JPH04269682A - 全地球位置発見システム用多重チャネルディジタル受信機 - Google Patents
全地球位置発見システム用多重チャネルディジタル受信機Info
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- JPH04269682A JPH04269682A JP3312556A JP31255691A JPH04269682A JP H04269682 A JPH04269682 A JP H04269682A JP 3312556 A JP3312556 A JP 3312556A JP 31255691 A JP31255691 A JP 31255691A JP H04269682 A JPH04269682 A JP H04269682A
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- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に、航法システ
ムで用いられるような疑似ランダム雑音（ＰＲＭ）暗号
化信号を受信するためのディジタル無線機に関する。
ムで用いられるような疑似ランダム雑音（ＰＲＭ）暗号
化信号を受信するためのディジタル無線機に関する。
【０００２】
【従来の技術及びその課題】米国の全地球位置発見シス
テム（ＧＰＳ）やソ連の全地球航法システム（ＧＬＯＮ
ＡＳＳ）のような受動式疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）レ
ンジングシステムは、緯度、経度、高度及び時間を正確
に決定することを可能にする。ＰＲＮレンジングシステ
ム受信機は、軌道周回衛星から送られてくる正確な刻時
信号に基づく到着時差とドップラー測定技法を用いるこ
とにより、以上の決定を行う。衛星送信のみを利用する
ため、双方向通信は不要であり、非常に多くの受信機を
同時に稼働させることが可能である。
テム（ＧＰＳ）やソ連の全地球航法システム（ＧＬＯＮ
ＡＳＳ）のような受動式疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）レ
ンジングシステムは、緯度、経度、高度及び時間を正確
に決定することを可能にする。ＰＲＮレンジングシステ
ム受信機は、軌道周回衛星から送られてくる正確な刻時
信号に基づく到着時差とドップラー測定技法を用いるこ
とにより、以上の決定を行う。衛星送信のみを利用する
ため、双方向通信は不要であり、非常に多くの受信機を
同時に稼働させることが可能である。
【０００３】しかし、受信機が必要な情報を抽出するた
めには、伝送信号に多くの成分を含ませる必要がある。 各衛星は少なくとも１つの搬送波周波数を伝送する。各
搬送波は、衛星の天体歴（すなわち天体位置）、現在日
時、システムの状態情報などの情報から構成される低周
波（典型的には５０Ｈｚ）ディジタルデータで変調され
る。搬送波は、さらに、１又は２以上の高周波固有疑似
ランダム雑音（ＰＲＮ）コードで変調される。
めには、伝送信号に多くの成分を含ませる必要がある。 各衛星は少なくとも１つの搬送波周波数を伝送する。各
搬送波は、衛星の天体歴（すなわち天体位置）、現在日
時、システムの状態情報などの情報から構成される低周
波（典型的には５０Ｈｚ）ディジタルデータで変調され
る。搬送波は、さらに、１又は２以上の高周波固有疑似
ランダム雑音（ＰＲＮ）コードで変調される。
【０００４】ＰＲＮ受信機は、視野内の、すなわち、直
接視野方向内の衛星から伝送される１又は２以上の信号
から成る複合信号を雑音や干渉信号と一緒に受信する。 異なる衛星から伝送される信号は固有ＰＲＮコード又は
固有周波数を用いるので、受信機はコード分割多重アク
セス（ＣＤＭＡ）技法や周波数分割多重アクセス（ＦＤ
ＭＡ）技法を用いることにより異なる衛星からの信号を
分割することが可能である。ＰＲＮコードは各衛星から
の信号伝送時間を正確に決定する機構を提供する。少な
くとも４つの衛星からの伝送時間を決定し、各衛星の天
体位置及びおおよその日時情報を知ることにより、受信
機の３次元位置、速度及び正確な日時を計算可能である
。
接視野方向内の衛星から伝送される１又は２以上の信号
から成る複合信号を雑音や干渉信号と一緒に受信する。 異なる衛星から伝送される信号は固有ＰＲＮコード又は
固有周波数を用いるので、受信機はコード分割多重アク
セス（ＣＤＭＡ）技法や周波数分割多重アクセス（ＦＤ
ＭＡ）技法を用いることにより異なる衛星からの信号を
分割することが可能である。ＰＲＮコードは各衛星から
の信号伝送時間を正確に決定する機構を提供する。少な
くとも４つの衛星からの伝送時間を決定し、各衛星の天
体位置及びおおよその日時情報を知ることにより、受信
機の３次元位置、速度及び正確な日時を計算可能である
。
【０００５】ＧＰＳ・ＣＤＭＡシステム信号の形式に関
するさらに詳しい情報に関しては、米国９０２４１カリ
フォルニア州ダウニー所在のロックウェル・インターナ
ショナル・コーポレイションの衛星システム部により公
刊されている「インタフェース制御文書ＩＤＣ−ＧＰＳ
−２００，１９８４年９月２６日」を参照のこと。
するさらに詳しい情報に関しては、米国９０２４１カリ
フォルニア州ダウニー所在のロックウェル・インターナ
ショナル・コーポレイションの衛星システム部により公
刊されている「インタフェース制御文書ＩＤＣ−ＧＰＳ
−２００，１９８４年９月２６日」を参照のこと。
【０００６】ＧＬＯＮＡＳＳシステム信号の形式に関す
るさらに詳しい情報に関しては、１９８８年５月２日か
ら２０日にカナダ国ケベック州モントルーにて開催され
た、国際民間航空機構（ＩＣＡＯ）の第４部会の未来空
中航法システム（ＦＡＮＳ）に関する特別委員会の調書
、「ＧＬＯＮＡＳＳシステム技法の特性と動作性能」を
参照のこと。
るさらに詳しい情報に関しては、１９８８年５月２日か
ら２０日にカナダ国ケベック州モントルーにて開催され
た、国際民間航空機構（ＩＣＡＯ）の第４部会の未来空
中航法システム（ＦＡＮＳ）に関する特別委員会の調書
、「ＧＬＯＮＡＳＳシステム技法の特性と動作性能」を
参照のこと。
【０００７】多くの問題点が現在のＰＲＮ受信機には存
在する。かかる問題の１つは受信される複合信号の正確
な追跡に関する。別の問題は、搬送波位相ロックループ
周期滑りを判定し修正することである。別の問題は電離
層発散を判定し修正することである。典型的なＰＲＮ受
信機は周波数逓降変換器とミクサを含んでいる。周波数
逓降変換器において、アンテナからの入力無線周波数（
ＲＦ）信号が増幅され、濾波され、周波数逓降されて、
局所発生搬送波基準信号と混合することによりＩＦ周波
数にされる。復号器は典型的には周波数逓降変換器の前
後のいずれかに配置されたミクサを含み、入力信号と局
所発生搬送波基準信号とを掛け合わせる。局所発生ＰＲ
Ｎコードが適切に入力信号のコードと相関されて、ディ
ジタルデータが発生される。
在する。かかる問題の１つは受信される複合信号の正確
な追跡に関する。別の問題は、搬送波位相ロックループ
周期滑りを判定し修正することである。別の問題は電離
層発散を判定し修正することである。典型的なＰＲＮ受
信機は周波数逓降変換器とミクサを含んでいる。周波数
逓降変換器において、アンテナからの入力無線周波数（
ＲＦ）信号が増幅され、濾波され、周波数逓降されて、
局所発生搬送波基準信号と混合することによりＩＦ周波
数にされる。復号器は典型的には周波数逓降変換器の前
後のいずれかに配置されたミクサを含み、入力信号と局
所発生搬送波基準信号とを掛け合わせる。局所発生ＰＲ
Ｎコードが適切に入力信号のコードと相関されて、ディ
ジタルデータが発生される。
【０００８】しかしながら、何れの場合であっても、正
確に局所搬送波及びＰＲＮコード基準信号を発生するた
めに必要な周波数及び位相の識別を実行するために要求
される回路は、複合信号が熱雑音以下の１６ｄＢの電力
レベルを有していることが理想的であるために、複雑か
つ高価なものとなる。これらの回路は、また、いくつか
の衛星からの信号が受信機の位置を計算するために処理
される場合の成分の不適合のために誤差を生じる可能性
がある。
確に局所搬送波及びＰＲＮコード基準信号を発生するた
めに必要な周波数及び位相の識別を実行するために要求
される回路は、複合信号が熱雑音以下の１６ｄＢの電力
レベルを有していることが理想的であるために、複雑か
つ高価なものとなる。これらの回路は、また、いくつか
の衛星からの信号が受信機の位置を計算するために処理
される場合の成分の不適合のために誤差を生じる可能性
がある。
【０００９】さらに、低レベルの受信複合信号を与えた
場合に、ＣＤＭＡ受信機は典型的には干渉連続波（ＣＷ
）信号による改変がされやすい。
場合に、ＣＤＭＡ受信機は典型的には干渉連続波（ＣＷ
）信号による改変がされやすい。
【００１０】高い精度が要求される場合には、伝送信号
の大気歪みもまた修正される必要がある。かかる歪みの
主な原因は電離層であり、歪みはＰＲＮコード位相の遅
れ及び搬送波位相の進みとなって表れる。電離層歪みの
量は搬送波周波数及び信号の経路に沿った電子カウント
の関数であるので、単一の衛星から異なる搬送波周波数
で伝送されてくる２つの信号の間の遅れの矛盾を用いて
、絶対修正係数が決定される。しかしながら、この絶対
歪み修正は、二つの周波数を同時に復調及び復号するた
めに二つのハードウェアを必要とする。さらにまた、Ｇ
ＰＳのようないくつかのシステムでは、第２の周波数上
でＰＲＮコードにアクセスすることが制限される。ある
システムでは、二つの周波数の間の相対歪みが、搬送波
周波数の位相差を追跡することにより、受信搬送波信号
を単に二乗すれば、第２の搬送波をまず復号せずに、決
定することが可能である。しかしながら、いずれの方法
も少なくとも二つのＲＦ信号を部分的に処理するための
無線周波数（ＲＦ）回路を必要とする。
の大気歪みもまた修正される必要がある。かかる歪みの
主な原因は電離層であり、歪みはＰＲＮコード位相の遅
れ及び搬送波位相の進みとなって表れる。電離層歪みの
量は搬送波周波数及び信号の経路に沿った電子カウント
の関数であるので、単一の衛星から異なる搬送波周波数
で伝送されてくる２つの信号の間の遅れの矛盾を用いて
、絶対修正係数が決定される。しかしながら、この絶対
歪み修正は、二つの周波数を同時に復調及び復号するた
めに二つのハードウェアを必要とする。さらにまた、Ｇ
ＰＳのようないくつかのシステムでは、第２の周波数上
でＰＲＮコードにアクセスすることが制限される。ある
システムでは、二つの周波数の間の相対歪みが、搬送波
周波数の位相差を追跡することにより、受信搬送波信号
を単に二乗すれば、第２の搬送波をまず復号せずに、決
定することが可能である。しかしながら、いずれの方法
も少なくとも二つのＲＦ信号を部分的に処理するための
無線周波数（ＲＦ）回路を必要とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】要約すれば、本発明は、
サンプリング回路と、搬送波／コード同期化回路と、動
的に調整可能なコード遅れ間隔と選択可能な遅れモード
を備えたディジタル相関器から成る、疑似ランダム雑音
（ＰＲＮ）用受信機である。
サンプリング回路と、搬送波／コード同期化回路と、動
的に調整可能なコード遅れ間隔と選択可能な遅れモード
を備えたディジタル相関器から成る、疑似ランダム雑音
（ＰＲＮ）用受信機である。
【００１２】サンプリング回路は、ＰＲＮコードチップ
率の２倍よりも高い率で受信復号ＰＲＮ信号のディジタ
ルサンプルを行う。受信機チャネルは特定の発信器から
のＰＲＮ信号を追跡するように割当てられ、各受信機チ
ャネルは同期回路と２つのディジタル相関器を含んでい
る。
率の２倍よりも高い率で受信復号ＰＲＮ信号のディジタ
ルサンプルを行う。受信機チャネルは特定の発信器から
のＰＲＮ信号を追跡するように割当てられ、各受信機チ
ャネルは同期回路と２つのディジタル相関器を含んでい
る。
【００１３】各同期化回路は、相互に同期可能な局所搬
送波基準信号と局所コード基準信号を発生する数値制御
発信器である。相関器出力と一緒に、同期化回路は、局
所搬送波基準における周期滑りを判定し修正し、相対コ
