JPS60263532A - シンセサイザ−受信機 - Google Patents
シンセサイザ−受信機Info
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- JPS60263532A JPS60263532A JP12033784A JP12033784A JPS60263532A JP S60263532 A JPS60263532 A JP S60263532A JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP 12033784 A JP12033784 A JP 12033784A JP S60263532 A JPS60263532 A JP S60263532A
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- Japan
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- frequency
- amplifier
- output
- local oscillator
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
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- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〈産業上の利用分野〉
本発明は、局部発振器として電圧制御型発振器を用い、
この電圧制御型発振器を構成要素としてフェーズ、ロッ
ク、 ＩＶ−プ（以下ＰＬＬという）を形成したシンセ
サイザー受信機において、受信機出力の一部で局部発振
器に周波数変調をかけた、いわゆるＦＭ負帰還方式のシ
ンセサイザー受信機に関する。 〈従来の技術〉 一般に、シンセサイザー受信機は第６図に示すような構
造を有する。 ４図において、（Ｉｔ＞は高周波増幅器、（２）は混合
器、（３）は中間周波増幅器、（４）は復調器である。 局部発振器（５）としては電圧制御型発振器が用いられ
、この局部発振出力信号を分周器（６）によって分周し
た信号と基準信号発振器（７）からの基準信号をプログ
ラマブル分周器（８）によって分周（分周比Ｎ）した信
号とを位相比較器（９）によって位相比較し、この位相
比較出力をローパスフィルタ（１０）を通して高周波成
分を除去した後、その低周波成分を周波数制御電圧とし
て上記局部発振器（５）に入力して、ＰＬＬを構成する
。 受信周波数は上記プログラマブル分周器（８）にプリセ
ットされた内容（受信周波数に対応した選局コード）に
よって決定され、通常は、選局コード発生器（１１）に
よって創成される選局コードを上記プログラマブル分周
器（８）にプリセットして、分周比Ｎを変化させること
によシ選局動作が行なわれる。 また、上記選局コード発生器（１１）からの選局コード
はコード変換／駆動回路（１２）によって１０進数の周
波数表示用セグメント信号に変換された後、周波数表示
器（１３）の受信周波数の各桁およびその他の表示をす
る複数個のセグメント群（１４Ｂ）、（１４，ｂ ）
、、１．にそレソレ供給される。 一方、復調器（４）の出力を増幅器（１５）を通して上
記局部発振器（５）にフィードパンクしてＦＭ負帰還ル
ープを形成し、復調出力の一部で局部発振器（５）に周
波数変調をかけて、局部発振周波数を受信波の周波数変
調に追従させる。 このような１．Ｍ負帰還方式は、中間周波数帯での周波
数偏移が受信波のそれよシも圧縮されるので、歪を増加
させることなしに中間周波増幅器（３）を狭帯域にする
ことができて、Ｓ／Ｎ比を犠牲にすることなくスレッシ
ョールドレベルを改善することができる特徴がある。 〈発明が解決しようとする問題点〉 以上のような従来技術は基本的には優れた特徴を有する
が、さらに解決すべき問題点がある。 すなわち、局部発振器（５）は第５図に示すようにＬＯ
共振回路でモデル化でき、発振周波数を変化させるため
のバリキャップＣ＋の容量は発振周波数に応じて変化し
、まだ、変調用パリキャップＣ２は発振周波数の変化に
対しては同一容量を保持し、変調信号に対してのみ容量
が変化する。 このような局部発振器（５）に帰還をかけた場合、その
帰還量は発振周波数に応じて変化し、発振周波数が高い
ほど帰還量が大きくなる。 具体的に、日本国内のＦＭバンド７６．０〜９０゜９
Ｍ Ｈｚであって、局部発振周波数が６５．３〜７９、
３ Ｍ Ｈ７，の範囲で変化する局部発振器において、
復調出力の帰還量を６ｄＢ（受信周波数８３ＭＨｚ）に
設定した場合、第７図に示すように、１Ｍバンド内で帰
還量が約４．５ｄＢ（最小受信周波数７６ＭＨｚ ）
〜７．５ｄＢ（最大受信周波数９０ＭＨｚ）の範囲で変
化し、最小受信周波数ｆ ｍｉｎと最大受信周波数ｆ
ｍａｘで約３ｄＢの差がある。 第７図中、１点鎖線は位相補正回路（１６）による位相
