JPH04278B2 - - Google Patents
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- JPH04278B2 JPH04278B2 JP58165407A JP16540783A JPH04278B2 JP H04278 B2 JPH04278 B2 JP H04278B2 JP 58165407 A JP58165407 A JP 58165407A JP 16540783 A JP16540783 A JP 16540783A JP H04278 B2 JPH04278 B2 JP H04278B2
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- JP
- Japan
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- coefficient
- linear prediction
- circuit
- autocorrelation
- prediction
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【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は高能率音声符号化装置に関する。特
に、音声適応予測符号化装置における線形予測係
数抽出回路に関する。
に、音声適応予測符号化装置における線形予測係
数抽出回路に関する。
第１図および第２図は従来例の音声適応予測符
号化および復合化装置の構成を示すブロツク構成
図である。この装置の復号音声信号対量子化雑音
電力比を最大にする最適線形予測係数（以下予測
係数）の値は、また図の量子化器１３の入力信号
である残差信号γoの電力値をも最小にする値であ
ることは知られている。
号化および復合化装置の構成を示すブロツク構成
図である。この装置の復号音声信号対量子化雑音
電力比を最大にする最適線形予測係数（以下予測
係数）の値は、また図の量子化器１３の入力信号
である残差信号γoの電力値をも最小にする値であ
ることは知られている。
さて図において、この残差信号γo１０１の電力
を最小にする予測係数を求める解法を次に述べる
と、遅延回路１２から出力する音声信号系列１０
１を｛xo｝、線形予測係数抽出回路１５に演算し
線形予測回路１４に与えるｐ次の予測係数１０４
を｛a1、a2、…、ap｝、量子化器１３の入力すな
わち残差信号系列１０２を｛γo｝、量子化器によ
り生成される量子化雑音系列を｛qo｝（ただし、
添字ｎはサンプル時点を意味する）とすると、次
式(1)が成立する。
を最小にする予測係数を求める解法を次に述べる
と、遅延回路１２から出力する音声信号系列１０
１を｛xo｝、線形予測係数抽出回路１５に演算し
線形予測回路１４に与えるｐ次の予測係数１０４
を｛a1、a2、…、ap｝、量子化器１３の入力すな
わち残差信号系列１０２を｛γo｝、量子化器によ
り生成される量子化雑音系列を｛qo｝（ただし、
添字ｎはサンプル時点を意味する）とすると、次
式(1)が成立する。
γo＝xo−P
〓i=1
ai（xo-i＋qo-i） ……(1)
次に、量子化器１３のないときの残差信号系列
｛eo｝につき成立する次式(2) eo＝xo−P 〓i=1 aixo-i ……(2) を(1)に代入すると、次式(3)を得る。
｛eo｝につき成立する次式(2) eo＝xo−P 〓i=1 aixo-i ……(2) を(1)に代入すると、次式(3)を得る。
γo＝eo−P
〓i=1
aiqo-i ……(3)
(3)式の各項の期待値は(4)式で表はせる。
Ｅ〔γo 2〕＝Ｅ〔eo 2〕＋σq 2 P
〓i=1
ai 2 ……(4)
ただし上式にて
σq 2＝Ｅ〔qo 2〕とする。
ところで、上記の量子化雑音電力σq 2は、予測
係数｛a1、a2、…、ap｝の関数であるために、前