ード及び搬送波歪みを検出する。
送波基準信号と局所コード基準信号を発生する数値制御
発信器である。相関器出力と一緒に、同期化回路は、局
所搬送波基準における周期滑りを判定し修正し、相対コ
ード及び搬送波歪みを検出する。
【００１４】相関器は復号信号のディジタルサンプルと
局所発生ＰＲＮコード値とを相関させて、複数の「早発
（ｅａｒｌｙ）」、「晩発（ｌａｔｅ）」、「定刻（ｐ
ｕｎｃｔｕａｌ）」、または「早発−晩発（ｅａｒｌｙ
−ｍｉｎｕｓ−ｌａｔｅ）」相関信号を発生する。相関
信号は累積され処理されて、制御コード及び搬送波同期
化に対するフィードバック信号を発生する。搬送波及び
コードの同期化は、同じ回路で行われるので、電離層歪
みに関する相対歪み型補正は、コード又は搬送波歪みを
同時に検出することにより実行可能である。
局所発生ＰＲＮコード値とを相関させて、複数の「早発
（ｅａｒｌｙ）」、「晩発（ｌａｔｅ）」、「定刻（ｐ
ｕｎｃｔｕａｌ）」、または「早発−晩発（ｅａｒｌｙ
−ｍｉｎｕｓ−ｌａｔｅ）」相関信号を発生する。相関
信号は累積され処理されて、制御コード及び搬送波同期
化に対するフィードバック信号を発生する。搬送波及び
コードの同期化は、同じ回路で行われるので、電離層歪
みに関する相対歪み型補正は、コード又は搬送波歪みを
同時に検出することにより実行可能である。
【００１５】サンプリング回路の出力は、干渉又はジャ
ミング信号の存在を検出する増幅確立密度関数回路に加
えられる。ジャミング信号が検出されると、サンプリン
グ回路の増幅しきい値が調整されて動作が改善される。 確立密度関数回路はまた自動利得制御増幅器を制御する
ためにも使用される。
ミング信号の存在を検出する増幅確立密度関数回路に加
えられる。ジャミング信号が検出されると、サンプリン
グ回路の増幅しきい値が調整されて動作が改善される。 確立密度関数回路はまた自動利得制御増幅器を制御する
ためにも使用される。
【００１６】相関器はまた、第１、すなわち獲得モード
と、第２、すなわち追跡モードの間で切換可能である。 獲得モードでは、相関器は、早発及び晩発相関電力指示
を与えるように設定される。
と、第２、すなわち追跡モードの間で切換可能である。 獲得モードでは、相関器は、早発及び晩発相関電力指示
を与えるように設定される。
【００１７】適当な搬送波及び位相が一旦獲得されると
、相関器の１つが、最適搬送波追跡用に関して「定刻」
として構成され、他方の相関器が狭い時間遅れを有する
「早発−晩発」として構成されて、最適なコード追跡を
行う。
、相関器の１つが、最適搬送波追跡用に関して「定刻」
として構成され、他方の相関器が狭い時間遅れを有する
「早発−晩発」として構成されて、最適なコード追跡を
行う。
【００１８】同期化回路と相関器のある機能は、汎用コ
ンピュータ及び好適なソフトウェアにより実行されるこ
とが好ましい。
ンピュータ及び好適なソフトウェアにより実行されるこ
とが好ましい。
【００１９】この構成にはいくつかの利点がある。シス
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにまた
、単一の共通ＲＦ段が必要とされるのみなので、本発明
は、他のタイプのシステムにつきもの成分整合のような
多くの問題を減じることが可能である。
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにまた
、単一の共通ＲＦ段が必要とされるのみなので、本発明
は、他のタイプのシステムにつきもの成分整合のような
多くの問題を減じることが可能である。
【００２０】サンプルは高率に処理されるので、大きな
ドップラーオフセットであっても補正可能である。さら
に、これにより比較的廉価なアナログ局所発信器回路を
使用することが可能となる。
ドップラーオフセットであっても補正可能である。さら
に、これにより比較的廉価なアナログ局所発信器回路を
使用することが可能となる。
【００２１】局所ＰＲＮコード発生器と搬送波位相ロッ
ク回路を単一の数値制御発信器内で同期制御することに
より、精度が高く雑音の低い疑似レンジ測定が可能にな
る。
ク回路を単一の数値制御発信器内で同期制御することに
より、精度が高く雑音の低い疑似レンジ測定が可能にな
る。
【００２２】ＰＲＮコードの正確な追跡があるので、搬
送波の周期滑りが容易に検出され修正可能であり、実時
間差分測定が顕著に改良される。
送波の周期滑りが容易に検出され修正可能であり、実時
間差分測定が顕著に改良される。
【００２３】局所発生搬送波とコード基準信号の間の発
散が検出可能であり、こうして、電離層歪みに対する相
対的発散補正が可能になる。
散が検出可能であり、こうして、電離層歪みに対する相
対的発散補正が可能になる。
【００２４】確立密度関数検出器によりジャミング信号
が存在する場合の動作性能が改良される。
が存在する場合の動作性能が改良される。
【００２５】動的に構成可能な相関器により、定常状態
追跡の間に低雑音信号を発生させながらの高速のコード
及び搬送波獲得が可能になる。
追跡の間に低雑音信号を発生させながらの高速のコード
及び搬送波獲得が可能になる。
【００２６】
【実施例】本発明の上述の及び別の利点については、添
付図面と関連させながら以下の説明を参照することによ
り、より良く理解することが可能となろう。
付図面と関連させながら以下の説明を参照することによ
り、より良く理解することが可能となろう。
【００２７】図１は、本発明に基づいて構成された疑似
ランダム雑音（ＰＲＮ）レンジング受信機１０の概観的
なブロック図である。この受信機は、アンテナ１１、周
波数逓降変換器１２、サンプラ１４、プロセッサ１６、
制御バス１８、チャネルバス２０及び多重チャネル２２
ａ、２２ｂ、…２２ｎ（全体として、チャネル２２とし
て示す）を含んでいる。図示の受信機１０は基本的には
米国の全地球位置決定システム（ＧＰＳ）において動作
するように説明されているが、ソ連のＧＬＯＮＡＳＳへ
の適応についても説明される。
ランダム雑音（ＰＲＮ）レンジング受信機１０の概観的
なブロック図である。この受信機は、アンテナ１１、周
波数逓降変換器１２、サンプラ１４、プロセッサ１６、
制御バス１８、チャネルバス２０及び多重チャネル２２
ａ、２２ｂ、…２２ｎ（全体として、チャネル２２とし
て示す）を含んでいる。図示の受信機１０は基本的には
米国の全地球位置決定システム（ＧＰＳ）において動作
するように説明されているが、ソ連のＧＬＯＮＡＳＳへ
の適応についても説明される。
【００２８】アンテナ１１は、視野内の、すなわち、ア
ンテナ１１の直接の視野方向内の全ての関与衛星から伝
送されてくる信号から成る複合信号Ｃｓを受信する。例
えば、ＧＰＳシステムが世界的規模で完全に動作してい
る場合には、２４の衛星が動作し、１１のＧＰＳ衛星か
らの信号が同時に受信可能である。
ンテナ１１の直接の視野方向内の全ての関与衛星から伝
送されてくる信号から成る複合信号Ｃｓを受信する。例
えば、ＧＰＳシステムが世界的規模で完全に動作してい
る場合には、２４の衛星が動作し、１１のＧＰＳ衛星か
らの信号が同時に受信可能である。
【００２９】復号信号Ｃｓは周波数逓降変換器１２に送
られて、中間周波数信号ＩＦ及びサンプルクロック信号
Ｆｓを発生する。ＩＦ信号は、周波数逓降され濾波され
た形の複合信号Ｃｓである。Ｆｓ信号は、ＩＦ信号のサ
ンプリングが行われるその時の地点を示している。周波
数逓降変換器１２は図２の関連においてさらに詳述する
。
られて、中間周波数信号ＩＦ及びサンプルクロック信号
Ｆｓを発生する。ＩＦ信号は、周波数逓降され濾波され
た形の複合信号Ｃｓである。Ｆｓ信号は、ＩＦ信号のサ
ンプリングが行われるその時の地点を示している。周波
数逓降変換器１２は図２の関連においてさらに詳述する
。
【００３０】サンプラ１４はＩＦ及びＦｓ信号を受信し
て、チャネルバス２０を介してチャネル２２にＩＦ信号
のディジタルサンプルを送る。サンプルは、Ｆｓ信号に
より指示される時点でサンプリングされるＩＦ信号の同
相（Ｉｓ）及び直角位相（Ｑｓ）増幅サンプルから構成
される。サンプラは図３に詳細に説明する。
て、チャネルバス２０を介してチャネル２２にＩＦ信号
のディジタルサンプルを送る。サンプルは、Ｆｓ信号に
より指示される時点でサンプリングされるＩＦ信号の同
相（Ｉｓ）及び直角位相（Ｑｓ）増幅サンプルから構成
される。サンプラは図３に詳細に説明する。
【００３１】各チャネルはアンテナ１１の視野現在の視
野内の衛星のうちの１つにより伝送された信号を処理す
るべく割当てられる。あるチャネル２２は、こうして、
Ｉｓ及びＱｓ信号を処理し、特定の衛星により伝送され
た信号の搬送波及びコードを追跡する。特に、各チャネ
ル２２が搬送波／コード同期化回路を用いて、所望の衛
星に固有の予想されるドップラーオフセットを保持する
ことにより、ＰＲＮ暗号化搬送波信号の周波数及び位相
追跡を行う。チャネル２２はまた局所発生ＰＲＮコード
基準信号を搬送波のドップラー回転複製と相関させる。 遅れロック構成に接続された２つの相関器が、局所発生
ＰＲＮコードを正確に衛星による受信信号上で変調され
たコードと整合するように保持する。結果として得られ
る復号データは、衛星の天体位置、日時、状態情報と共
に局所発生ＰＲＮコード位相及び搬送波位相測定値を含
んでおり、制御バス１８を介してプロセッサ１６に送ら
れる。チャネル２２は図４と関連してさらに詳細に説明
される。
野内の衛星のうちの１つにより伝送された信号を処理す
るべく割当てられる。あるチャネル２２は、こうして、
Ｉｓ及びＱｓ信号を処理し、特定の衛星により伝送され
た信号の搬送波及びコードを追跡する。特に、各チャネ
ル２２が搬送波／コード同期化回路を用いて、所望の衛
星に固有の予想されるドップラーオフセットを保持する
ことにより、ＰＲＮ暗号化搬送波信号の周波数及び位相
追跡を行う。チャネル２２はまた局所発生ＰＲＮコード
基準信号を搬送波のドップラー回転複製と相関させる。 遅れロック構成に接続された２つの相関器が、局所発生
ＰＲＮコードを正確に衛星による受信信号上で変調され
たコードと整合するように保持する。結果として得られ
る復号データは、衛星の天体位置、日時、状態情報と共
に局所発生ＰＲＮコード位相及び搬送波位相測定値を含
んでおり、制御バス１８を介してプロセッサ１６に送ら
れる。チャネル２２は図４と関連してさらに詳細に説明
される。
【００３２】サンプラ１４及びチャネル２２は制御バス
１８を介してプロセッサ１６により制御される。プロセ
ッサ１６は、典型的には多重ビットデータバス「ＤＡＴ
Ａ」、アドレスバス「ＡＤＤＲ」及び制御信号「ＣＴＲ
Ｌ」及び同期制御回路１６４を介する同期型入出力（Ｉ
／Ｏ）と、割込信号、ＩＮＴ及び割込制御器回路１６６
を介する割込型Ｉ／Ｏとの双方に対応しているディジタ
ル中央処理装置（ＣＰＵ）１６２を含んでいる。タイマ
１６８は、後述するように、測定トリガ「ＭＥＡＳ」及
び刻時信号「１ＰＰＳ」のようなタイミング信号を発生
する。プロセッサ１６及びソフトウェア上で実行される
その各種機能については、後でさらに詳細に説明する。
１８を介してプロセッサ１６により制御される。プロセ
ッサ１６は、典型的には多重ビットデータバス「ＤＡＴ
Ａ」、アドレスバス「ＡＤＤＲ」及び制御信号「ＣＴＲ
Ｌ」及び同期制御回路１６４を介する同期型入出力（Ｉ
／Ｏ）と、割込信号、ＩＮＴ及び割込制御器回路１６６
を介する割込型Ｉ／Ｏとの双方に対応しているディジタ
ル中央処理装置（ＣＰＵ）１６２を含んでいる。タイマ
１６８は、後述するように、測定トリガ「ＭＥＡＳ」及
び刻時信号「１ＰＰＳ」のようなタイミング信号を発生
する。プロセッサ１６及びソフトウェア上で実行される
その各種機能については、後でさらに詳細に説明する。
【００３３】図２には、ＲＦ帯域フィルタ１２０、低雑
音増幅器１２１、ミクサ１２２及び中間周波数フィルタ
１２３及び最終増幅器１２４を含む周波数逓降変換器１
２が示されている。局所基準発信器１２５はサンプルク
ロック信号Ｆｓを発生する。電圧制御発信器（ＶＣＯ）
１３１はフィードバックループに配置されたフィルタ１
３３及びシンセサイザ１３２を用いて、基準発振Ｋ１２
５に位相ロックされる。ＶＣＯ１３１は局所発信器信号
ＬＯをミクサ１２２に送る。
音増幅器１２１、ミクサ１２２及び中間周波数フィルタ