補正後の特性である。 以上のような構成では、受信周波数（局部発振周波数）
に応じて帰還量が約３ｄＢの範囲で変化するため、結局
、セパレーション特性は第８図に示すように受信周波数
に応じて変化し、また、歪等の緒特性も受信周波数に応
じて変化する。 本発明は、このような解決すべき問題点を改善すること
を目的とするものである。 〈問題を解決するだめの手段〉 本発明は、高周波増幅器、混合器、中間周波増幅器、復
調器、局部発振器、および、局部発振器の局部発振出力
信号を分周した信号と基準信号をプロゲラ上プル分周器
によって分局（分周比Ｎ）した信号とを位相比較器によ
って位相比較し１、この位相比較出力をローパスフィル
タを介して上記局部発振器に入力するようにしたフェー
ズ、ロック、／Ｌ／−プを具備し、選局コー′ド発生回
路からの選局コードを上記プログラマブル分周器にプリ
セットして受信周波数を定めるようにし、た構成であっ
て、上記復調器の出力を増幅器を介して上記局部発振器
にフィードバックして周波数変調をかけるＦＭ負帰還ル
ープを形成したシンセサイザー受信機において、上記選
局コード発生回路から出力される選局コードから受信周
波数を検出し、この検出出力により上記増幅器の利得を
受信周波数に応じて変化させるようにした構成である。 本発明の具体的な手段としては、選局コードをコード変
換回路によって１０進のデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号から受信周波数を検出し、この検出出力によ
り上記増幅器の利得を受信周波数に応じて多段階に変化
させる手段、上記デージタル信号から受信周波数帯（全
受信周波数帯域を複数個の帯域に分割した）を検出し、
この検出出力によシ増幅器の利得を受信周波数帯に応じ
て多段階に変化させる手段、上記増幅器が利得連続可変
型であって、上記選局コードをＤ／Ａ変換器によって受
信周波数に対応するアナログ信号に変換し、このアナロ
グ信号によって上記増幅器の利得を受信周波数に応じて
連続的に変化させる手段、等がある。 〈作用〉 本発明によれば、受信周波数または受信周波数帯に応じ
て上記増幅器の利得を連続的または段階的に変化させる
ことができ、ＦＭ負帰還ループの帰還量を受信周波数ま
たは受信周波数帯に応じて連続的または段階的に変化さ
せることができる。 〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図において説明するが、図中、
第６図の従来例と同等部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。 〈実施例１〉 第１図において、（１７）は増幅器で、演算増幅器（１
８）の非反転入力（１９＆）を復調出力の入力端子とし
、豐反転入力（１９ｂ）を第１の抵抗Ｒ１を介して演算
増幅器（１８）の出力に接続するとともに、上記井反転
入力（１９ｂ）を直列接続した第２、第３の抵抗Ｒ２、
Ｒ８を介して接地した構成を有し、この第２、第３の抵
抗Ｒ２、Ｒａの接続点Ｐをスイッチング回路（２ｏ）を
介して接地することにより、増幅器（１７）の利得が変
化するように構成される。 すなわち、増幅器（１７）の利得Ａは、Ａ＝１＋−□ １．２ 十Ｒａ で与えられるから、接続点Ｐを接地したときの利得Ａ′
は、 Ｉ Ａ’＝ １ ＋−（＞Ａ ） ２ となる。 スイッチング回路（２０）は公知の回路より構成され、
たとえば、エミッタ、コレツク間を所定の電圧でバイア
スした第１のＰＮＰ型トランジスタ（２１）のベース端
子を検出信号の入力端子とし、コレクタ出力を上記接続
点Ｐと接地との間に接続された第２の電界効果型トラン
ジスタ（２２）のゲート端子に接続した構成を有する。 。 （２３）は選局コード発生回路（１１）から出力される
選局コードが供給され、この選局コードから受信周波数
帯を検出する受信周波数帯検出器で、その検出出力は上
記スイッチング回路（２０）の第１のトランジスタ（２
１）のベース端子に入力される。 受信周波数帯検出器（２３）は、日本国内のＦＭｚ＜ン
）’７６．０〜９０．ＱＭＨｚを２つの受信周波数帯（
７６，０−７９，９Ｍ Ｈｚ、８０．０〜９０．０ Ｍ
Ｈｚ）に分割した場合を例にとると、受信周波数帯は次
のような検出方法によって検出される。 ・選局コードが次のように受信周波数７６．０〜９０、
ＯＭ Ｈｚの各桁を２進数で表示したＢＣＤコードで
与えられるとすると、 （ｌ ＱＭＨｚの桁）２ ’（ＭＨｚの桁）２ （０，
ＩＭＨｚの桁〕２（添字は２進数を表わす） 受信周波数が７６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚの範囲であ
る場合、選局コードの１０ＭＨｚの桁のコードは〔０１
１１）２ｆあ）、また、受信周波数が８０．０〜９０
Ｍ ＨＺの範囲である場合、選局コードのｌＯＭ Ｈｚ
Ｉ）桁ノコートは（１０００）２または〔１００１）
２となる。 したがって、選局コードの１０ＭＨｚの桁のコードの４
桁目の
この電圧制御型発振器を構成要素としてフェーズ、ロッ