述のように(4)式から予測係数｛a1、a2、…、ap｝
を求めるのに非線形方程式を解くこととなり解を
求めることが困難である。
係数｛a1、a2、…、ap｝の関数であるために、前
述のように(4)式から予測係数｛a1、a2、…、ap｝
を求めるのに非線形方程式を解くこととなり解を
求めることが困難である。
そこで従来技術による第３図に示す線形予測係
数抽出回路にての演算では、 Ｅ〔eo 2〕≫σq 2 P 〓i=1 ai 2 ……(5) と仮定して(4)式を解き、Ｅ〔eo 2〕を最小とする予
測係数を求めていた。
数抽出回路にての演算では、 Ｅ〔eo 2〕≫σq 2 P 〓i=1 ai 2 ……(5) と仮定して(4)式を解き、Ｅ〔eo 2〕を最小とする予
測係数を求めていた。
すなわち、次の線形方程式を解くことで求めら
れていた。
れていた。
φa＝ ……(6)
ただし
自己相関行列、
φ＝0 1
●
●p-1
1 0
●
●
● ●
●
●
●
● ●
●
●
●1
p-1
●
●1 0
ａ＝〔a1、a2、…、ap〕T
＝〔1、2、…、p〕T
また｛p｝は短時間自己相関係数抽出回路３
１が出力する短時間自己相関係数３０１、｛ap｝
は予測係数抽出回路３２が出力する予測係数３０
２とする。
１が出力する短時間自己相関係数３０１、｛ap｝
は予測係数抽出回路３２が出力する予測係数３０
２とする。
またＴは転置を意味する記号とする。
しかし符号化速度10〜20キロビツト／秒程度の
音声適応予測符号化装置では、 Ｅ〔eo 2〕／σq 210〜15dB 程度であり、音声を切出す区間によつてはP 〓i=1 ai 2の値が100程度になり得るので前記仮定(5)は必
ずしも成立しない。
音声適応予測符号化装置では、 Ｅ〔eo 2〕／σq 210〜15dB 程度であり、音声を切出す区間によつてはP 〓i=1 ai 2の値が100程度になり得るので前記仮定(5)は必
ずしも成立しない。
したがつて、従来技術による線形予測係数抽出
回路を用いた音声適応予測符号化装置では、量子
化雑音のフイードバツクにより、量子化器のない
時の予測利得 Ｅ〔xo 2〕／Ｅ〔eo 2〕 に比べ実際の予測利得 Ｅ〔xo 2〕／Ｅ（γo 2〕 の劣化が大きい欠点があつた。
回路を用いた音声適応予測符号化装置では、量子
化雑音のフイードバツクにより、量子化器のない
時の予測利得 Ｅ〔xo 2〕／Ｅ〔eo 2〕 に比べ実際の予測利得 Ｅ〔xo 2〕／Ｅ（γo 2〕 の劣化が大きい欠点があつた。
さらに、従来技術の線形予測係数抽出回路の演
算に使用される自己相関行列φは理論的には
（半）正定値行列であるが、行列φが小さな固有
値を持つ時には、自己相関係数の計算に大きな演
算精度をもたせないと、行列φが特異あるいは不
定値となり、意味のある予測係数が抽出できない
欠点もあつた。
算に使用される自己相関行列φは理論的には
（半）正定値行列であるが、行列φが小さな固有
値を持つ時には、自己相関係数の計算に大きな演
算精度をもたせないと、行列φが特異あるいは不
定値となり、意味のある予測係数が抽出できない
欠点もあつた。
本発明の目的は従来技術の欠点である予測利得
の劣化を小さく抑え、かつ、自己相関行列の不定
値化を防止して、安定な線形予測係数を抽出する
線形予測係数抽出回路を提供することにある。
の劣化を小さく抑え、かつ、自己相関行列の不定
値化を防止して、安定な線形予測係数を抽出する
線形予測係数抽出回路を提供することにある。
本発明の線形予測係数抽出回路は、音声適応予
測符号化および復号化装置に含まれる次数ｐの線
形予測を行う線形予測回路に接続され、 ５ミリ秒ないし40ミリ秒の規定時区間毎に時間
窓によつて切り出された音声信号系列の短時間自
己相関係数 ｛0、1、…、i、…、p｝ （ただし添字ｉは上記音声信号系列時間遅れを示