１２３及び最終増幅器１２４を含む周波数逓降変換器１
２が示されている。局所基準発信器１２５はサンプルク
ロック信号Ｆｓを発生する。電圧制御発信器（ＶＣＯ）
１３１はフィードバックループに配置されたフィルタ１
３３及びシンセサイザ１３２を用いて、基準発振Ｋ１２
５に位相ロックされる。ＶＣＯ１３１は局所発信器信号
ＬＯをミクサ１２２に送る。
【００３４】アンテナ１１から受信される復号信号Ｃｓ
は、典型的には、視野内の（すなわち、受信機１０の直
接視野方向内の）全ての衛星からのＰＲＮ変調信号と、
干渉信号と雑音を含んでいる。ＰＲＮ変調Ｌ帯域搬送波
周波数が問題となる場合には、各種レンジングシステム
に使用される典型的なＬ帯域信号は次の通りである。
は、典型的には、視野内の（すなわち、受信機１０の直
接視野方向内の）全ての衛星からのＰＲＮ変調信号と、
干渉信号と雑音を含んでいる。ＰＲＮ変調Ｌ帯域搬送波
周波数が問題となる場合には、各種レンジングシステム
に使用される典型的なＬ帯域信号は次の通りである。
【００３５】
ＰＲＮレンジ
ングシステム信号の仕様 Ｌ帯域搬送波
周 波 数 ＰＲＮコード率
電 力 ＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａ
１．５７５４２ ＧＨｚ
１．０２３ ＭＨｚ −１６０ ｄＢ
Ｗ ＧＰＳ Ｌ１ Ｐ １
．５７５４２ ＧＨｚ １０．２３ ＭＨｚ
−１６３ ｄＢＷ ＧＰＳ
Ｌ２ １．２２７６０ ＧＨ
ｚ １０．２３ ＭＨｚ
−１６６ ｄＢＷ ＧＬＯＮＡＳＳ Ｃ／Ａ
１．６０２．．．１．６１６ ＧＨｚ ５
１１ ＫＨｚ ＧＬＯＮＡＳＳ Ｐ
１．６０２．．．１．６１６ ＧＨｚ ５．
１１ ＭＨｚ 約−２０４ｄＢＷ／Ｈｚの自然背景雑音は典型的にはＬ
帯域信号とよく混合される。
ングシステム信号の仕様 Ｌ帯域搬送波
周 波 数 ＰＲＮコード率
電 力 ＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａ
１．５７５４２ ＧＨｚ
１．０２３ ＭＨｚ −１６０ ｄＢ
Ｗ ＧＰＳ Ｌ１ Ｐ １
．５７５４２ ＧＨｚ １０．２３ ＭＨｚ
−１６３ ｄＢＷ ＧＰＳ
Ｌ２ １．２２７６０ ＧＨ
ｚ １０．２３ ＭＨｚ
−１６６ ｄＢＷ ＧＬＯＮＡＳＳ Ｃ／Ａ
１．６０２．．．１．６１６ ＧＨｚ ５
１１ ＫＨｚ ＧＬＯＮＡＳＳ Ｐ
１．６０２．．．１．６１６ ＧＨｚ ５．
１１ ＭＨｚ 約−２０４ｄＢＷ／Ｈｚの自然背景雑音は典型的にはＬ
帯域信号とよく混合される。
【００３６】Ｃｓ信号は最初に、所望の搬送波周波数の
帯域を備えた低挿入損失フィルタであるＲＦ帯域フィル
タ１２０に送られる。帯域フィルタ１２０は十分なＰＲ
Ｎコードのいくつかの高調波を通過するに十分な帯域幅
を有している。ＧＰＳ Ｌ１Ｃ／Ａ信号受信の好適な
実施例においては、この帯域幅は１０ＭＨｚである。低
雑音前置増幅器１２１を通過した後に、ミクサ１２２は
搬送波周波数からの受信信号をサンプラ１４の周波数範
囲内の所望の中間周波数に周波数逓降変換する。この中
間周波数フィルタ１２３はまた所望の信号を除去するた
めの実質的に狭い帯域幅を有する帯域フィルタであるが
、所望の１０ＭＨｚの帯域を保持するに十分な帯域幅を
有している。最終増幅器１２４が前置増幅段として用い
られて、好適に増幅されたＩＦ信号を発生する。図示の
周波数逓降変換器１２は単一段周波数逓降変換器として
示されているが、別の中間段を用いることも可能である
。
帯域を備えた低挿入損失フィルタであるＲＦ帯域フィル
タ１２０に送られる。帯域フィルタ１２０は十分なＰＲ
Ｎコードのいくつかの高調波を通過するに十分な帯域幅
を有している。ＧＰＳ Ｌ１Ｃ／Ａ信号受信の好適な
実施例においては、この帯域幅は１０ＭＨｚである。低
雑音前置増幅器１２１を通過した後に、ミクサ１２２は
搬送波周波数からの受信信号をサンプラ１４の周波数範
囲内の所望の中間周波数に周波数逓降変換する。この中
間周波数フィルタ１２３はまた所望の信号を除去するた
めの実質的に狭い帯域幅を有する帯域フィルタであるが
、所望の１０ＭＨｚの帯域を保持するに十分な帯域幅を
有している。最終増幅器１２４が前置増幅段として用い
られて、好適に増幅されたＩＦ信号を発生する。図示の
周波数逓降変換器１２は単一段周波数逓降変換器として
示されているが、別の中間段を用いることも可能である
。
【００３７】基準発信器１２５は安定ディジタル周波数
局所基準信号Ｆｓをサンプラ１４とともにシンセサイザ
１３２に送る。ＶＯＣ１３１は基準信号ＬＯをシンセサ
イザ１３２に送る。シンセサイザ１３２はＬＯ信号を所
定の数に周波数分割し、基準信号Ｆｓと混合する。シン
セサイザ１３２の出力はループフィルタ１３３に送られ
てＶＣＯ１３１を制御する電圧を発生させる。
局所基準信号Ｆｓをサンプラ１４とともにシンセサイザ
１３２に送る。ＶＯＣ１３１は基準信号ＬＯをシンセサ
イザ１３２に送る。シンセサイザ１３２はＬＯ信号を所
定の数に周波数分割し、基準信号Ｆｓと混合する。シン
セサイザ１３２の出力はループフィルタ１３３に送られ
てＶＣＯ１３１を制御する電圧を発生させる。
【００３８】図３はサンプラ１４の詳細なブロック図で
あり、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器１４０、Ｄ／Ａ変
換器１４１、Ａ／Ｄ変換器１４３、２ビットカウンタ１
４４、サンプル翻訳器１４５、及び確立密度関数（ＰＤ
Ｆ）カウンタ１４６ａ、１４６ｂ及び１４６ｃ（全体で
、ＰＤＦカウンタ１４６とする。）を含んでいる。
あり、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器１４０、Ｄ／Ａ変
換器１４１、Ａ／Ｄ変換器１４３、２ビットカウンタ１
４４、サンプル翻訳器１４５、及び確立密度関数（ＰＤ
Ｆ）カウンタ１４６ａ、１４６ｂ及び１４６ｃ（全体で
、ＰＤＦカウンタ１４６とする。）を含んでいる。
【００３９】サンプラ１４はＩＦ及びＦｓ信号を周波数
逓降変換器１２から受信して、ディジタルサンプル信号
Ｉｓ及びＱｓをチャネルバス２０を介してチャネル２２
に送る。サンプラ１４は、制御バス１８を介してプロセ
ッサ１６とともに、自動利得制御（ＡＧＣ）及びジャミ
ング抑圧機能を実行する。
逓降変換器１２から受信して、ディジタルサンプル信号
Ｉｓ及びＱｓをチャネルバス２０を介してチャネル２２
に送る。サンプラ１４は、制御バス１８を介してプロセ
ッサ１６とともに、自動利得制御（ＡＧＣ）及びジャミ
ング抑圧機能を実行する。
【００４０】特に、中間周波数信号ＩＦは最初に制御バ
ス１８及びＤ／Ａ１４１を介してプロセッサ１６により
設定される増幅を行うＡＧＣ増幅器１４０に送られる。 ＡＧＣ増幅器１４０からの出力信号はＡ／Ｄ変換器１４
３に送られる。
ス１８及びＤ／Ａ１４１を介してプロセッサ１６により
設定される増幅を行うＡＧＣ増幅器１４０に送られる。 ＡＧＣ増幅器１４０からの出力信号はＡ／Ｄ変換器１４
３に送られる。
【００４１】Ａ／Ｄ変換器１４３は正確にＩＦ信号の搬
送波周波数の９０゜回転でＦｓ信号のサンプリングを行
う。連続する同相サンプルＩｓ及び直角位相サンプルＱ
ｓが必要とされるので、ディジタルサンプルクロックＦ
ｓの主は数が｛４ ＩＦ／Ｊ｝に等しくなる。ここで
Ｊは奇数である。ナイキストサンプリングによれば、サ
ンプリング率は少なくともＩＦ信号の帯域幅の２倍であ
る。 これらのガイドラインに従って選択されたディジタルサ
ンプルクロックＦｓにより、Ａ／Ｄ変換器１４３からの
出力サンプルは銅賞及び直角位相の順番に、ｉ，ｑ，−
ｉ，−ｑ，ｉ，ｑ，…のようになる。
送波周波数の９０゜回転でＦｓ信号のサンプリングを行
う。連続する同相サンプルＩｓ及び直角位相サンプルＱ
ｓが必要とされるので、ディジタルサンプルクロックＦ
ｓの主は数が｛４ ＩＦ／Ｊ｝に等しくなる。ここで
Ｊは奇数である。ナイキストサンプリングによれば、サ
ンプリング率は少なくともＩＦ信号の帯域幅の２倍であ
る。 これらのガイドラインに従って選択されたディジタルサ
ンプルクロックＦｓにより、Ａ／Ｄ変換器１４３からの
出力サンプルは銅賞及び直角位相の順番に、ｉ，ｑ，−
ｉ，−ｑ，ｉ，ｑ，…のようになる。
【００４２】Ｆｓ信号はまた、サンプル翻訳器１４５に
より使用される２ビットカウンタ１４４を駆動して、Ａ
／Ｄ変換器１４３によるサンプル出力をサンプル信号Ｉ
ｓ及びＱｓに分割する。カウンタ１４４の最上位ビット
「ＳＩＧＮ」はサンプル翻訳器１４５により使用されて
、符号を「−ｉ」及び「−ｑ」に反転する。カウンタ１
４４の最下位ビットは、チャネル２２により使用される
「ＩＯＲＱ」信号を表しており、「ｉ」又は「ｑ」のサ
ンプルとして、Ｉｓ、Ｑｓの個々のサンプルを識別する
。
より使用される２ビットカウンタ１４４を駆動して、Ａ
／Ｄ変換器１４３によるサンプル出力をサンプル信号Ｉ
ｓ及びＱｓに分割する。カウンタ１４４の最上位ビット
「ＳＩＧＮ」はサンプル翻訳器１４５により使用されて
、符号を「−ｉ」及び「−ｑ」に反転する。カウンタ１
４４の最下位ビットは、チャネル２２により使用される
「ＩＯＲＱ」信号を表しており、「ｉ」又は「ｑ」のサ
ンプルとして、Ｉｓ、Ｑｓの個々のサンプルを識別する
。
【００４３】Ａ／Ｄ変換器１４３が３ビット装置である
場合には、出力サンプルは２つの大きさビットと１つの
符号ビットを有することになる。各サンプルがこのよう
にして、±１、±２又は±３のいずれかになる。
場合には、出力サンプルは２つの大きさビットと１つの
符号ビットを有することになる。各サンプルがこのよう
にして、±１、±２又は±３のいずれかになる。
【００４４】ＩＯＲＱ及びＦｓを備えたサンプル信号Ｉ
ｓ及びＱｓはサンプルバス２０を介して送られてチャネ
ル２２により処理される。
ｓ及びＱｓはサンプルバス２０を介して送られてチャネ
ル２２により処理される。
【００４５】Ａ／Ｄ変換器１４３からのサンプル出力は
また入力ＩＦ信号の増幅に関する確立密度関数の評価の
ためにも用いられる。この評価がプロセッサ１６により
用いられて、利得制御信号ＧＡＩＮが発生されて、Ｄ／
Ａ変換器１４１を介して送られて、ＡＧＣ増幅器１４０
の利得を制御する。確立密度関数評価は各サンプルの絶
対値に基づいて適当なＰＤＦカウンタ１４６ａ、１４６
ｂ又は１４６ｃの内の一つを計時することにより獲得さ
れる。例えば、大きさが「＋２」と大きさが「−２」の
サンプルにより、ＰＤＦ２カウンタが増分される。ＰＤ
Ｆ１カウンタ１４６ａ及びＰＤＦ３カウンタ１４６ｃが
同様にサンプリング時ごとに計時されて対応する大きさ
が受信される。ＰＤＦカウンタ１４６の１つが最終カウ
ントに到達すると、ＣＡＲＲＹ信号が送られて、ＤＩＳ
ＡＢＬＥ入力が全てのＰＤＦカウンタ１４６の計数を停
止させるように設定される。ＰＤＦカウンタ１４６の内
容が制御バス１８を介してプロセッサ１６により読み出
されてリセットされる。
また入力ＩＦ信号の増幅に関する確立密度関数の評価の
ためにも用いられる。この評価がプロセッサ１６により
用いられて、利得制御信号ＧＡＩＮが発生されて、Ｄ／
Ａ変換器１４１を介して送られて、ＡＧＣ増幅器１４０
の利得を制御する。確立密度関数評価は各サンプルの絶
対値に基づいて適当なＰＤＦカウンタ１４６ａ、１４６
ｂ又は１４６ｃの内の一つを計時することにより獲得さ
れる。例えば、大きさが「＋２」と大きさが「−２」の
サンプルにより、ＰＤＦ２カウンタが増分される。ＰＤ
Ｆ１カウンタ１４６ａ及びＰＤＦ３カウンタ１４６ｃが
同様にサンプリング時ごとに計時されて対応する大きさ
が受信される。ＰＤＦカウンタ１４６の１つが最終カウ
ントに到達すると、ＣＡＲＲＹ信号が送られて、ＤＩＳ
ＡＢＬＥ入力が全てのＰＤＦカウンタ１４６の計数を停
止させるように設定される。ＰＤＦカウンタ１４６の内
容が制御バス１８を介してプロセッサ１６により読み出
されてリセットされる。
【００４６】ＡＧＣレベルを設定するために、プロセッ
サ１６波周期的にＰＤＦカウンタ１４６の値を読み出し
て、別のＰＤＦ測定が開始可能なようにそれらをリセッ
トする。プロセッサ１６は、それから、測定された信号
増幅分散データを同じ増幅度の期待分散と比較する。期
待確立密度関数はガウス関数なので、サンプルの４９％
がＰＤＦ１カウンタ１４６ａ内であり、３２％がＰＤＦ