ク、 ＩＶ−プ（以下ＰＬＬという）を形成したシンセ
サイザー受信機において、受信機出力の一部で局部発振
器に周波数変調をかけた、いわゆるＦＭ負帰還方式のシ
ンセサイザー受信機に関する。 〈従来の技術〉 一般に、シンセサイザー受信機は第６図に示すような構
造を有する。 ４図において、（Ｉｔ＞は高周波増幅器、（２）は混合
器、（３）は中間周波増幅器、（４）は復調器である。 局部発振器（５）としては電圧制御型発振器が用いられ
、この局部発振出力信号を分周器（６）によって分周し
た信号と基準信号発振器（７）からの基準信号をプログ
ラマブル分周器（８）によって分周（分周比Ｎ）した信
号とを位相比較器（９）によって位相比較し、この位相
比較出力をローパスフィルタ（１０）を通して高周波成
分を除去した後、その低周波成分を周波数制御電圧とし
て上記局部発振器（５）に入力して、ＰＬＬを構成する
。 受信周波数は上記プログラマブル分周器（８）にプリセ
ットされた内容（受信周波数に対応した選局コード）に
よって決定され、通常は、選局コード発生器（１１）に
よって創成される選局コードを上記プログラマブル分周
器（８）にプリセットして、分周比Ｎを変化させること
によシ選局動作が行なわれる。 また、上記選局コード発生器（１１）からの選局コード
はコード変換／駆動回路（１２）によって１０進数の周
波数表示用セグメント信号に変換された後、周波数表示
器（１３）の受信周波数の各桁およびその他の表示をす
る複数個のセグメント群（１４Ｂ）、（１４，ｂ ）
、、１．にそレソレ供給される。 一方、復調器（４）の出力を増幅器（１５）を通して上
記局部発振器（５）にフィードパンクしてＦＭ負帰還ル
ープを形成し、復調出力の一部で局部発振器（５）に周
波数変調をかけて、局部発振周波数を受信波の周波数変
調に追従させる。 このような１．Ｍ負帰還方式は、中間周波数帯での周波
数偏移が受信波のそれよシも圧縮されるので、歪を増加
させることなしに中間周波増幅器（３）を狭帯域にする
ことができて、Ｓ／Ｎ比を犠牲にすることなくスレッシ
ョールドレベルを改善することができる特徴がある。 〈発明が解決しようとする問題点〉 以上のような従来技術は基本的には優れた特徴を有する
が、さらに解決すべき問題点がある。 すなわち、局部発振器（５）は第５図に示すようにＬＯ
共振回路でモデル化でき、発振周波数を変化させるため
のバリキャップＣ＋の容量は発振周波数に応じて変化し
、まだ、変調用パリキャップＣ２は発振周波数の変化に
対しては同一容量を保持し、変調信号に対してのみ容量
が変化する。 このような局部発振器（５）に帰還をかけた場合、その
帰還量は発振周波数に応じて変化し、発振周波数が高い
ほど帰還量が大きくなる。 具体的に、日本国内のＦＭバンド７６．０〜９０゜９
Ｍ Ｈｚであって、局部発振周波数が６５．３〜７９、
３ Ｍ Ｈ７，の範囲で変化する局部発振器において、
復調出力の帰還量を６ｄＢ（受信周波数８３ＭＨｚ）に
設定した場合、第７図に示すように、１Ｍバンド内で帰
還量が約４．５ｄＢ（最小受信周波数７６ＭＨｚ ）
〜７．５ｄＢ（最大受信周波数９０ＭＨｚ）の範囲で変
化し、最小受信周波数ｆ ｍｉｎと最大受信周波数ｆ
ｍａｘで約３ｄＢの差がある。 第７図中、１点鎖線は位相補正回路（１６）による位相
補正後の特性である。 以上のような構成では、受信周波数（局部発振周波数）
に応じて帰還量が約３ｄＢの範囲で変化するため、結局
、セパレーション特性は第８図に示すように受信周波数
に応じて変化し、また、歪等の緒特性も受信周波数に応
じて変化する。 本発明は、このような解決すべき問題点を改善すること
を目的とするものである。 〈問題を解決するだめの手段〉 本発明は、高周波増幅器、混合器、中間周波増幅器、復
調器、局部発振器、および、局部発振器の局部発振出力
信号を分周した信号と基準信号をプロゲラ上プル分周器
によって分局（分周比Ｎ）した信号とを位相比較器によ
って位相比較し１、この位相比較出力をローパスフィル
タを介して上記局部発振器に入力するようにしたフェー
ズ、ロック、／Ｌ／−プを具備し、選局コー′ド発生回
路からの選局コードを上記プログラマブル分周器にプリ
セットして受信周波数を定めるようにし、た構成であっ
て、上記復調器の出力を増幅器を介して上記局部発振器
にフィードバックして周波数変調をかけるＦＭ負帰還ル
ープを形成したシンセサイザー受信機において、上記選
局コード発生回路から出力される選局コードから受信周
波数を検出し、この検出出力により上記増幅器の利得を
受信周波数に応じて変化させるようにした構成である。 本発明の具体的な手段としては、選局コードをコード変
換回路によって１０進のデジタル信号に変換し、このデ
ジタル信号から受信周波数を検出し、この検出出力によ
り上記増幅器の利得を受信周波数に応じて多段階に変化
させる手段、上記デージタル信号から受信周波数帯（全
受信周波数帯域を複数個の帯域に分割した）を検出し、
この検出出力によシ増幅器の利得を受信周波数帯に応じ
て多段階に変化させる手段、上記増幅器が利得連続可変
