にある増幅器の利得を連続的また
は段階的に変化させることができ、FM負帰還ル
ープの帰還量を受信周波数または受信周波数帯に
応じて連続的または段階的に変化させることがで
きる。 〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図において説明する
が、図中、第６図の従来例と同等部分には同一符
号を付し、その説明は省略する。 〈実施例 １〉 第１図において、１７は増幅器で、演算増幅器
１８の非反転入力１９ａを復調出力の入力端子と
し、反転入力１９ｂを第１の抵抗R1を介して演
算増幅器１８の出力に接続するとともに、上記反
転入力１９ｂを直列接続した第２、第３の抵抗
R2，R3を介して接地した構成を有し、この第２、
第３の抵抗R2，R3の接続点Ｐをスイツチング回
路２０を介して接地することにより、増幅器１７
の利得が変化するように構成される。 すなわち、増幅器１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3 で与えられるから、接続点Ｐを接地したときの利
得A′は、 A′＝１＋R1／R2（＞Ａ） となる。 スイツチング回路２０は公知の回路より構成さ
れ、たとえば、エミツタ、コレクタ間を所定の電
圧でバイアスした第１のPNP型トランジスタ２
１のベース端子を検出信号の入力端子とし、コレ
クタ出力を上記接続点Ｐと接地との間に接続され
た第２の電界効果型トランジスタ２２のゲート端
子に接続した構成を有する。 ２３は選局コード発生回路１１から出力される
選局コードが供給され、この選局コードから受信
周波数帯を検出する受信周波数帯検出器で、その
検出出力は上記スイツチング回路２０の第１のト
ランジスタ２１のベース端子に入力される。 受信周波数帯検出器２３は、日本国内のFMバ
ンド76.0〜90.0MHzを２つの受信周波数帯（76.0
〜79.9MHz、80.0〜90.0MHz）に分割した場合を
例にとると、受信周波数帯は次のような検出方法
によつて検出される。 選局コードが次のように受信周波数76.0〜
90.0MHzの各桁を２進数で表示したBCDコードで
与えられるとすると、 〔10MHzの桁〕2〔ＭHzの桁〕2〔0.1MHzの桁〕2 （添字は２進数を表わす） 受信周波数が76.0〜79.9MHzの範囲である場
合、選局コードの10MHzの桁のコードは〔0111〕2
であり、また、受信周波数が80.0〜90MHzの範囲
である場合、選局コードの10MHzの桁のコードは
〔1000〕2または〔1001〕2となる。 したがつて、選局コードの10MHzの桁のコード
の４桁目の
〔０〕，〔１〕を検出することにより受
信周波数帯が検出でき、
信周波数帯が検出でき、
〔０〕の場合は76.0〜
79.9MHz帯、〔１〕の場合は80.0〜90.0MHz帯であ
る。 そして、受信周波数帯とその検出出力との関係
は、受信周波数帯が 76.0〜79.9MHzの場合、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzの場合、ハイレベル〔Ｈ〕 となるように選定される。 以上の構成において、以下その動作を説明す
る。 まず、受信周波数帯が76.0〜79.9MHzの場合、
受信周波数帯検出器２３の検出出力はローレベル
〔Ｌ〕となるため、第１、第２のトランジスタ２
１，２２はともに導通して、接続点Ｐが接地され
るから、増幅器１７の利得A′は A′＝１＋R1／R2 となる。つぎに、受信周波数帯が80.0〜90.0MHz
の場合、上記と逆の動作をして第１、第２のトラ
ンジスタ２１，２２は遮断状態を保持し、増幅器
１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3（＜A′） となり、FM負帰還ループの帰還量は、76.0〜
89.9MHzの受信周波数帯では大きく、逆に、80.0
〜90.0MHzの受信周波数帯では小さくなり、この
ような帰還量の変化は局部発振器５が本来的にも
つている、すなわち発振周波数に応じた帰還量の
変化を補い、キヤンセルするものである。 したがつて、FM負帰還ループの総合的な帰還
量は、76.0〜79.9MHz、80.0〜90.0MHzの両帯域
でほぼ同一になるので、セパレーシヨン特性は第
４図に示すようになり、受信周波数に対するセパ
レーシヨンの変化率は従来例に比較して著しく改
善される。 また、本実施例では、演算増幅器１８によつて
構成される増幅回路の利得を一定とし、その出力
を抵抗の直列回路からなる分割回路によつて分割