２カウンタ１４６ｂ内であり、サンプルの１９％がＰＤ
Ｆ３カウンタ１４６ｃ内にある期待される。これが実際
に近似的な結果になった場合には、ＡＧＣ１４０は適当
に設定される。しかしながら、あまりに多くのサンプル
がＰＤＦ１カウンタ１４６ａにより計数された場合には
、例えば、、ＧＡＩＮ信号が低レベルに設定される。 同様にあまりに多くのサンプルがＰＤＦ２カウンタ１４
６ｃにより計数された場合には、ＧＡＩＮ信号が高レベ
ルに設定される。プロセッサ１６は、必要な場合には、
集められた利得制御値を制御バス１８を介してＤ／Ａ１
４１にロードし、次いで、ＡＧＣ１４０の利得を調整す
る。この処理が周期的に継続されてＧＡＩＮレベルがＰ
ＤＦ１カウントが４９％を保持するようにされる。
サ１６波周期的にＰＤＦカウンタ１４６の値を読み出し
て、別のＰＤＦ測定が開始可能なようにそれらをリセッ
トする。プロセッサ１６は、それから、測定された信号
増幅分散データを同じ増幅度の期待分散と比較する。期
待確立密度関数はガウス関数なので、サンプルの４９％
がＰＤＦ１カウンタ１４６ａ内であり、３２％がＰＤＦ
２カウンタ１４６ｂ内であり、サンプルの１９％がＰＤ
Ｆ３カウンタ１４６ｃ内にある期待される。これが実際
に近似的な結果になった場合には、ＡＧＣ１４０は適当
に設定される。しかしながら、あまりに多くのサンプル
がＰＤＦ１カウンタ１４６ａにより計数された場合には
、例えば、、ＧＡＩＮ信号が低レベルに設定される。 同様にあまりに多くのサンプルがＰＤＦ２カウンタ１４
６ｃにより計数された場合には、ＧＡＩＮ信号が高レベ
ルに設定される。プロセッサ１６は、必要な場合には、
集められた利得制御値を制御バス１８を介してＤ／Ａ１
４１にロードし、次いで、ＡＧＣ１４０の利得を調整す
る。この処理が周期的に継続されてＧＡＩＮレベルがＰ
ＤＦ１カウントが４９％を保持するようにされる。
【００４７】プロセッサはまた、ＰＤＦカウンタ１４６
ｂと１４７ｃをチェックして、それらが期待値の３２％
及び１９％に近似しているかどうかを判定する。連続波
（ＣＷ）干渉が存在する場合には、干渉信号のレベルに
応じて、ＰＤＦ３カウンタ１４６ｃは０％にまで落とさ
れ、ＰＤＦ２カウンタ１４６ｂは５１％にまで引き上げ
られる。
ｂと１４７ｃをチェックして、それらが期待値の３２％
及び１９％に近似しているかどうかを判定する。連続波
（ＣＷ）干渉が存在する場合には、干渉信号のレベルに
応じて、ＰＤＦ３カウンタ１４６ｃは０％にまで落とさ
れ、ＰＤＦ２カウンタ１４６ｂは５１％にまで引き上げ
られる。
【００４８】プロセッサ１６がこの状態を検出すると、
プロセッサはＣＷ抗ジャミングモードに入る。ＣＷ抗ジ
ャミングモードでは、プロセッサ１６は、ＰＤＦ１カウ
ンタ１４６ａの計数が８５％に維持されるように、Ｄ／
Ａ１４１を調整する。この場合には、ＰＤＦ２カウンタ
１４６ｂのサンプル検出が１５％、ＰＤＦ３カウンタ１
４６ｃのサンプル検出がないことが期待される。このモ
ードでは、プロセッサ１６は、翻訳器１４５がＡ／Ｄ１
４３によるサンプル出力を再スケーリングするように、
ＪＡＭＭＥＤ制御線を可能化する。特に、増幅度±１、
±２、±３がそれぞれ、増幅度０、±１、０にマッピン
グされる。ＡＧＣ１４０はまた、ＣＷ信号の正及び負の
ピーク電圧がＡ／Ｄ１４３の＋１／＋２及び−１／−２
のしきい値レベルに対応するように設定されて、Ａ／Ｄ
１４３のしきい値論理が直接所望の信号を復調し、ジャ
ミング信号を拒絶するようにする。抗ジャミングモード
が可能化されて、約１２ｄＢの改良が純正アナログ受信
機全般にわたって観察されて、１ビットのハード限定デ
ィジタル受信機にわっって２５ｄＢの改良が観察された
。
プロセッサはＣＷ抗ジャミングモードに入る。ＣＷ抗ジ
ャミングモードでは、プロセッサ１６は、ＰＤＦ１カウ
ンタ１４６ａの計数が８５％に維持されるように、Ｄ／
Ａ１４１を調整する。この場合には、ＰＤＦ２カウンタ
１４６ｂのサンプル検出が１５％、ＰＤＦ３カウンタ１
４６ｃのサンプル検出がないことが期待される。このモ
ードでは、プロセッサ１６は、翻訳器１４５がＡ／Ｄ１
４３によるサンプル出力を再スケーリングするように、
ＪＡＭＭＥＤ制御線を可能化する。特に、増幅度±１、
±２、±３がそれぞれ、増幅度０、±１、０にマッピン
グされる。ＡＧＣ１４０はまた、ＣＷ信号の正及び負の
ピーク電圧がＡ／Ｄ１４３の＋１／＋２及び−１／−２
のしきい値レベルに対応するように設定されて、Ａ／Ｄ
１４３のしきい値論理が直接所望の信号を復調し、ジャ
ミング信号を拒絶するようにする。抗ジャミングモード
が可能化されて、約１２ｄＢの改良が純正アナログ受信
機全般にわたって観察されて、１ビットのハード限定デ
ィジタル受信機にわっって２５ｄＢの改良が観察された
。
【００４９】翻訳器１４５の真値表を以下に示す
【００
５０】
５０】
【表１】
【００５１】図４には、典型的なチャネル２２ｎが示さ
れている。チャネル２２ｎは搬送波／コード同期装置回
路２２０、ＰＲＮコード発生器２３０、２つの相関器２
４０ａ及び２４０ｂ（集合的に、相関器２４０と称する
）、フリップフロップ２５０及び２５１により形成され
る遅れ回線、ＸＯＲゲート、及びスイッチ２５６を含ん
でいる。チャネル２２ｎは、適当なＰＲＮコードの局所
発生複製と相関された復号信号のＩｓ及びＱｓから特性
の衛星により伝送されたＰＲＮ暗号化信号を追跡する。 また、チャネル２２ｎは、Ｉｓ及びＱｓサンプルを回転
させ、衛星の移動、受信機の移動及び基準発信器の誤差
に起因するドップラー周波数オフセットを除去する。
れている。チャネル２２ｎは搬送波／コード同期装置回
路２２０、ＰＲＮコード発生器２３０、２つの相関器２
４０ａ及び２４０ｂ（集合的に、相関器２４０と称する
）、フリップフロップ２５０及び２５１により形成され
る遅れ回線、ＸＯＲゲート、及びスイッチ２５６を含ん
でいる。チャネル２２ｎは、適当なＰＲＮコードの局所
発生複製と相関された復号信号のＩｓ及びＱｓから特性
の衛星により伝送されたＰＲＮ暗号化信号を追跡する。 また、チャネル２２ｎは、Ｉｓ及びＱｓサンプルを回転
させ、衛星の移動、受信機の移動及び基準発信器の誤差
に起因するドップラー周波数オフセットを除去する。
【００５２】要約すれば、同期装置２２０は単一の数値
制御発信器（ＮＣＯ）であり、サンプルクロックＦｓと
プロセッサ１６からの適当な指令を用いて、ＰＲＮコー
ド発生器２３０と相関器２４０により要求される制御信
号を発生し、残留ドップラーを含んでいようと、搬送波
の周波数及び位相を追跡すると共に、ＰＲＮコードを追
跡する。
制御発信器（ＮＣＯ）であり、サンプルクロックＦｓと
プロセッサ１６からの適当な指令を用いて、ＰＲＮコー
ド発生器２３０と相関器２４０により要求される制御信
号を発生し、残留ドップラーを含んでいようと、搬送波
の周波数及び位相を追跡すると共に、ＰＲＮコードを追
跡する。
【００５３】コード発生器２３０は、同期装置２２０に
より出力された信号パルスを用いて、局所ＰＲＮ基準信
号、チャネル２２ｎに割当てられた衛星に関連するＰＲ
Ｎコードに対応するＰＲＮコードを発生する。コード発
生器２３０のようなＰＲＮコード発生器は当該技術分野
においてよく知られている。ＰＲＮコード信号はさらに
遅れ回線フリップフロップ２５０ａ及び２５１ｂを進み
、ＸＯＲゲート２５５及びスイッチ２５６を介して選択
された遅れを備えたＰＲＮコード信号を相関器２４０に
送る。
より出力された信号パルスを用いて、局所ＰＲＮ基準信
号、チャネル２２ｎに割当てられた衛星に関連するＰＲ
Ｎコードに対応するＰＲＮコードを発生する。コード発
生器２３０のようなＰＲＮコード発生器は当該技術分野
においてよく知られている。ＰＲＮコード信号はさらに
遅れ回線フリップフロップ２５０ａ及び２５１ｂを進み
、ＸＯＲゲート２５５及びスイッチ２５６を介して選択
された遅れを備えたＰＲＮコード信号を相関器２４０に
送る。
【００５４】相関器２４０は、また、チャネルバス２０
から、Ｉｓ、Ｑｓ、ＩＯＲＱ及びＦｓ信号を受信する。 これらは２つのモードで動作するように構成可能である
。 第１のモードにおいては、相関器Ｂ２４０ｂは早発相関
器として配線され、相関器Ａ２４０ａは後発相関器とし
て配線される。この第１のモードは初期ＰＲＮコード同
期のために用いられる。第２のモードにおいては、相関
器Ｂ２４０ｂは「早発−後発」として配線され、相関器
Ａ２４０ａは「定刻」として配線される。この第２のモ
ードは、搬送波及びＰＲＮコード追跡のために用いられ
る。スイッチ２５６は第１及び第２の動作モードの間で
選択を行うために用いられる。両方の相関器２４０によ
り、Ｉｓ及びＱｓサンプルが相関されて、回転され、蓄
積されて、プロセッサ１６に蓄積サンプル出力ＩＡ、Ｑ
Ａ及びＩＢ、ＱＢが送られる。
から、Ｉｓ、Ｑｓ、ＩＯＲＱ及びＦｓ信号を受信する。 これらは２つのモードで動作するように構成可能である
。 第１のモードにおいては、相関器Ｂ２４０ｂは早発相関
器として配線され、相関器Ａ２４０ａは後発相関器とし
て配線される。この第１のモードは初期ＰＲＮコード同
期のために用いられる。第２のモードにおいては、相関
器Ｂ２４０ｂは「早発−後発」として配線され、相関器
Ａ２４０ａは「定刻」として配線される。この第２のモ
ードは、搬送波及びＰＲＮコード追跡のために用いられ
る。スイッチ２５６は第１及び第２の動作モードの間で
選択を行うために用いられる。両方の相関器２４０によ
り、Ｉｓ及びＱｓサンプルが相関されて、回転され、蓄
積されて、プロセッサ１６に蓄積サンプル出力ＩＡ、Ｑ
Ａ及びＩＢ、ＱＢが送られる。
【００５５】図５は搬送波／コード同期装置２２０の詳
細なブロック図であり、期待ドップラー率レジスタ２２
１、蓄積デルタレンジ（ＡＤＲ）レジスタ２２２、及び
微小チップカウンタ２２４を含んでいる。コード位相発
生器回路２２６はサブチップカウンタ２２６ａ、チップ
カウンタ２２６ｂ、エポックカウンタ２２６ｄ、及びＰ
比較器２２６ｐ及びＬ比較器２２６Ｌを含んでいる。バ
ッファ２２７、２２８及び２２９により、プロセッサ１
６は、各種カウンタ及びレジスタの内容をロードし、読
み出し、付加し、あるいは削除することが可能になる。
細なブロック図であり、期待ドップラー率レジスタ２２
１、蓄積デルタレンジ（ＡＤＲ）レジスタ２２２、及び
微小チップカウンタ２２４を含んでいる。コード位相発
生器回路２２６はサブチップカウンタ２２６ａ、チップ
カウンタ２２６ｂ、エポックカウンタ２２６ｄ、及びＰ
比較器２２６ｐ及びＬ比較器２２６Ｌを含んでいる。バ
ッファ２２７、２２８及び２２９により、プロセッサ１
６は、各種カウンタ及びレジスタの内容をロードし、読
み出し、付加し、あるいは削除することが可能になる。
【００５６】要約すれば、同期装置２２０は、チャネル
バス２０からサンプルクロック信号Ｆｓを、さらに、制
御バス１８からはレジスタ及びカウンタ２２２、２２４
及び２２６に関する期待ドップラー値（ＥＤＯＰＰ）及
び補正値を受け取る。これらの入力に応答して、クロッ
ク信号Ｅ及びリセット信号ＲＳＴがＰＲＮコード発生器
２３０に送られ、クロック信号Ｐ及びＬが遅延回線フリ
ップフロップ２５０及び２５１に送られ、割込信号ＩＮ
Ｔ１、ＩＮＴ４及びＩＮＴ２０が制御バス１８に送られ
る。さらに、同期装置２２０は、瞬間搬送波位相各評価
値ビットπ０、π１…πｎを相関器２４０に送る。さら
に、ＡＤＲレジスタ、サブチップカウンタ２２４、及び
コード位相発生器２２６の内容が、チャネル２２ｎに割
当てられた特定衛星信号の伝送時間の瞬間評価を与える
。発信時間と受信時間の評価の差が、タイマ１６８によ
り表示されて、これは、信号に受信機クロックオフセッ
トを加えた伝播時間となる。光速による伝播時間を乗じ
ることにより、受信機から衛星までの距離（レンジ）が
決定される。これらの測定はタイマ１６８からの測定ス
トローブＭＥＡＳにより指示される選択時間に生じ、典
型的には全チャネルにわたって同時に行われる。結果と
して得られた各衛星までの距離（レンジ）をプロセッサ
１６により用いて受信機１０の位置を計算する。
バス２０からサンプルクロック信号Ｆｓを、さらに、制
御バス１８からはレジスタ及びカウンタ２２２、２２４
及び２２６に関する期待ドップラー値（ＥＤＯＰＰ）及