型であって、上記選局コードをＤ／Ａ変換器によって受
信周波数に対応するアナログ信号に変換し、このアナロ
グ信号によって上記増幅器の利得を受信周波数に応じて
連続的に変化させる手段、等がある。 〈作用〉 本発明によれば、受信周波数または受信周波数帯に応じ
て上記増幅器の利得を連続的または段階的に変化させる
ことができ、ＦＭ負帰還ループの帰還量を受信周波数ま
たは受信周波数帯に応じて連続的または段階的に変化さ
せることができる。 〈実施例〉 以下、本発明の実施例を図において説明するが、図中、
第６図の従来例と同等部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。 〈実施例１〉 第１図において、（１７）は増幅器で、演算増幅器（１
８）の非反転入力（１９＆）を復調出力の入力端子とし
、豐反転入力（１９ｂ）を第１の抵抗Ｒ１を介して演算
増幅器（１８）の出力に接続するとともに、上記井反転
入力（１９ｂ）を直列接続した第２、第３の抵抗Ｒ２、
Ｒ８を介して接地した構成を有し、この第２、第３の抵
抗Ｒ２、Ｒａの接続点Ｐをスイッチング回路（２ｏ）を
介して接地することにより、増幅器（１７）の利得が変
化するように構成される。 すなわち、増幅器（１７）の利得Ａは、Ａ＝１＋−□ １．２ 十Ｒａ で与えられるから、接続点Ｐを接地したときの利得Ａ′
は、 Ｉ Ａ’＝ １ ＋−（＞Ａ ） ２ となる。 スイッチング回路（２０）は公知の回路より構成され、
たとえば、エミッタ、コレツク間を所定の電圧でバイア
スした第１のＰＮＰ型トランジスタ（２１）のベース端
子を検出信号の入力端子とし、コレクタ出力を上記接続
点Ｐと接地との間に接続された第２の電界効果型トラン
ジスタ（２２）のゲート端子に接続した構成を有する。 。 （２３）は選局コード発生回路（１１）から出力される
選局コードが供給され、この選局コードから受信周波数
帯を検出する受信周波数帯検出器で、その検出出力は上
記スイッチング回路（２０）の第１のトランジスタ（２
１）のベース端子に入力される。 受信周波数帯検出器（２３）は、日本国内のＦＭｚ＜ン
）’７６．０〜９０．ＱＭＨｚを２つの受信周波数帯（
７６，０−７９，９Ｍ Ｈｚ、８０．０〜９０．０ Ｍ
Ｈｚ）に分割した場合を例にとると、受信周波数帯は次
のような検出方法によって検出される。 ・選局コードが次のように受信周波数７６．０〜９０、
ＯＭ Ｈｚの各桁を２進数で表示したＢＣＤコードで
与えられるとすると、 （ｌ ＱＭＨｚの桁）２ ’（ＭＨｚの桁）２ （０，
ＩＭＨｚの桁〕２（添字は２進数を表わす） 受信周波数が７６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚの範囲であ
る場合、選局コードの１０ＭＨｚの桁のコードは〔０１
１１）２ｆあ）、また、受信周波数が８０．０〜９０
Ｍ ＨＺの範囲である場合、選局コードのｌＯＭ Ｈｚ
Ｉ）桁ノコートは（１０００）２または〔１００１）
２となる。 したがって、選局コードの１０ＭＨｚの桁のコードの４
桁目の
〔０〕、〔１〕を検出することにより受信周波数
帯が検出でき、（０）の場合は７６、０〜７９．９１’
ｌ（ＨＺ帯、〔１〕の場合は８ｏ、ｏ〜９０、０ Ｍ
Ｈｚ帯テアル。 そして、受信周波数帯とその検出出力との関係は、受信
周波数帯が ７６、０〜７９．９ Ｗ（ｚの場合、ローレベｚｕ（Ｌ
）８０、０〜９０．’ＯＭＨｚ Ｉ：）場合、ハイレベ
ル〔■〕となるように選定される。 以上の構成において、以下その動作を説明するまず、受
信周波数帯が７６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚの場合、受
信周波数帯検出器（２３）の検出出力はｏ−’ｖヘル（
Ｌ ）となるため、第１、第２のトランジスタ（２１）
、（２２）はともに導通して、接続点Ｐが接地されるか
ら、増幅器（１７）の利得Ａ′は ｘ ＝ １＋ −−− ２ となる。つぎに、受信周波数帯が８０．０〜９０．０Ｍ
Ｈｚの場合、上記と逆の動作をして第１、第２のトラ
ンジスタ（２Ｉ）、（２２）は遮断状態番保持し、増幅
器（１７）の利得Ａは、 となシ、Ｆ Ｍ負帰還ループの帰還量は、７６．０〜８
９．９ＭＨｚの受信周波数帯では大きく、逆に、８０、
、Ｏ〜９０．０ＭＨｚの受信周波数帯テＩｔｉ小すくな
シ、このような帰還量の変化は局部発振器（５）が本来
的にもっている、すなわち発振周波数に応じた帰還量の
変化を補い、キャンセルするものである。 したがって、ＦＭ負帰還ループの総合的な帰還量は、７
６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚ、８０．０〜９０．０ＭＨ
７，の両帯域でほぼ同一になるので、セパレーション特
性は第４図に示すようになシ、受信周波数に対するセパ
レーションの変化率は従来例に比較して著しく改善され
る。 〈実施例２〉 本実施例は、周波数表示器（１３）のセグメント群（１
４ａ）、（１４’ｂ ）、、、、を駆動する周波数表示