することによつて、FM負帰還ループの利得を数
段階に変化させることができる。 第９図において説明する。 ３１は、演算増幅器１８によつて構成され、一
定の利得を有する周知の増幅回路２９と、抵抗の
直列回路からなる複数個の分割回路とこの分割回
路を選択的に切り換える電子スイツチとから構成
される利得調節回路３０とからなる利得可変型増
幅器で、〈実施例１〉の増幅器１７に対応する。 利得調節回路３０は、第４の抵抗R4、第５の
抵抗R5と第１の電子スイツチ２６の直列回路、
第６の抵抗R6と第２の電子スイツチ２７の直列
回路および第７の抵抗R7と第３の電子スイツチ
２８の直列回路を並列に接続し、共通に接続した
各抵抗R4，R5，R6，R7の一端を第８の抵抗R8を
介して接地し、この第８の抵抗R8と各抵抗R4，
R5，R6，R7の接続点を局部発振器に接続する。
また、第４の抵抗R4、第１の電子スイツチ２６、
第２の電子スイツチ２７および第３の電子スイツ
チ２８の他端を上記増幅回路２９に接続した構成
を有し、この利得調節回路３０には増幅回路２９
によつて増幅された復調出力が入力される。 一方、受信周波数帯検出器２３からは３分割し
た受信周波数帯に対応した検出出力が出力され、
この検出出力は公知のスイツチング回路２０を介
して上記第１、第２、第３の電子スイツチ２６，
２７，２８にそれぞれ入力され、検出された受信
周波数帯に対応して上記第１、第２、第３の電子
スイツチ２６，２７，２８のうちいずれか１の電
子スイツチを導通状態にする。 〈実施例 ２〉 本実施例は、周波数表示器１３のセグメント群
１４ａ，１４ｂ……を駆動する周波数表示用駆動
信号（セグメント信号）を利用して受信周波数帯
を検出するようにしたものであり、実施例１にお
ける受信周波数帯検出器２３が不要である。 第２図において説明する。 選局コード発生器１１からの選局コードはコー
ド変換／駆動回路１２によつて10進数の周波数示
用セグメント信号Sa，Sb，Sc……Sgに変換され
た後、受信周波数の10MHzの桁を表わすセグメン
ト群１４ａの各セグメントａ，ｂ，ｃ……ｇにそ
れぞれ供給される。 ここで、上記セグメント群１４ａに着目する
と、それらのうちセグメントｇは76.0〜79.9MHz
の受信周波数帯では点灯表示されず、80.0〜
90.0MHzの受信周波数帯では点灯表示されている
ことがわかる。 すなわち、上記セグメントｇを駆動するセグメ
ント信号Sgを検出することにより受信周波数帯
が検出でき、このセグメント信号Sgは、受信周
波数帯が 76.0〜79.9MHzのとき、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzのとき、ハイレベル〔Ｈ〕 となる。 そして、このセグメント信号Sgを実施例１と
同様にスイツチング回路２０に入力する。 〈実施例 ３〉 本実施例は受信周波数に応じてFM負帰還ルー
プの帰還量を連続的に変化させるようにしたもの
である。 第３図において、２５は電圧カーブ補正回路、
１７は制御電圧によつて利得が連続的に変化する
利得連続可変型増幅器で、制御電圧として選局コ
ード発生回路１１からの選局コードをＤ／Ａ変換
器２４によつてアナログ信号に変換した、受信周
波数に応じてレベルが連続的に変化する信号が供
給される。 〈発明の効果〉 本発明は以上のような構成を有するので、次の
ような効果がある。 (1) 受信周波数または受信周波数帯によつてFM
負帰還ループの帰還量が変化し、かつ、この帰
還量の変化は局部発振器５が本来的にもつてい
る、すなわち発振周波数に応じた帰還量の変化
を補い、キヤンセルするものであるから、FM
負帰還ループの総合的な帰還量は受信周波数帯
に対してほぼ同一になる。 (2) したがつて、受信周波数に対するセパレーシ
ヨンの変化率が従来例に比較して著しく小さく
なり、セパレーシヨン特性が改善される。 等の優れた利用を有する。
79.9MHz帯、〔１〕の場合は80.0〜90.0MHz帯であ
る。 そして、受信周波数帯とその検出出力との関係
は、受信周波数帯が 76.0〜79.9MHzの場合、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzの場合、ハイレベル〔Ｈ〕 となるように選定される。 以上の構成において、以下その動作を説明す
る。 まず、受信周波数帯が76.0〜79.9MHzの場合、
受信周波数帯検出器２３の検出出力はローレベル
〔Ｌ〕となるため、第１、第２のトランジスタ２
１，２２はともに導通して、接続点Ｐが接地され