び補正値を受け取る。これらの入力に応答して、クロッ
ク信号Ｅ及びリセット信号ＲＳＴがＰＲＮコード発生器
２３０に送られ、クロック信号Ｐ及びＬが遅延回線フリ
ップフロップ２５０及び２５１に送られ、割込信号ＩＮ
Ｔ１、ＩＮＴ４及びＩＮＴ２０が制御バス１８に送られ
る。さらに、同期装置２２０は、瞬間搬送波位相各評価
値ビットπ０、π１…πｎを相関器２４０に送る。さら
に、ＡＤＲレジスタ、サブチップカウンタ２２４、及び
コード位相発生器２２６の内容が、チャネル２２ｎに割
当てられた特定衛星信号の伝送時間の瞬間評価を与える
。発信時間と受信時間の評価の差が、タイマ１６８によ
り表示されて、これは、信号に受信機クロックオフセッ
トを加えた伝播時間となる。光速による伝播時間を乗じ
ることにより、受信機から衛星までの距離（レンジ）が
決定される。これらの測定はタイマ１６８からの測定ス
トローブＭＥＡＳにより指示される選択時間に生じ、典
型的には全チャネルにわたって同時に行われる。結果と
して得られた各衛星までの距離（レンジ）をプロセッサ
１６により用いて受信機１０の位置を計算する。
【００５７】同期装置２２０の各種成分について詳細に
説明する前に、図６を参照する。図６には、変形された
タイムスケールで、ＰＲＮレンジング信号その他の信号
の各種成分の相対的長さを同期装置２２０の好適な実施
例に関して示している。例えば、図６の一番下に示され
た単一の搬送波周期はある持続時間Ｃを有している。発
生クロックＦｓ信号はＫ搬送波周期から成る。ＰＲＮコ
ードチップはＮ−Ｆｓ周期を含んでいる。ＰＲＮコード
エポックはＺ−ＰＲＮコードチップから成るが、ここで
、ＺはＰＲＮコードのシーケンス長として知られている
。１つのデータビットは典型的にはＴ−ＰＲＮコードエ
ポックからなる。ＧＰＳのＬ１レンジング信号を受信す
るために適応された本発明の好適な実施例においては、
搬送波周波数は１５７５．４２ＭＨｚであり、ここでＫ
は７７であり、Ｆｓは２０．４６ＭＨｚであり、Ｎは２
０であるから、ＰＲＮコードチップ率は１．０２３ＭＨ
ｚになり、Ｚは１０２３であるから、ＰＲＮコードエポ
ック率は１ｋＨｚであり、Ｔは２０であるから、データ
ビット率は５０Ｈｚである。
説明する前に、図６を参照する。図６には、変形された
タイムスケールで、ＰＲＮレンジング信号その他の信号
の各種成分の相対的長さを同期装置２２０の好適な実施
例に関して示している。例えば、図６の一番下に示され
た単一の搬送波周期はある持続時間Ｃを有している。発
生クロックＦｓ信号はＫ搬送波周期から成る。ＰＲＮコ
ードチップはＮ−Ｆｓ周期を含んでいる。ＰＲＮコード
エポックはＺ−ＰＲＮコードチップから成るが、ここで
、ＺはＰＲＮコードのシーケンス長として知られている
。１つのデータビットは典型的にはＴ−ＰＲＮコードエ
ポックからなる。ＧＰＳのＬ１レンジング信号を受信す
るために適応された本発明の好適な実施例においては、
搬送波周波数は１５７５．４２ＭＨｚであり、ここでＫ
は７７であり、Ｆｓは２０．４６ＭＨｚであり、Ｎは２
０であるから、ＰＲＮコードチップ率は１．０２３ＭＨ
ｚになり、Ｚは１０２３であるから、ＰＲＮコードエポ
ック率は１ｋＨｚであり、Ｔは２０であるから、データ
ビット率は５０Ｈｚである。
【００５８】図５において、同期装置２２０の詳細が示
されている。期待ドップラー率レジスタ２２１は、チャ
ネル２２ｎにより追跡される特定の衛星に関する評価ド
ップラーＥＤＯＰＰと一緒にプロセッサバス１８を介し
てロードされる。ある時間の間受信機１０が動作される
のととほとんど同時に、ＧＰＳデータは全ての他の動作
衛星の評価位置及び視野を含んでいるので、この評価は
受信機１０がすでに同期化されている衛星からすでに受
信されている天文歴データからとることが可能である。 しかしながら、受信機１０が最初に起動された場合のよ
うに、この天文歴データが有効でない場合には、この評
価は後で詳細に説明する後続の近似技法により決定され
る。
されている。期待ドップラー率レジスタ２２１は、チャ
ネル２２ｎにより追跡される特定の衛星に関する評価ド
ップラーＥＤＯＰＰと一緒にプロセッサバス１８を介し
てロードされる。ある時間の間受信機１０が動作される
のととほとんど同時に、ＧＰＳデータは全ての他の動作
衛星の評価位置及び視野を含んでいるので、この評価は
受信機１０がすでに同期化されている衛星からすでに受
信されている天文歴データからとることが可能である。 しかしながら、受信機１０が最初に起動された場合のよ
うに、この天文歴データが有効でない場合には、この評
価は後で詳細に説明する後続の近似技法により決定され
る。
【００５９】ドップラー値は｛搬送波ドップラー周期／
Ｆｓパルス｝として特定される。例えば、期待ドップラ
ー値が＋４．４５ｋＨｚである場合には、静止している
受信機１０及び接近する衛星に関する可能なドップラー
値は、ＧＰＳのＬ１実施例に関しては２０．４６ＭＨｚ
の典型的なＦｓ周波数により分割されて、約０．０００
４４の搬送波周期／Ｆｓパルスの期待ドップラー変位を
生じる。この方法から分かるように、ドップラー値はつ
ねに１未満である。
Ｆｓパルス｝として特定される。例えば、期待ドップラ
ー値が＋４．４５ｋＨｚである場合には、静止している
受信機１０及び接近する衛星に関する可能なドップラー
値は、ＧＰＳのＬ１実施例に関しては２０．４６ＭＨｚ
の典型的なＦｓ周波数により分割されて、約０．０００
４４の搬送波周期／Ｆｓパルスの期待ドップラー変位を
生じる。この方法から分かるように、ドップラー値はつ
ねに１未満である。
【００６０】ＡＤＲ２２２は全周期部２２２ｗと部分周
期部２２２ｐに分割される。図示のように、加算器２２
３はドップラーレジスタ２２１の内容を、Ｆｓパルスが
生じる毎にＡＤＲ２２２の部分周期部２２２ｐに加える
ように構成される。部分周期部２２２ｐの最上位ビット
π０、π１…πｎが、こうして、周期の瞬間期待搬送波
位相角を与える。
期部２２２ｐに分割される。図示のように、加算器２２
３はドップラーレジスタ２２１の内容を、Ｆｓパルスが
生じる毎にＡＤＲ２２２の部分周期部２２２ｐに加える
ように構成される。部分周期部２２２ｐの最上位ビット
π０、π１…πｎが、こうして、周期の瞬間期待搬送波
位相角を与える。
【００６１】部分周期レジスタ２２２ｐがキャリーを有
している場合には、全数部２２２ｗが増分されて、微小
チップカウンタが増分される。サブチップカウンタ２２
６ａは名目的にＦｓにより直接制御されるＮ−１カウン
タに対して０であるが、微小チップカウンタ２２４の状
態に応じて一つ余分の周期又は一つ少ない周期をカウン
トすることができる。特に、微小チップカウンタが桁上
げを行うと、すなわち、Ｋ−１から０に増分されると、
周期がサブチップカウンタ２２６ａから取られて、ＡＤ
Ｒ２２２との同期を保持する。換言すれば、この事象に
より、サブチップカウンタ２２６ａが一回の反復に対し
てＮ−２に対してのみカウントを行う。
している場合には、全数部２２２ｗが増分されて、微小
チップカウンタが増分される。サブチップカウンタ２２
６ａは名目的にＦｓにより直接制御されるＮ−１カウン
タに対して０であるが、微小チップカウンタ２２４の状
態に応じて一つ余分の周期又は一つ少ない周期をカウン
トすることができる。特に、微小チップカウンタが桁上
げを行うと、すなわち、Ｋ−１から０に増分されると、
周期がサブチップカウンタ２２６ａから取られて、ＡＤ
Ｒ２２２との同期を保持する。換言すれば、この事象に
より、サブチップカウンタ２２６ａが一回の反復に対し
てＮ−２に対してのみカウントを行う。
【００６２】微小チップカウンタ２２４がボローを行う
と、すなわち、０からＫ−１に減らされると、周期がサ
ブチップカウンタ２２６に加えられて、一回の反復に対
して０からＮにカウントを行う。
と、すなわち、０からＫ−１に減らされると、周期がサ
ブチップカウンタ２２６に加えられて、一回の反復に対
して０からＮにカウントを行う。
【００６３】周期的にサンプルクロックＦｓの１周期を
除去又は加算することにより、局所発生ＰＲＮコード（
出力信号ＲＳＴ及びコード位相発生器２２６のＥにより
制御されるように）が、局所発生搬送波位相と同期され
たままになる（ＡＤＲ２２２の状態により示されたよう
に）。この構成により、ＡＤＲにより指示される搬送波
の位相が入力搬送波にロックされたままになる限り、コ
ード位相発生器２２６は入力ＰＲＮコードにロックされ
たままになる。
除去又は加算することにより、局所発生ＰＲＮコード（
出力信号ＲＳＴ及びコード位相発生器２２６のＥにより
制御されるように）が、局所発生搬送波位相と同期され
たままになる（ＡＤＲ２２２の状態により示されたよう
に）。この構成により、ＡＤＲにより指示される搬送波
の位相が入力搬送波にロックされたままになる限り、コ
ード位相発生器２２６は入力ＰＲＮコードにロックされ
たままになる。
【００６４】サブチップカウンタ２２６ａの最上位ビッ
ト、すなわち、早発クロック信号ＥがＰＲＮコードチッ
プ端を示すと、この最上位ビットが局所ＰＲＮコード発
生器２３０を計時するために用いられる。ＧＰＳのＬ１
搬送波に関する好適な実施例においては、サブチップカ
ウンタ２２６ａが、Ｎが２０なので、０から１９までの
カウントを行う。すなわち、２０のＦｓ周期／ＰＲＮコ
ードチップが存在することになる（図６）。
ト、すなわち、早発クロック信号ＥがＰＲＮコードチッ
プ端を示すと、この最上位ビットが局所ＰＲＮコード発
生器２３０を計時するために用いられる。ＧＰＳのＬ１
搬送波に関する好適な実施例においては、サブチップカ
ウンタ２２６ａが、Ｎが２０なので、０から１９までの
カウントを行う。すなわち、２０のＦｓ周期／ＰＲＮコ
ードチップが存在することになる（図６）。
【００６５】Ｐ比較器２２６ｐとＬ比較器２２６Ｌはそ
れぞれがサブチップカウンタ２２６ａの内容を受信する
ように接続される。Ｐ比較器２２６ｐが遅れフリップフ
ロップ２５０に対する定刻指示器として用いられるＰク
ロック信号を出力する。パルスは、サブチップカウンタ
２２６ａの内容がＰ比較器２２６ｐ内のレジスタの内容
と等しくなる場合には常にＰ信号上に出力される。同様
に、Ｌ比較器２２６Ｌは遅れフリップフロップ２５１に
対して遅れ指示を与えるＬクロック信号を出力する。Ｐ
及びＬ比較器の内容は制御バス１８を介して、Ｅ及びＰ
クロック信号とＰ及びＬクロック信号の間の相対的な時
間遅れを調整するように書き込み可能である。後述する
ように、Ｅ、Ｐ及びＬクロック信号は相関器２４０を制
御するために用いられる。
れぞれがサブチップカウンタ２２６ａの内容を受信する
ように接続される。Ｐ比較器２２６ｐが遅れフリップフ
ロップ２５０に対する定刻指示器として用いられるＰク
ロック信号を出力する。パルスは、サブチップカウンタ
２２６ａの内容がＰ比較器２２６ｐ内のレジスタの内容
と等しくなる場合には常にＰ信号上に出力される。同様
に、Ｌ比較器２２６Ｌは遅れフリップフロップ２５１に
対して遅れ指示を与えるＬクロック信号を出力する。Ｐ
及びＬ比較器の内容は制御バス１８を介して、Ｅ及びＰ
クロック信号とＰ及びＬクロック信号の間の相対的な時
間遅れを調整するように書き込み可能である。後述する
ように、Ｅ、Ｐ及びＬクロック信号は相関器２４０を制
御するために用いられる。
【００６６】チップカウンタ２２６ｂは完全ＰＲＮコー
ドシーケンスの持続時間を決定するために用いられる。 ＧＰＳの実施例に関しては、ＰＲＮコードエポック内に
１０２３のＣ／Ａコードチップが存在し、従って、チッ
プカウンタ２２６ｂが０から１０２２まで計数を行う。 最上位ビット、ＩＮＴ１が完全ＰＲＮコードエポックの
終端を指示し、さらにこの最上位ビットが局所ＰＲＮコ
ード発生器２３０をリセットするために用いられる。Ｉ
ＮＴ１の４倍であるような（すなわち、チップカウンタ
２２６ｂの三番目に上位のビットであり）別のクロック
信号ＩＮＴ４が発生される。プロセッサ１６に割込をす
るためにＩＮＴ１及びＩＮＴ４が用いられて、後述する
ように、初期起動時のロッキングシーケンスの間に相関
器２４０を稼働させる。
ドシーケンスの持続時間を決定するために用いられる。 ＧＰＳの実施例に関しては、ＰＲＮコードエポック内に
１０２３のＣ／Ａコードチップが存在し、従って、チッ