用駆動信号（セグメント信号）を”利用して受信周波数
帯を検出するようにしたものであシ、実施例１における
受信周波数帯検出器（２３）が要 不用である。 第２図において説明する。 選局コード発生器（１１）からの選局コードはコード変
換／駆動回路（１２）によって１０進数の周波数示用セ
グメント信号Ｓａ、５ｂＳＳｃ、。 、、Ｓｇに変換された後、受信周波数のｌＱＭＨｚの桁
を表わすセグメント群（１１）の各セグメン）ａ、ｂ、
ｃ、、、１ｇにそれぞれ供給される。 ここで、上記セグメント群（１４Ｂ）に着目すると、そ
れらのうちセグメントｇは７６．０〜７９゜９ Ｍ Ｈ
ｚの受信周波数帯では点灯表示されず、８０．０〜９０
． ＯＭ Ｈｚの受信周波数帯では点灯表示されている
ことがわかる。 すなわち、上記セグメントｇを駆動するセグメント信号
Ｓｇを検出することにょシ受信周波数帯が検出でき、こ
のセグメント信号８ｇは、受信周波数帯が ７６．０〜７９．９ ＭＨｚのとき、ローレベル（Ｌ）
８０、０〜９０．０ ＭＨｚのとき、ハイＬ／／＜／Ｌ
７（Ｉ（）となる。 そして、このセグメント信号Ｓｇを実施例１と同様にメ
イノチング回路（２０）に入力する。 〈実施例３〉 本実施例は受信周波数に応じてＦＭ負帰還ループの帰還
量を連続的に変化させるようにしたもの利得が連続的に
変化する利得連続可変型増幅器で、制御電圧として選局
コード発生回路（１１）からの選局コードをＤ／Ａ変換
器（２４）によってアナログ信号に変換した、受信周波
数に応じてレベルが連続的に変化する信号が供給される
。 〈発明の効果〉 本発明は以上のような構成を有するので、次のような効
果がある。 （１）受信周波数または受信周波数帯によってＦＭ負帰
還ル−プの帰還量が変化し、かつ、この帰還量の変化は
局部発振器（５）が本来的にもっている、すなわち発振
周波数に応じた帰還量の変化を補い、キャンセルする゛
ものであるから１．Ｆ Ｍ負帰還ループの総合的な帰還
量は受信周波数帯に対してほぼ同一になる。 （２）シたがって、受信周波数に対するセパレーション
の変化率が従来例に比較して著しく小さくなシ、セパレ
ーション特性が改善される。 等の優れた利用を有する。
帯が検出でき、（０）の場合は７６、０〜７９．９１’
ｌ（ＨＺ帯、〔１〕の場合は８ｏ、ｏ〜９０、０ Ｍ
Ｈｚ帯テアル。 そして、受信周波数帯とその検出出力との関係は、受信
周波数帯が ７６、０〜７９．９ Ｗ（ｚの場合、ローレベｚｕ（Ｌ
）８０、０〜９０．’ＯＭＨｚ Ｉ：）場合、ハイレベ
ル〔■〕となるように選定される。 以上の構成において、以下その動作を説明するまず、受
信周波数帯が７６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚの場合、受
信周波数帯検出器（２３）の検出出力はｏ−’ｖヘル（
Ｌ ）となるため、第１、第２のトランジスタ（２１）
、（２２）はともに導通して、接続点Ｐが接地されるか
ら、増幅器（１７）の利得Ａ′は ｘ ＝ １＋ −−− ２ となる。つぎに、受信周波数帯が８０．０〜９０．０Ｍ
Ｈｚの場合、上記と逆の動作をして第１、第２のトラ
ンジスタ（２Ｉ）、（２２）は遮断状態番保持し、増幅
器（１７）の利得Ａは、 となシ、Ｆ Ｍ負帰還ループの帰還量は、７６．０〜８
９．９ＭＨｚの受信周波数帯では大きく、逆に、８０、
、Ｏ〜９０．０ＭＨｚの受信周波数帯テＩｔｉ小すくな
シ、このような帰還量の変化は局部発振器（５）が本来
的にもっている、すなわち発振周波数に応じた帰還量の
変化を補い、キャンセルするものである。 したがって、ＦＭ負帰還ループの総合的な帰還量は、７
６．０〜７９．９ Ｍ Ｈｚ、８０．０〜９０．０ＭＨ
７，の両帯域でほぼ同一になるので、セパレーション特
性は第４図に示すようになシ、受信周波数に対するセパ
レーションの変化率は従来例に比較して著しく改善され
る。 〈実施例２〉 本実施例は、周波数表示器（１３）のセグメント群（１
４ａ）、（１４’ｂ ）、、、、を駆動する周波数表示
用駆動信号（セグメント信号）を”利用して受信周波数
帯を検出するようにしたものであシ、実施例１における
受信周波数帯検出器（２３）が要 不用である。 第２図において説明する。 選局コード発生器（１１）からの選局コードはコード変
換／駆動回路（１２）によって１０進数の周波数示用セ
グメント信号Ｓａ、５ｂＳＳｃ、。 、、Ｓｇに変換された後、受信周波数のｌＱＭＨｚの桁
を表わすセグメント群（１１）の各セグメン）ａ、ｂ、
ｃ、、、１ｇにそれぞれ供給される。 ここで、上記セグメント群（１４Ｂ）に着目すると、そ
れらのうちセグメントｇは７６．０〜７９゜９ Ｍ Ｈ
ｚの受信周波数帯では点灯表示されず、８０．０〜９０
． ＯＭ Ｈｚの受信周波数帯では点灯表示されている
ことがわかる。 すなわち、上記セグメントｇを駆動するセグメント信号
Ｓｇを検出することにょシ受信周波数帯が検出でき、こ
のセグメント信号８ｇは、受信周波数帯が ７６．０〜７９．９ ＭＨｚのとき、ローレベル（Ｌ）