るから、増幅器１７の利得A′は A′＝１＋R1／R2 となる。つぎに、受信周波数帯が80.0〜90.0MHz
の場合、上記と逆の動作をして第１、第２のトラ
ンジスタ２１，２２は遮断状態を保持し、増幅器
１７の利得Ａは、 Ａ＝１＋R1／R2＋R3（＜A′） となり、FM負帰還ループの帰還量は、76.0〜
89.9MHzの受信周波数帯では大きく、逆に、80.0
〜90.0MHzの受信周波数帯では小さくなり、この
ような帰還量の変化は局部発振器５が本来的にも
つている、すなわち発振周波数に応じた帰還量の
変化を補い、キヤンセルするものである。 したがつて、FM負帰還ループの総合的な帰還
量は、76.0〜79.9MHz、80.0〜90.0MHzの両帯域
でほぼ同一になるので、セパレーシヨン特性は第
４図に示すようになり、受信周波数に対するセパ
レーシヨンの変化率は従来例に比較して著しく改
善される。 また、本実施例では、演算増幅器１８によつて
構成される増幅回路の利得を一定とし、その出力
を抵抗の直列回路からなる分割回路によつて分割
することによつて、FM負帰還ループの利得を数
段階に変化させることができる。 第９図において説明する。 ３１は、演算増幅器１８によつて構成され、一
定の利得を有する周知の増幅回路２９と、抵抗の
直列回路からなる複数個の分割回路とこの分割回
路を選択的に切り換える電子スイツチとから構成
される利得調節回路３０とからなる利得可変型増
幅器で、〈実施例１〉の増幅器１７に対応する。 利得調節回路３０は、第４の抵抗R4、第５の
抵抗R5と第１の電子スイツチ２６の直列回路、
第６の抵抗R6と第２の電子スイツチ２７の直列
回路および第７の抵抗R7と第３の電子スイツチ
２８の直列回路を並列に接続し、共通に接続した
各抵抗R4，R5，R6，R7の一端を第８の抵抗R8を
介して接地し、この第８の抵抗R8と各抵抗R4，
R5，R6，R7の接続点を局部発振器に接続する。
また、第４の抵抗R4、第１の電子スイツチ２６、
第２の電子スイツチ２７および第３の電子スイツ
チ２８の他端を上記増幅回路２９に接続した構成
を有し、この利得調節回路３０には増幅回路２９
によつて増幅された復調出力が入力される。 一方、受信周波数帯検出器２３からは３分割し
た受信周波数帯に対応した検出出力が出力され、
この検出出力は公知のスイツチング回路２０を介
して上記第１、第２、第３の電子スイツチ２６，
２７，２８にそれぞれ入力され、検出された受信
周波数帯に対応して上記第１、第２、第３の電子
スイツチ２６，２７，２８のうちいずれか１の電
子スイツチを導通状態にする。 〈実施例 ２〉 本実施例は、周波数表示器１３のセグメント群
１４ａ，１４ｂ……を駆動する周波数表示用駆動
信号（セグメント信号）を利用して受信周波数帯
を検出するようにしたものであり、実施例１にお
ける受信周波数帯検出器２３が不要である。 第２図において説明する。 選局コード発生器１１からの選局コードはコー
ド変換／駆動回路１２によつて10進数の周波数示
用セグメント信号Sa，Sb，Sc……Sgに変換され
た後、受信周波数の10MHzの桁を表わすセグメン
ト群１４ａの各セグメントａ，ｂ，ｃ……ｇにそ
れぞれ供給される。 ここで、上記セグメント群１４ａに着目する
と、それらのうちセグメントｇは76.0〜79.9MHz
の受信周波数帯では点灯表示されず、80.0〜
90.0MHzの受信周波数帯では点灯表示されている
ことがわかる。 すなわち、上記セグメントｇを駆動するセグメ
ント信号Sgを検出することにより受信周波数帯
が検出でき、このセグメント信号Sgは、受信周
波数帯が 76.0〜79.9MHzのとき、ローレベル〔Ｌ〕 80.0〜90.0MHzのとき、ハイレベル〔Ｈ〕 となる。 そして、このセグメント信号Sgを実施例１と
同様にスイツチング回路２０に入力する。 〈実施例 ３〉 本実施例は受信周波数に応じてFM負帰還ルー
プの帰還量を連続的に変化させるようにしたもの
である。 第３図において、２５は電圧カーブ補正回路、
１７は制御電圧によつて利得が連続的に変化する
利得連続可変型増幅器で、制御電圧として選局コ
ード発生回路１１からの選局コードをＤ／Ａ変換
器２４によつてアナログ信号に変換した、受信周
波数に応じてレベルが連続的に変化する信号が供
給される。 〈発明の効果〉 本発明は以上のような構成を有するので、次の
ような効果がある。 (1) 受信周波数または受信周波数帯によつてFM
負帰還ループの帰還量が変化し、かつ、この帰
還量の変化は局部発振器５が本来的にもつてい