プカウンタ２２６ｂが０から１０２２まで計数を行う。 最上位ビット、ＩＮＴ１が完全ＰＲＮコードエポックの
終端を指示し、さらにこの最上位ビットが局所ＰＲＮコ
ード発生器２３０をリセットするために用いられる。Ｉ
ＮＴ１の４倍であるような（すなわち、チップカウンタ
２２６ｂの三番目に上位のビットであり）別のクロック
信号ＩＮＴ４が発生される。プロセッサ１６に割込をす
るためにＩＮＴ１及びＩＮＴ４が用いられて、後述する
ように、初期起動時のロッキングシーケンスの間に相関
器２４０を稼働させる。
【００６７】最後に、エポックカウンタ２２６ｄが、Ｔ
−ＰＲＮコードエポックの後に、データビットの終端を
指示するために用いられる。この指示はＩＮＴ２０信号
として出力されるエポックカウンタ２２６ｄの最下位ビ
ットにより与えられる。
−ＰＲＮコードエポックの後に、データビットの終端を
指示するために用いられる。この指示はＩＮＴ２０信号
として出力されるエポックカウンタ２２６ｄの最下位ビ
ットにより与えられる。
【００６８】以上のように、搬送波及びＰＲＮコードが
同じ周波数上で変調されること、及び衛星及び受信機の
間の全ての運動がコード及び搬送波位相評価に等しく影
響を与えることの利点を本発明がどのように達成してい
るかが了解されよう。本発明の１つのコンセプトは、搬
送波追跡ループをコード追跡ループに暗黙的にリンクさ
れる。搬送波追跡ループは本質的にコード追跡ループよ
りも感度が高い。搬送波ループが適正に追跡を行ってい
るものと仮定すると、サブチップカウンタ２２６ａと接
続された微小チップカウンタ２２４がチャネル２２ｎを
可能化して衛星に対する受信機１０の全ての相対移動を
正確に追跡させる。
同じ周波数上で変調されること、及び衛星及び受信機の
間の全ての運動がコード及び搬送波位相評価に等しく影
響を与えることの利点を本発明がどのように達成してい
るかが了解されよう。本発明の１つのコンセプトは、搬
送波追跡ループをコード追跡ループに暗黙的にリンクさ
れる。搬送波追跡ループは本質的にコード追跡ループよ
りも感度が高い。搬送波ループが適正に追跡を行ってい
るものと仮定すると、サブチップカウンタ２２６ａと接
続された微小チップカウンタ２２４がチャネル２２ｎを
可能化して衛星に対する受信機１０の全ての相対移動を
正確に追跡させる。
【００６９】従来の受信機１０と異なり、同期装置２２
０により実行されるようなコード追跡は受信機のダイナ
ミクス及び／又は衛星運動のクロックドリフトを追跡す
る必要はない。同期装置は相対的に低周波の電離層誤り
や局所発生誤りに関する修正が必要なだけである。これ
により、非常に狭い帯域幅でのコードループの実行が可
能になり、従来のものよりも雑音低いレンジ測定が可能
になる。低周波電離層歪みにより生じる相対運動も測定
可能である。従って、これらの測定値は、計算されたレ
ンジに対する修正を計算して、当該分野において知られ
てる、電離層効果又は搬送波位相ロック周期滑り信号の
ような局所発生信号を減じるために用いられる。
０により実行されるようなコード追跡は受信機のダイナ
ミクス及び／又は衛星運動のクロックドリフトを追跡す
る必要はない。同期装置は相対的に低周波の電離層誤り
や局所発生誤りに関する修正が必要なだけである。これ
により、非常に狭い帯域幅でのコードループの実行が可
能になり、従来のものよりも雑音低いレンジ測定が可能
になる。低周波電離層歪みにより生じる相対運動も測定
可能である。従って、これらの測定値は、計算されたレ
ンジに対する修正を計算して、当該分野において知られ
てる、電離層効果又は搬送波位相ロック周期滑り信号の
ような局所発生信号を減じるために用いられる。
【００７０】図４を再び参照すると、図４には相関器２
４０の異なるモードの動作が詳細に示されている。ＰＲ
Ｎコード信号が第１のフリップフロップ２５０に送られ
、フリップフロップが定刻クロック信号Ｐにより計時さ
れる様子が示されている。こうして、フリップフロップ
２５０のＱ出力が、衛星により搬送波信号上に変調され
た期待ＰＲＮコード基準信号と正確に整合のとれた局所
発生ＰＲＮコード基準信号が発生される。フリップフロ
ップ２５０ａのＱ出力はフリップフロップ２５１の入力
とともに相関器２４０ａのＰＲＮコード入力に送られる
。フリップフロップ２５１は後発クロック信号Ｌにより
計時され、好適な実施例では、これがフリップフロップ
２５０のＱ出力に関する時間遅れを備えたＰＲＮコード
基準信号を発生する。
４０の異なるモードの動作が詳細に示されている。ＰＲ
Ｎコード信号が第１のフリップフロップ２５０に送られ
、フリップフロップが定刻クロック信号Ｐにより計時さ
れる様子が示されている。こうして、フリップフロップ
２５０のＱ出力が、衛星により搬送波信号上に変調され
た期待ＰＲＮコード基準信号と正確に整合のとれた局所
発生ＰＲＮコード基準信号が発生される。フリップフロ
ップ２５０ａのＱ出力はフリップフロップ２５１の入力
とともに相関器２４０ａのＰＲＮコード入力に送られる
。フリップフロップ２５１は後発クロック信号Ｌにより
計時され、好適な実施例では、これがフリップフロップ
２５０のＱ出力に関する時間遅れを備えたＰＲＮコード
基準信号を発生する。
【００７１】プロセッサ１６により制御されたスイッチ
２５６が相関器２４０ｂのモードを決定する。スイッチ
２５６が直接＋１入力に接続されている場合には、呼び
出された第１のモード（早発、後発）が入力されて、そ
の場合に、ＰＲＮコードが早発クロック信号Ｅと同期し
て直接相関器２４０ｂのＰＲＮコード入力に送られるの
で、相関器２４０ｂは早発相関器として機能する。早発
クロック信号Ｅは典型的にはコード調査に関して定刻ク
ロック信号Ｐより早発のチップ時間の１／２の位相を有
するように構成されて、モードに入る。
２５６が相関器２４０ｂのモードを決定する。スイッチ
２５６が直接＋１入力に接続されている場合には、呼び
出された第１のモード（早発、後発）が入力されて、そ
の場合に、ＰＲＮコードが早発クロック信号Ｅと同期し
て直接相関器２４０ｂのＰＲＮコード入力に送られるの
で、相関器２４０ｂは早発相関器として機能する。早発
クロック信号Ｅは典型的にはコード調査に関して定刻ク
ロック信号Ｐより早発のチップ時間の１／２の位相を有
するように構成されて、モードに入る。
【００７２】（早発、後発）モードでは、ＰＲＮコード
発生器２３０、相関器２４０ｂ、及びプロセッサ１６が
遅れロックループを形成する。（早発及び後発相関器の
各々においてＩ及びＱチャネル信号レベルを互恵するこ
とにより評価された）早発及び後発相関器の間の信号強
さの差がプロセッサ１６により計算され、プロセッサ１
６が次いで差分値をバッファ２２９を介してコード位相
発生器２２６にロードする。
発生器２３０、相関器２４０ｂ、及びプロセッサ１６が
遅れロックループを形成する。（早発及び後発相関器の
各々においてＩ及びＱチャネル信号レベルを互恵するこ
とにより評価された）早発及び後発相関器の間の信号強
さの差がプロセッサ１６により計算され、プロセッサ１
６が次いで差分値をバッファ２２９を介してコード位相
発生器２２６にロードする。
【００７３】しかしながら、スイッチ２５６が図示の位
置にある場合には、第２のモードすなわち（定刻、早発
−後発）モードが可能化されて、そこで、ＸＯＲゲート
２５５が「早発−後発」クロック信号Ｅ−Ｌを発生し、
相関器２４０ｂを可能化する。このモードでは、Ｅ、Ｐ
及びＬ信号の間の時間遅れが（Ｐ及びＬレジスタ２２６
内の値を変化することにより）１／Ｆｓに減じられ、精
度が高められたコード位相測定値が得られる。このモー
ドは定常追跡で使用される。
置にある場合には、第２のモードすなわち（定刻、早発
−後発）モードが可能化されて、そこで、ＸＯＲゲート
２５５が「早発−後発」クロック信号Ｅ−Ｌを発生し、
相関器２４０ｂを可能化する。このモードでは、Ｅ、Ｐ
及びＬ信号の間の時間遅れが（Ｐ及びＬレジスタ２２６
内の値を変化することにより）１／Ｆｓに減じられ、精
度が高められたコード位相測定値が得られる。このモー
ドは定常追跡で使用される。
【００７４】ＰＲＮコード位相ロックはプロセッサ１６
にコード位相評価Ｃｐ＝ＩＡ＊ＩＢ＋ＱＡ＊ＱＢを計算
させることにより保持される。この評価値Ｃｐの大きさ
と符号が、バッファ２２９及びコード位相発生器２２６
を介して、コード発生器の位相をどの方向にどの程度補
正するかに関する指示を与える。
にコード位相評価Ｃｐ＝ＩＡ＊ＩＢ＋ＱＡ＊ＱＢを計算
させることにより保持される。この評価値Ｃｐの大きさ
と符号が、バッファ２２９及びコード位相発生器２２６
を介して、コード発生器の位相をどの方向にどの程度補
正するかに関する指示を与える。
【００７５】ドップラー周波数は、自動周波数制御（Ａ
ＦＣ）ループ技法又は位相ロックループ（ＰＬＬ）技法
のいずれかにより維持される。ＡＦＣループ法は周波数
誤差評価子Ｆｅ＝ＩＡ（ｔ−１）＊ＱＡ（ｔ）−ＩＡ（
ｔ）＊ＱＡ（ｔ−１）を用い、この場合に、（ｔ）及び
（ｔ−１）は現在の前のサンプルセットをそれぞれ指示
する。Ｆｅはドップラー評価ＥＤＯＰＰをどの程度補正
するかの指示を与える。ＰＬＬ技法は位相誤差評価Ｐｅ
＝ＱＡ＊ＳＩＧＮ（ＩＡ）を用いて位相を制御する。搬
送波位相はＥＤＯＰＰ値に若干の補正を加えることによ
り制御される。Ｆｅ項は周波数誤差の指示を与え、Ｐｅ
は位相誤差の指示を与える。
ＦＣ）ループ技法又は位相ロックループ（ＰＬＬ）技法
のいずれかにより維持される。ＡＦＣループ法は周波数
誤差評価子Ｆｅ＝ＩＡ（ｔ−１）＊ＱＡ（ｔ）−ＩＡ（
ｔ）＊ＱＡ（ｔ−１）を用い、この場合に、（ｔ）及び
（ｔ−１）は現在の前のサンプルセットをそれぞれ指示
する。Ｆｅはドップラー評価ＥＤＯＰＰをどの程度補正
するかの指示を与える。ＰＬＬ技法は位相誤差評価Ｐｅ
＝ＱＡ＊ＳＩＧＮ（ＩＡ）を用いて位相を制御する。搬
送波位相はＥＤＯＰＰ値に若干の補正を加えることによ
り制御される。Ｆｅ項は周波数誤差の指示を与え、Ｐｅ
は位相誤差の指示を与える。
【００７６】データビット値は、典型的には、受信機が
搬送波位相ロックされているばあいにはＳＩＧＮ（ＩＡ
）に等しい測定ビットを翻訳することにより、また受信
機が搬送波周波数ロックのみがされて搬送波位相ロック
がされていない場合にはＩＡ（ｔ−１）＊ＱＡ（ｔ）−
ＩＡ（ｔ）＊ＱＡ（ｔ−１）により指示されるように変
化ビットを翻訳することにより、復調される。
搬送波位相ロックされているばあいにはＳＩＧＮ（ＩＡ
）に等しい測定ビットを翻訳することにより、また受信
機が搬送波周波数ロックのみがされて搬送波位相ロック
がされていない場合にはＩＡ（ｔ−１）＊ＱＡ（ｔ）−
ＩＡ（ｔ）＊ＱＡ（ｔ−１）により指示されるように変
化ビットを翻訳することにより、復調される。
【００７７】図８には、典型的な相関器２４０ａの動作
が詳細に示されている。相関器２４０は復号及び回転論
理２４２、一対の加算器２４３ｉ及び２４３ｑ、一定の
レジスタ２４４ｉ及び２４４ｑ、及び一対のバッファ２
４５ｉ及び２４５ｑから構成されている。相関器２４０
ａはＩｓ及びＱｓサンプル、サンプルクロックＦｓ及び
ＩＯＲＱをチャネルバス２０から、瞬間搬送波位相ビッ
トπ０、π１…πｎを同期装置２２０から、ＰＲＮコー
ド信号を遅れ回線２５０から受け取る。相関器２４０ｂ
は可能化制御回線ＥＮを受信する。相関器２４０ａは永
久的に可能化されたこの制御回線ＥＮを備えている。相
関器２４０はまた制御バス１８を介して割込制御器１６
６から相関器ロードパルスＣＬＤｘを受信する。
が詳細に示されている。相関器２４０は復号及び回転論
理２４２、一対の加算器２４３ｉ及び２４３ｑ、一定の
レジスタ２４４ｉ及び２４４ｑ、及び一対のバッファ２
４５ｉ及び２４５ｑから構成されている。相関器２４０
ａはＩｓ及びＱｓサンプル、サンプルクロックＦｓ及び
ＩＯＲＱをチャネルバス２０から、瞬間搬送波位相ビッ
トπ０、π１…πｎを同期装置２２０から、ＰＲＮコー
ド信号を遅れ回線２５０から受け取る。相関器２４０ｂ
は可能化制御回線ＥＮを受信する。相関器２４０ａは永
久的に可能化されたこの制御回線ＥＮを備えている。相
関器２４０はまた制御バス１８を介して割込制御器１６
６から相関器ロードパルスＣＬＤｘを受信する。
【００７８】動作時、相関器は入力サンプルＩｓ及びＱ
ｓを局所発生ＰＲＮコード基準信号に相関させて、結果