８０、０〜９０．０ ＭＨｚのとき、ハイＬ／／＜／Ｌ
７（Ｉ（）となる。 そして、このセグメント信号Ｓｇを実施例１と同様にメ
イノチング回路（２０）に入力する。 〈実施例３〉 本実施例は受信周波数に応じてＦＭ負帰還ループの帰還
量を連続的に変化させるようにしたもの利得が連続的に
変化する利得連続可変型増幅器で、制御電圧として選局
コード発生回路（１１）からの選局コードをＤ／Ａ変換
器（２４）によってアナログ信号に変換した、受信周波
数に応じてレベルが連続的に変化する信号が供給される
。 〈発明の効果〉 本発明は以上のような構成を有するので、次のような効
果がある。 （１）受信周波数または受信周波数帯によってＦＭ負帰
還ル−プの帰還量が変化し、かつ、この帰還量の変化は
局部発振器（５）が本来的にもっている、すなわち発振
周波数に応じた帰還量の変化を補い、キャンセルする゛
ものであるから１．Ｆ Ｍ負帰還ループの総合的な帰還
量は受信周波数帯に対してほぼ同一になる。 （２）シたがって、受信周波数に対するセパレーション
の変化率が従来例に比較して著しく小さくなシ、セパレ
ーション特性が改善される。 等の優れた利用を有する。
第１図は本発明のシンセサイザー受信機の構成を示す図
、第２図および第３図は同、他の実施例の構成を示す図
、第４図は同、七バレージョン特性を示す図、第５図は
局部発振器をモデｌし化した図、第６図は従来のシンセ
サイザー受信機の構成を示す図、第７図および第８図は
同、特性図であ゛る。 （１）は高周波増幅器、（２）は混合器、（３）は中間
周波増幅器、（４）は復調器、（５）は局部発振器、（
６）は分周器、（７）は基準信号発振器、（８）はプロ
グラマブル分周器、（９）は位相比較器、（１０）はロ
ーパヌフィルタ、（換／駆動回路、（１３）は周波数表
示器、（１７）は増幅器、（２ｏ）はスイッチング回路
、゛（２３）は受信周波数帯検出器、（２４）はＤ／Ａ
変換器である。 特許出願人 オンキョー株式会社 プ ２３を 周浪軟 埠４［２１ 準５日 第７面 周浪牧 第Ｓ圓 手 続 補 正 書（自発） 昭和５９年１１月１９日 １、事件の表示 昭和５９年特許願第 １２０３３７ 号２、発明の名称 シンセサイザー受信機 ３、補正をする者 ６、補正の内容 （１）明細書第６頁第１７行〜第７頁第３行の「上記復
調器の出力を増幅器を介して・・・・・・・・・、この
検出出力により上記増幅器の利得を受信周波数に応じて
変化させるようにした構成である。」を下記のように補
正する。 「上記復調器の復調出力を上記局部発振器にフィードバ
ックして周波数変調をかけるようにしたＦＭ負帰還ルー
プを形成したシンセサイザー受信機において、受信周波
数または受信周波数帯の検出出力により上記ＦＭ負帰還
ループの利得を受信周波数またｉ受信周波数帯に応じて
変化させるようにした構成である。」 （２）明細書第７頁第７行の「増幅器Ｊ 号ｒＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （３）明細書第７頁第１１行の「増幅器」を「ＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （４）明細書第７頁第２０行の「増幅器」を「ＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （５）明細書第１２頁第１５行と第１２頁第１６行との
間に下記の記載を挿入する。 「また、本実施例は、演算増幅器（１８）によって構成
される増幅回路の利得を一定とし、その出力を抵抗の直
列回路からなる分割回路によって分割することによって
、ＦＭ負帰還ループの利得を数段階に変化させることが
できる。 第９図において説明する。 （３１）は、演算増幅器（１Ｂ）によって構成され、一
定の利得を有する周知の増幅回路（２９）と、抵抗の直
列回路からなる複数個の分割回路とこの分割回路を選択
的に切り換える電子スイッチとから構成される利得調節
回路（３ｏ）とからなる利得可変型増幅器で、〈実施例
１〉の増幅器（１７）に対応する。 利得調節回路（３０）は、第４の抵抗Ｒ４、第５の抵抗
Ｒ５と第１の電子スイッチ（２６）の直列回路、第６の
抵抗Ｒ６と第２の電子スイッチ（２７）の直列回路およ
び第７の抵抗Ｒ７と第２の電子スイッチ（２８）の直列
回路を並列に接続し、共通に接続した各抵抗Ｒ４、Ｒ５
、Ｒ６、Ｒ７の一端を第８の抵抗Ｒ８を介して接地し、
この第８の抵抗Ｒ８と各抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の
接続点を局部発振器に接続する。また、第４の抵抗Ｒ４
、第１の電子スイ゛ソチ（２６） 、第２の電子スイッ
チ（２７）および第りの電子スイッチく２８）の他端を
上記増幅回路（２９）に接続した構成を有し、この利得
調節回路（３０）には増幅回路（２９）によって増幅さ
れた復調出力が人力される。 一方、受信周波数帯検出器（２３）からは３分割した受
信周波数帯に対応した検出出力が出力さ′れ、この検出
出力は公知のスイッチング回路（２０）を介して上記第