る、すなわち発振周波数に応じた帰還量の変化
を補い、キヤンセルするものであるから、FM
負帰還ループの総合的な帰還量は受信周波数帯
に対してほぼ同一になる。 (2) したがつて、受信周波数に対するセパレーシ
ヨンの変化率が従来例に比較して著しく小さく
なり、セパレーシヨン特性が改善される。 等の優れた利用を有する。
第１図は本発明のシンセサイザー受信機の構成
を示す図、第２図および第３図は同、他の実施例
の構成を示す図、第４図は同、セパレーシヨン特
性を示す図、第５図は局部発振器をモデル化した
図、第６図は従来のシンセサイザー受信機の構成
を示す図、第７図および第８図は同、特性図、第
９図は、本発明のシンセサイザー受信機の他の実
施例の構成を示す図である。 １は高周波増幅器、２は混合器、３は中間周波
増幅器、４は復調器、５は局部発振器、６は分周
器、７は基準信号発振器、８はプログラマブル分
周器、９は位相比較器、１０はローパスフイル
タ、１１は選局コード発生器、１２はコード変
換／駆動回路、１３は周波数表示器、１７は増幅
器、２０はスイツチング回路、２３は受信周波数
帯検出器、２４はＤ／Ａ変換器である。
を示す図、第２図および第３図は同、他の実施例
の構成を示す図、第４図は同、セパレーシヨン特
性を示す図、第５図は局部発振器をモデル化した
図、第６図は従来のシンセサイザー受信機の構成
を示す図、第７図および第８図は同、特性図、第
９図は、本発明のシンセサイザー受信機の他の実
施例の構成を示す図である。 １は高周波増幅器、２は混合器、３は中間周波
増幅器、４は復調器、５は局部発振器、６は分周
器、７は基準信号発振器、８はプログラマブル分
周器、９は位相比較器、１０はローパスフイル
タ、１１は選局コード発生器、１２はコード変
換／駆動回路、１３は周波数表示器、１７は増幅
器、２０はスイツチング回路、２３は受信周波数
帯検出器、２４はＤ／Ａ変換器である。
Claims (1)
- １ 高周波増幅器１、混合器２、中間周波増幅器
３、復調器４、局部発振器５、および、当該局部
発振器５の局部発振出力信号を分周した信号と基
準信号をプログラマブル分周器８によつて分周し
た信号とを位相比較器９によつて位相比較し、当
該位相比較出力をローパスフイルタ１０を介して
上記局部発振器５に入力するようにしたフエー
ズ・ロツク・ループを具備し、選局コード発生器
１１から出力される選局コードを上記プログラマ
ブル分周器８にプリセツトして受信周波数を定め
るようにした構成であつて、上記復調器４の復調
出力を上記局部発振器５にフイードバツクして周
波数変調をかけるようにしたFM負帰還ループを
形成したシンセサイザー受信機において、受信周
波数または受信周波数帯の検出出力により上記
FM負帰還ループの利得を受信周波数または受信
周波数帯に応じて変化させるようにしたことを特
徴とするシンセサイザー受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12033784A JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12033784A JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60263532A JPS60263532A (ja) | 1985-12-27 |
| JPH0425734B2 true JPH0425734B2 (ja) | 1992-05-01 |
Family
ID=14783760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12033784A Granted JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60263532A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3141900B2 (ja) * | 1992-04-07 | 2001-03-07 | ソニー株式会社 | Ａｆｃ回路及びそのｉｃ |
-
1984
- 1984-06-11 JP JP12033784A patent/JPS60263532A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60263532A (ja) | 1985-12-27 |
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