をビットπ０、π１…πｎにより示されている瞬間搬送
波位相角評価値により回転させ、それから、結果を加算
器２４３を用いてレジスタ２４４ないに蓄積する。レジ
スタ２４４の内容がそれからバッファ２４５に送られ、
さらにＣＬＤｘパルスの度にプロセッサ１６に送られる
。レジスタ２４４は次の蓄積を再開するためにクリアさ
れる。
ｓを局所発生ＰＲＮコード基準信号に相関させて、結果
をビットπ０、π１…πｎにより示されている瞬間搬送
波位相角評価値により回転させ、それから、結果を加算
器２４３を用いてレジスタ２４４ないに蓄積する。レジ
スタ２４４の内容がそれからバッファ２４５に送られ、
さらにＣＬＤｘパルスの度にプロセッサ１６に送られる
。レジスタ２４４は次の蓄積を再開するためにクリアさ
れる。
【００７９】復号及び回転論理２４２は入力信号により
次の演算を実行する。
次の演算を実行する。
【００８０】
ＩＤ＝Ｉｓ・ＰＲＮ・ＣＯＳ（θ）＋Ｑｓ・Ｐ
ＲＮ・ＳＩＮ（θ） ＱＤ＝Ｑｓ・ＰＲＮ・ＣＯ
Ｓ（θ）＋Ｉｓ・ＰＲＮ・ＳＩＮ（θ）ここで、ＰＲＮ
はＰＲＮコード入力の現在値であり、θはビットπ０、
π１…πｎにより示される瞬間搬送波位相評価値である
。コード相関及び瞬間ドップラーシフトをＦｓクロック
パルスの度に同じ動作時に実行することにより、非常に
高いドップラーオフセットを備えた信号が深刻な電力損
失を生じさせる前に処理可能である。
ＲＮ・ＳＩＮ（θ） ＱＤ＝Ｑｓ・ＰＲＮ・ＣＯ
Ｓ（θ）＋Ｉｓ・ＰＲＮ・ＳＩＮ（θ）ここで、ＰＲＮ
はＰＲＮコード入力の現在値であり、θはビットπ０、
π１…πｎにより示される瞬間搬送波位相評価値である
。コード相関及び瞬間ドップラーシフトをＦｓクロック
パルスの度に同じ動作時に実行することにより、非常に
高いドップラーオフセットを備えた信号が深刻な電力損
失を生じさせる前に処理可能である。
【００８１】加算器２４３及びレジスタ２４４は、連続
サンプルの単純な蓄積により、ＩＤ及びＱＤ上の低周波
濾波機能を実行する。
サンプルの単純な蓄積により、ＩＤ及びＱＤ上の低周波
濾波機能を実行する。
【００８２】受信機１０の同期化は図４を参照すること
によりより良く了解される。一般的に、搬送波及びコー
ドのドリフトが、相関器２４０ａ及び２４０ｂの出力の
差分を決定することにより検出される。差分が検出され
る場合には、同期装置２２０がカウンタ２２２、２２４
又は２２６、又はドップラーレジスタ２２１内の内部値
を調整することにより補正される。例えば、同期装置２
２０が正確に同相である場合には、ＰＲＮコードチップ
時間の１／４だけ早発である相関器は、ＰＲＮコードチ
ップ時間の１／４だけ後発である相関器と同じ出力電力
を有することになる。ＩＡ及びＱＡ出力の二乗の合計が
、相関電力を示すことになる。定刻相関器２４０ａの出
力電力と早発相関器２４０ｂは所定の量だけことなり、
それらは所定の時間遅れだけ間隔をおいているものと仮
定される。
によりより良く了解される。一般的に、搬送波及びコー
ドのドリフトが、相関器２４０ａ及び２４０ｂの出力の
差分を決定することにより検出される。差分が検出され
る場合には、同期装置２２０がカウンタ２２２、２２４
又は２２６、又はドップラーレジスタ２２１内の内部値
を調整することにより補正される。例えば、同期装置２
２０が正確に同相である場合には、ＰＲＮコードチップ
時間の１／４だけ早発である相関器は、ＰＲＮコードチ
ップ時間の１／４だけ後発である相関器と同じ出力電力
を有することになる。ＩＡ及びＱＡ出力の二乗の合計が
、相関電力を示すことになる。定刻相関器２４０ａの出
力電力と早発相関器２４０ｂは所定の量だけことなり、
それらは所定の時間遅れだけ間隔をおいているものと仮
定される。
【００８３】同期化が確立される前に、動作モードスイ
ッチ２５６が（早発、後発）モードに設定されて、ＰＲ
Ｎコードチップ時間の１／２の遅れが早発相関器２４０
ｂと後発相関器２４０ａの間で用いられる。
ッチ２５６が（早発、後発）モードに設定されて、ＰＲ
Ｎコードチップ時間の１／２の遅れが早発相関器２４０
ｂと後発相関器２４０ａの間で用いられる。
【００８４】次いで、所望の衛星に関するＰＲＮコード
がＳＥＬ回線を介してＰＲＮコード発生器２３０にロー
ドされる。全ての可能周波数及びコード位相遅れが連続
的に試みられて、チャネル２２ｎに対する割当てから受
信された衛星信号を備えた周波数及びコードロックを獲
得する。特に、搬送波遅れが異なるＥＤＯＰＰ値を試行
することにより掃引される。異なるコード遅れは、バッ
ファ２２７、２２８及び２２９を調整することにより掃
引される。各コード及び周波数オフセットにおいて、相
関器２４０ａからの相関器出力ＩＡ、ＱＡ及び相関器２
４０ｂからの相関器出力ＩＢ、ＱＢが計算されて現在の
コード及び周波数が正しいかどうかが判定される。相関
器の出力が所定のしきい値と比較されて、衛星がロック
されているかどうかが決定される。ロックが指示されな
い場合には、次いで搬送波及びコード位相が試行される
。相関器２４０ａ及び２４０ｂはコード及び搬送波遅れ
毎に適当な時間だけ延ばされる。ＳＮ比が４５ｄＢＨｚ
以上の強い衛星に対する調査を行う場合には、ＰＲＮコ
ードエポックの１／４の延長時間が用いられる。弱い衛
星の場合には、ＰＲＮコードエポック時間にほぼ等しい
持続時間が用いられる。
がＳＥＬ回線を介してＰＲＮコード発生器２３０にロー
ドされる。全ての可能周波数及びコード位相遅れが連続
的に試みられて、チャネル２２ｎに対する割当てから受
信された衛星信号を備えた周波数及びコードロックを獲
得する。特に、搬送波遅れが異なるＥＤＯＰＰ値を試行
することにより掃引される。異なるコード遅れは、バッ
ファ２２７、２２８及び２２９を調整することにより掃
引される。各コード及び周波数オフセットにおいて、相
関器２４０ａからの相関器出力ＩＡ、ＱＡ及び相関器２
４０ｂからの相関器出力ＩＢ、ＱＢが計算されて現在の
コード及び周波数が正しいかどうかが判定される。相関
器の出力が所定のしきい値と比較されて、衛星がロック
されているかどうかが決定される。ロックが指示されな
い場合には、次いで搬送波及びコード位相が試行される
。相関器２４０ａ及び２４０ｂはコード及び搬送波遅れ
毎に適当な時間だけ延ばされる。ＳＮ比が４５ｄＢＨｚ
以上の強い衛星に対する調査を行う場合には、ＰＲＮコ
ードエポックの１／４の延長時間が用いられる。弱い衛
星の場合には、ＰＲＮコードエポック時間にほぼ等しい
持続時間が用いられる。
【００８５】相関器２４０に対する共通クロック回線Ｃ
ＬＤｘが、相関器２４０のモードに応じてＩＮＴ１、Ｉ
ＮＴ４又はＩＮＴ２０のいずれか一つになるように選択
される。例えば、初期の高速シークモードでは、ＩＮＴ
４信号が、相対的な相関器電力の速い指示を示すために
用いられる。一旦周波数ロック及びコード同期が確立さ
れた場合には、ＩＮＴ２０信号がこのタスクに当てられ
る時間を減じるために用いられる。位相に対する美長が
、個々のコード位相レジスタ２２６を増加又は減少させ
ることにより連続的に行われる（図５）。
ＬＤｘが、相関器２４０のモードに応じてＩＮＴ１、Ｉ
ＮＴ４又はＩＮＴ２０のいずれか一つになるように選択
される。例えば、初期の高速シークモードでは、ＩＮＴ
４信号が、相対的な相関器電力の速い指示を示すために
用いられる。一旦周波数ロック及びコード同期が確立さ
れた場合には、ＩＮＴ２０信号がこのタスクに当てられ
る時間を減じるために用いられる。位相に対する美長が
、個々のコード位相レジスタ２２６を増加又は減少させ
ることにより連続的に行われる（図５）。
【００８６】一旦正確に周波数及びコード位相がロック
されると、相関器２４０ｂが、スイッチ２５６を動かす
ことにより、（定刻、早発−後発）モードに切り換えら
れる。このモードでは、相関器２４０ｂの出力がコード
ロックを維持するために必要な場合に用いられる。早発
及び後発のＥ及びＬの間の遅れは、レジスタ２２６Ｐ及
び２２６Ｌの内容を調整することにより徐々に減少され
る（図５）。遅れを狭めることにより、早発−後発相関
器２４０ｂにより実行される識別機能の雑音レベルが減
少され、精度が高まる。
されると、相関器２４０ｂが、スイッチ２５６を動かす
ことにより、（定刻、早発−後発）モードに切り換えら
れる。このモードでは、相関器２４０ｂの出力がコード
ロックを維持するために必要な場合に用いられる。早発
及び後発のＥ及びＬの間の遅れは、レジスタ２２６Ｐ及
び２２６Ｌの内容を調整することにより徐々に減少され
る（図５）。遅れを狭めることにより、早発−後発相関
器２４０ｂにより実行される識別機能の雑音レベルが減
少され、精度が高まる。
【００８７】一旦、搬送波及びコードがロックされると
、データビットが有効であると考慮されて、定刻相関器
２４０ａからのＩＡ信号出力をサンプリングすることに
より復調可能である。
、データビットが有効であると考慮されて、定刻相関器
２４０ａからのＩＡ信号出力をサンプリングすることに
より復調可能である。
【００８８】上述の説明は本発明の特定の実施例を限定
するものではない。しかしながら、いくつかの又は全て
の本発明の効果を得るために、修正及び変更を加えるこ
とが可能である。したがって、特許請求の範囲は本発明
の精神と範囲としてかかる全ての修正及び変更を射程に
入れるものである。
するものではない。しかしながら、いくつかの又は全て
の本発明の効果を得るために、修正及び変更を加えるこ
とが可能である。したがって、特許請求の範囲は本発明
の精神と範囲としてかかる全ての修正及び変更を射程に
入れるものである。
【００８９】
【発明の効果】以上のような構成を有する本発明のシス
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにまた
、単一の共通ＲＦ段が必要とされるのみなので、本発明
は、他のタイプのシステムにつきもの成分整合のような
多くの問題を減じることが可能である。さらにまた、サ
ンプルは高率に処理されるので、大きなドップラーオフ
セットであっても補正可能である。さらに、これにより
比較的廉価なアナログ局所発信器回路を使用することが
可能となる。さらにまた、局所ＰＲＮコード発生器と搬
送波位相ロック回路を単一の数値制御発信器内で同期制
御することにより、精度が高く雑音の低い疑似レンジ測
定が可能になる。さらにまた、ＰＲＮコードの正確な追
跡があるので、搬送波の周期滑りが容易に検出され修正
可能であり、実時間差分測定が顕著に改良される。さら
にまた、局所発生搬送波とコード基準信号の間の発散が
検出可能であり、こうして、電離層歪みに対する相対的
発散補正が可能になる。さらにまた、確立密度関数検出
器によりジャミング信号が存在する場合の動作性能が改
良される。さらにまた、動的に構成可能な相関器により
、定常状態追跡の間に低雑音信号を発生させながらの高
速のコード及び搬送波獲得が可能になる。
テムはほぼ完全にディジタル化されており、共通のディ
ジタル信号が全ての受信機チャネルに送られるために、
本発明はチャネルのバイアス誤差を減じることが可能で
あり、従って、位置測定精度を向上させる。さらにまた
、単一の共通ＲＦ段が必要とされるのみなので、本発明
は、他のタイプのシステムにつきもの成分整合のような
多くの問題を減じることが可能である。さらにまた、サ
ンプルは高率に処理されるので、大きなドップラーオフ
セットであっても補正可能である。さらに、これにより
比較的廉価なアナログ局所発信器回路を使用することが
可能となる。さらにまた、局所ＰＲＮコード発生器と搬
送波位相ロック回路を単一の数値制御発信器内で同期制
御することにより、精度が高く雑音の低い疑似レンジ測
定が可能になる。さらにまた、ＰＲＮコードの正確な追
跡があるので、搬送波の周期滑りが容易に検出され修正
可能であり、実時間差分測定が顕著に改良される。さら
にまた、局所発生搬送波とコード基準信号の間の発散が
検出可能であり、こうして、電離層歪みに対する相対的
発散補正が可能になる。さらにまた、確立密度関数検出
器によりジャミング信号が存在する場合の動作性能が改
良される。さらにまた、動的に構成可能な相関器により
、定常状態追跡の間に低雑音信号を発生させながらの高
速のコード及び搬送波獲得が可能になる。
【図１】本発明に基づいて構成されたＰＲＮ受信機のブ