１、第２、第３の電子スイッチ（２６）、（２７）、（
２８）にそれぞれ人力され、検出された受信周波数帯に
対応して上記第１、第２、第３の電子スイッチ（２６）
、（２７）、（２８）のうちいずれか１の電子スイッチ
を導通状態にする。」 （６）特許請求の範囲を次のように補正する。 ｒ高周波増幅器（１）、混合器（２）、中間周波増幅器
（３）、復調器（４）、局部発振器（５）、および、当
該局部発振器（５）の局部発振出力信号を分周した信号
と基準信号をプログラマブル分周器（８）によって分周
した信号とを位相比較器（９）によって位相比較し、当
該位相比較出力をローパスフィルタ（１０）を介して上
記局部発振器（５）に入力するようにしたフェーズ・ロ
ック・ループを具備し、選局コード発生器（１１）から
出力される選局コードを上記プログラマブル分周器（８
）にプリセットして受信周波数を定めるようにした構成
であって、上記復調器（４）の復調出力を上記局部発振
器（５）にフィードバックして周波数変調をかけるよう
にしたＦＭ負帰還ループを形成したシンセサイザー受信
機において、受信周波数または受信周波数帯の検出出力
により上記ｚ’ｔ、−グーの利得を受信周波数または受
信周波数帯に応じて変化させるようにした（７）第９図
を追加する。 以上
、第２図および第３図は同、他の実施例の構成を示す図
、第４図は同、七バレージョン特性を示す図、第５図は
局部発振器をモデｌし化した図、第６図は従来のシンセ
サイザー受信機の構成を示す図、第７図および第８図は
同、特性図であ゛る。 （１）は高周波増幅器、（２）は混合器、（３）は中間
周波増幅器、（４）は復調器、（５）は局部発振器、（
６）は分周器、（７）は基準信号発振器、（８）はプロ
グラマブル分周器、（９）は位相比較器、（１０）はロ
ーパヌフィルタ、（換／駆動回路、（１３）は周波数表
示器、（１７）は増幅器、（２ｏ）はスイッチング回路
、゛（２３）は受信周波数帯検出器、（２４）はＤ／Ａ
変換器である。 特許出願人 オンキョー株式会社 プ ２３を 周浪軟 埠４［２１ 準５日 第７面 周浪牧 第Ｓ圓 手 続 補 正 書（自発） 昭和５９年１１月１９日 １、事件の表示 昭和５９年特許願第 １２０３３７ 号２、発明の名称 シンセサイザー受信機 ３、補正をする者 ６、補正の内容 （１）明細書第６頁第１７行〜第７頁第３行の「上記復
調器の出力を増幅器を介して・・・・・・・・・、この
検出出力により上記増幅器の利得を受信周波数に応じて
変化させるようにした構成である。」を下記のように補
正する。 「上記復調器の復調出力を上記局部発振器にフィードバ
ックして周波数変調をかけるようにしたＦＭ負帰還ルー
プを形成したシンセサイザー受信機において、受信周波
数または受信周波数帯の検出出力により上記ＦＭ負帰還
ループの利得を受信周波数またｉ受信周波数帯に応じて
変化させるようにした構成である。」 （２）明細書第７頁第７行の「増幅器Ｊ 号ｒＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （３）明細書第７頁第１１行の「増幅器」を「ＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （４）明細書第７頁第２０行の「増幅器」を「ＦＭ負帰
還ループまたはこのＦＭ負帰還ループ内にある増幅器」
に補正する。 （５）明細書第１２頁第１５行と第１２頁第１６行との
間に下記の記載を挿入する。 「また、本実施例は、演算増幅器（１８）によって構成
される増幅回路の利得を一定とし、その出力を抵抗の直
列回路からなる分割回路によって分割することによって
、ＦＭ負帰還ループの利得を数段階に変化させることが
できる。 第９図において説明する。 （３１）は、演算増幅器（１Ｂ）によって構成され、一
定の利得を有する周知の増幅回路（２９）と、抵抗の直
列回路からなる複数個の分割回路とこの分割回路を選択
的に切り換える電子スイッチとから構成される利得調節
回路（３ｏ）とからなる利得可変型増幅器で、〈実施例
１〉の増幅器（１７）に対応する。 利得調節回路（３０）は、第４の抵抗Ｒ４、第５の抵抗
Ｒ５と第１の電子スイッチ（２６）の直列回路、第６の
抵抗Ｒ６と第２の電子スイッチ（２７）の直列回路およ
び第７の抵抗Ｒ７と第２の電子スイッチ（２８）の直列
回路を並列に接続し、共通に接続した各抵抗Ｒ４、Ｒ５
、Ｒ６、Ｒ７の一端を第８の抵抗Ｒ８を介して接地し、
この第８の抵抗Ｒ８と各抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の
接続点を局部発振器に接続する。また、第４の抵抗Ｒ４
、第１の電子スイ゛ソチ（２６） 、第２の電子スイッ
チ（２７）および第りの電子スイッチく２８）の他端を
上記増幅回路（２９）に接続した構成を有し、この利得
調節回路（３０）には増幅回路（２９）によって増幅さ
れた復調出力が人力される。 一方、受信周波数帯検出器（２３）からは３分割した受
信周波数帯に対応した検出出力が出力さ′れ、この検出