ロック図であり、周波数逓降変換器、サンプラ、チャネ
ル及びプロセッサ回路が示されている。
ロック図であり、周波数逓降変換器、サンプラ、チャネ
ル及びプロセッサ回路が示されている。
【図２】周波数逓降変換器回路の回路図である。
【図３】サンプラ回路の回路図である。
【図４】チャネル回路のブロック図である。
【図５】各チャネル回路で使用される搬送波／コード同
期化回路の回路図である。
期化回路の回路図である。
【図６】受信ＰＲＮ信号の各種部分の相対的な時間長さ
を示すタイミング図である。
を示すタイミング図である。
【図７】各チャネル回路で使用される相関器回路の回路
図である。
図である。
１０ 疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）レンジング受信機
１１ アンテナ １２ 周波数逓降変換器 １４ サンプラ １６ プロセッサ ２０ チャネルバス ２２ チャネル １６２ ＣＰＵ １６４ インタフェース １６６ 割込制御回路 １６８ タイマ
１１ アンテナ １２ 周波数逓降変換器 １４ サンプラ １６ プロセッサ ２０ チャネルバス ２２ チャネル １６２ ＣＰＵ １６４ インタフェース １６６ 割込制御回路 １６８ タイマ
Claims (9)
- 【請求項１】複数の疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）暗号化
信号から成る複合信号を復号するための受信機であって
：局所クロック信号を発生するための手段と；前記複合
信号及び局所クロック信号を受信するべく接続されて、
複合信号のディジタル同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サ
ンプルを出力するためのサンプリング回路と；ＰＲＮ暗
号化信号の１つを複合するためのチャネル回路と；から
成り、前記チャネル回路が、ドップラー変位評価信号を
発生するための手段と；Ｉ及びＱサンプルと、局所搬送
波基準信号と、局所コード基準信号を受信するべく接続
されて、コード調整信号を出力する相関器と；サンプル
クロック信号と、ドップラー変位評価信号と、コード調
整信号とを受信するべく接続されて、相互に同期された
搬送波基準信号とコード基準信号と一緒に搬送波基準信
号及びコード基準信号を出力するためのコード及び搬送
波同期化回路と；から成ることを特徴とする受信機。 - 【請求項２】前記チャネル回路が、さらに、搬送波基準
信号とコード基準信号の間の相対的歪みを決定するため
の手段を含むことを特徴とする、請求項１に記載の受信
機。 - 【請求項３】複数の疑似雑音（ＰＲＮ）暗号化信号から
成る複合信号を復号化するための受信機であって：局所
クロック信号を発生するための手段と；前記複合信号及
び局所クロック信号を受信するべく接続されて、複合信
号のディジタル同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サンプル
を出力するためのサンプリング回路と；ＰＲＮ暗号化信
号の１つを複合するためのチャネル回路と；から成り、
前記チャネル回路が、ドップラー変位評価信号を発生す
るための手段と；一対の相関器であって、それぞれがＩ
及びＱサンプルと局所ＰＲＮコードを受信するべく接続
されて、復号化信号を出力し、その場合に、相関器が、
第１モードとして早発及び後発相関器として、第２モー
ドして定刻及び早発−後発相関器として選択的に構成可
能であること；から成ることを特徴とする受信機。 - 【請求項４】前記相関器が第１モードのＰＲＮ暗号化の
エポック時間よりも短い積分時間を用いることを特徴と
する、請求項３に記載の受信機。 - 【請求項５】複数の疑似雑音（ＰＲＮ）暗号化信号から
成る複合信号を復号化するための受信機であって：局所
クロック信号を発生するための手段と；前記複合信号及
び局所クロック信号を受信するべく接続されて、複合信
号のディジタル同相（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サンプル
を出力するためのサンプリング回路と；ＰＲＮ暗号化信
号の１つを複合するためのチャネル回路と；から成り、
前記チャネル回路が、ドップラー変位評価信号を発生す
るための手段と；一対の相関器であって、それぞれがＩ
及びＱサンプルと局所ＰＲＮコードを受信するべく接続
されて、復号化信号を出力し、その場合に、相関器が動
的に遅れを選択可能であることと；から成ることを特徴
とする受信機。 - 【請求項６】複数の疑似雑音（ＰＲＮ）暗号化信号から
成る複合信号を復号化するための受信機であって：局所
クロック信号を発生するための手段と；前記複合信号を
受信するべく接続されて、利得制御入力を備え、さらに
、利得制御複合信号を出力するべく接続されている利得
制御回路と；前記利得制御複合信号と局所クロック信号
を受信するべく接続されて、複合信号のディジタル同相
（Ｉ）及び直角位相（Ｑ）サンプルを出力するためのサ
ンプリング回路と；ディジタルＩ及びＱサンプルの特定
の期待絶対値に関連するカウンタを含む複数のカウンタ
であり、該カウンタが対応する大きさを有するＩ又はＱ
サンプルが前記サンプリング回路により出力される度に
増分されるように構成されていることと；カウンタの値
を読み出し、利得制御回路の利得制御入力を調整するた
めの手段と；から成ることを特徴とする受信機。 - 【請求項７】カウンタの値を読み出し、それらを相対的
大きさと比較して、連続波ジャミング信号が複合信号に
存在するかどうかを決定するための手段と；ジャミング
信号が存在する場合には、サンプリング回路に対する正
負のピーク値入力が最下位の正負の出力値に対応するよ
うに、利得制御入力を調整するための手段をさらに含む
ことを特徴とする、請求項６に記載の受信機。 - 【請求項８】複数の伝送疑似ランダム雑音（ＰＲＮ）暗
号化信号から成る複合無線周波数（ＲＦ）を復調し復号
するための受信機であって：前記複合ＲＦ信号を受信し
、複合中間周波数（ＩＦ）信号を出力するべく接続され
たＲＦ周波数逓降変換器と；局所サンプルクロック信号
を出力するための手段と；前記複合ＩＦ信号と前記局所
サンプルクロック信号を受信し、前記複合ＩＦ信号のデ
ィジタル同相（Ｉ）サンプル及び直角位相（Ｑ）サンプ
ルを出力するべく接続されたサンプリング回路と；複数
のチャネル回路であって、その各々が前記伝送ＰＲＮ暗
号化信号の１つを復調及び復号するためのものであって
、他のチャネル回路と並列に接続されて、各チャネル回
路が他のチャネル回路と同時に前記Ｉサンプル及びＱサ
ンプルを受信可能なことと；から成る受信機において、
前記各チャネル回路が：期待搬送波位相信号を出力する
ための手段と；前記サンプル信号と前記期待搬送波位相
信号と同期化調整信号とを受信するべく接続され、及び
蓄積搬送波位相信号とＰＲＮコード位相制御信号とを出
力するべく接続され、さらに、前記蓄積搬送波位相信号
及びコード位相信号が相互に同期されてなる、同期化回
路と；前記Ｉ及びＱサンプル信号を同時に復調及び復号
するための手段を含み、前記Ｉサンプルと前記Ｑサンプ
ルと前記局所基準ＰＲＮコード信号と前記蓄積搬送波位
相信号とを受信するべく接続されて、前記復調手段が前
記Ｉ及びＱサンプルを前記搬送波位相信号により指示さ
れる量だけ位相回転するためのものであり、前記復調手
段が前記Ｉ及びＱサンプルに前記局所基準ＰＲＮコード
信号を乗じるためのものであり、かくして復号Ｉ及びＱ
サンプルを出力するための復号及び搬送波回転手段と；
前記復号Ｉ及びＱサンプルを受信するべく接続されて、
第１及び第２コード位相遅れの相関電力レベルを判定し
、前記第１及び第２位相遅れの前記相関電力レベルを比
較することにより前記同期化回路に前記同期化調整信号
を出力するための相関手段と；から成ることを特徴とす
る受信機。 - 【請求項９】前記サンプリング回路が０、±１、±２、
±３の範囲の値を備えたディジタル同相（Ｉ）及び直角
位相（Ｑ）を発生し、前記利得制御入力調整手段がディ
ジタル値０及び±１に応答して正負のピーク値を調整す
ることを特徴とする、請求項７に記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/619,316 US5101416A (en) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | Multi-channel digital receiver for global positioning system |
| US619316 | 1990-11-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04269682A true JPH04269682A (ja) | 1992-09-25 |
| JP2931462B2 JP2931462B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=24481384
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3312556A Expired - Lifetime JP2931462B2 (ja) | 1990-11-28 | 1991-11-27 | 全地球位置発見システム用多重チャネルディジタル受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5101416A (ja) |
| EP (1) | EP0488739B2 (ja) |
| JP (1) | JP2931462B2 (ja) |
| CA (1) | CA2055105C (ja) |
| DE (2) | DE69121066T3 (ja) |
| SG (1) | SG43678A1 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2000249754A (ja) * | 1999-02-04 | 2000-09-14 | Conexant Systems Inc | Ｇｐｓ受信機用のジャミング検出およびブランキング |
| JP2002524749A (ja) * | 1998-09-09 | 2002-08-06 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | メモリ制限環境中の位置特定 |
| JP2003514425A (ja) * | 1999-11-10 | 2003-04-15 | アイティーティー・マニュファクチュアリング・エンタープライゼズ・インコーポレーテッド | 順次捕捉、マルチバンド、マルチチャネル、整合型フィルタ |
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| KR100742145B1 (ko) * | 1998-09-09 | 2007-07-24 | 퀄컴 인코포레이티드 | 효율적인 회전자를 이용하여 위치측정을 수행하기 위한 수신기 |
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| JP2009515187A (ja) * | 2005-11-08 | 2009-04-09 | ナヴコム テクノロジー インコーポレイテッド | 衛星航法受信機用のサンプリング閾値及び利得 |
| JP2010169683A (ja) * | 2009-01-21 | 2010-08-05 | O2 Micro Inc | 信号プロセッサを有するナビゲーションシステム |
| US10101463B2 (en) | 2015-02-12 | 2018-10-16 | Seiko Epson Corporation | Correlation processing method, correlation processing circuit |
Families Citing this family (141)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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