出力は公知のスイッチング回路（２０）を介して上記第
１、第２、第３の電子スイッチ（２６）、（２７）、（
２８）にそれぞれ人力され、検出された受信周波数帯に
対応して上記第１、第２、第３の電子スイッチ（２６）
、（２７）、（２８）のうちいずれか１の電子スイッチ
を導通状態にする。」 （６）特許請求の範囲を次のように補正する。 ｒ高周波増幅器（１）、混合器（２）、中間周波増幅器
（３）、復調器（４）、局部発振器（５）、および、当
該局部発振器（５）の局部発振出力信号を分周した信号
と基準信号をプログラマブル分周器（８）によって分周
した信号とを位相比較器（９）によって位相比較し、当
該位相比較出力をローパスフィルタ（１０）を介して上
記局部発振器（５）に入力するようにしたフェーズ・ロ
ック・ループを具備し、選局コード発生器（１１）から
出力される選局コードを上記プログラマブル分周器（８
）にプリセットして受信周波数を定めるようにした構成
であって、上記復調器（４）の復調出力を上記局部発振
器（５）にフィードバックして周波数変調をかけるよう
にしたＦＭ負帰還ループを形成したシンセサイザー受信
機において、受信周波数または受信周波数帯の検出出力
により上記ｚ’ｔ、−グーの利得を受信周波数または受
信周波数帯に応じて変化させるようにした（７）第９図
を追加する。 以上
Claims (1)
- 高周波増幅器（１）、混合器（２）、中間周波増幅器（
３）、復調器（４）、ｉ部発振器（５）、および、当該
局部発振器（５）の局部発振出力信号を分周した信号と
基準信号をプログラマブル分周器（８）によって分周し
た信号とを位相比較器（９）によって位相比較し、当該
位相比較出方をローパヌフィルタ（１０）を介して上記
局部発振器（５）に入力するようにしたフェーズ、ロッ
ク、ル−プを具備し、選局コード発生器（１１）から出
力される選局コードを上記プログラマブル分周器（８）
にプリセットして受信周波数を定めるようにした構成で
あって、上記復調器（４′）の復調出力を上記局部発振
器（５）にフィードバックして周波数変調をかけるよう
にしたＦＭ負帰還ノンープを形成したシンセサイザー受
信機において、当該ＦＭ負帰還ループ内に利得可変型増
幅器（１７）を挿入するとともに、上記選局コードから
受信周波数または受信周波数帯を検出し、当該検出出力
によシ上記増幅器（１７）の利得を受信周波数まだは受
信周波数帯に応じて変化させることを特徴とするシンセ
サイザー受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12033784A JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12033784A JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60263532A true JPS60263532A (ja) | 1985-12-27 |
| JPH0425734B2 JPH0425734B2 (ja) | 1992-05-01 |
Family
ID=14783760
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12033784A Granted JPS60263532A (ja) | 1984-06-11 | 1984-06-11 | シンセサイザ−受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60263532A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5404587A (en) * | 1992-04-07 | 1995-04-04 | Sony Corporation | AFC circuit and IC of the same adapted for lower heterodyne conversion and upper heterodyne conversion |
-
1984
- 1984-06-11 JP JP12033784A patent/JPS60263532A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5404587A (en) * | 1992-04-07 | 1995-04-04 | Sony Corporation | AFC circuit and IC of the same adapted for lower heterodyne conversion and upper heterodyne conversion |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0425734B2 (ja) | 1992-05-01 |
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