す。） を出力する自己相関係数抽出手段と、 上記短時間自己相関係数に対し、 0′＝（１＋g1）0（g1は正定数） i′＝i（ｉ＝１、２、…、ｐ） なる修正を行う自己相関係数修正手段と、 上記自己相関係数修正手段により修正された短
時間自己相関係数 ｛0′、1′、2′、…、p′｝ に対し量子化雑音のない時の平均二乗予測誤差を
最小とする線形予測係数を出力する線形予測係数
抽出手段と を備えたことを特徴とする。
測符号化および復号化装置に含まれる次数ｐの線
形予測を行う線形予測回路に接続され、 ５ミリ秒ないし40ミリ秒の規定時区間毎に時間
窓によつて切り出された音声信号系列の短時間自
己相関係数 ｛0、1、…、i、…、p｝ （ただし添字ｉは上記音声信号系列時間遅れを示
す。） を出力する自己相関係数抽出手段と、 上記短時間自己相関係数に対し、 0′＝（１＋g1）0（g1は正定数） i′＝i（ｉ＝１、２、…、ｐ） なる修正を行う自己相関係数修正手段と、 上記自己相関係数修正手段により修正された短
時間自己相関係数 ｛0′、1′、2′、…、p′｝ に対し量子化雑音のない時の平均二乗予測誤差を
最小とする線形予測係数を出力する線形予測係数
抽出手段と を備えたことを特徴とする。
すなわち本発明は、音声の自己相関係数に対し
て簡単な修正を施すことにより、等価的に量子化
雑音のフイードバツク利得を制限し、予測利得の
劣化を小さく抑えることを特徴とする。
て簡単な修正を施すことにより、等価的に量子化
雑音のフイードバツク利得を制限し、予測利得の
劣化を小さく抑えることを特徴とする。
本発明は第(4)式に代わり量子化雑音のない時の
予測誤差電力Ｅ〔eo 2〕と量子化雑音のフイード バツク利得P 〓i=1 ai 2の重みつき平均との和である、 Ｅ〔eo 2〕＋g1 0P 〓i=1 ai 2 ……(7) を最小にする方法を用いたものである。
予測誤差電力Ｅ〔eo 2〕と量子化雑音のフイード バツク利得P 〓i=1 ai 2の重みつき平均との和である、 Ｅ〔eo 2〕＋g1 0P 〓i=1 ai 2 ……(7) を最小にする方法を用いたものである。
すなわち、第(7)式に第(2)式を代入してal（ｌ＝
１、２、…、ｐ）で偏微分して０とおくと、 P 〓i=1 aiＥ〔xo-lxo-i〕 ＋Ｅ〔xoxo-l〕 ＋g1 0al＝０ P 〓i=1 ai|l-i|＋（１＋g1）0al ＝l （ｌ＝１、…、ｐ） となり、第(6)式において0←（１＋g1）0とおき
かえた場合と一致する。
１、２、…、ｐ）で偏微分して０とおくと、 P 〓i=1 aiＥ〔xo-lxo-i〕 ＋Ｅ〔xoxo-l〕 ＋g1 0al＝０ P 〓i=1 ai|l-i|＋（１＋g1）0al ＝l （ｌ＝１、…、ｐ） となり、第(6)式において0←（１＋g1）0とおき
かえた場合と一致する。
したがつて本発明では(7)式の係数g1を適値に選
ぶことにより、第(4)式の値を最小とする最適な予
測係数を求める演算を行うものであり、第(4)式の
σq 2は｛ai｝の関数であるのに対し、第(7)式の
g1 0は｛ai｝に関しては定数であることに着目し
たものである。
ぶことにより、第(4)式の値を最小とする最適な予
測係数を求める演算を行うものであり、第(4)式の
σq 2は｛ai｝の関数であるのに対し、第(7)式の
g1 0は｛ai｝に関しては定数であることに着目し
たものである。
また、本発明は自己相関行列φの固有値をλ1、
λ2、…、λpとする時 λi′＝λi＋g1 0(i=1、2、…、p) ……(8) と修正する方法を用いたものと考えることもでき
るため、g1を適当に選ぶことで大きな固有値をあ
まり変化させずに小さな固有値のみを修正するこ
とができる。
λ2、…、λpとする時 λi′＝λi＋g1 0(i=1、2、…、p) ……(8) と修正する方法を用いたものと考えることもでき
るため、g1を適当に選ぶことで大きな固有値をあ
まり変化させずに小さな固有値のみを修正するこ
とができる。
第(8)式については
LTφL＝Λ＝λ1 ● ● ０
● λ2 ● ●
● ● ● ●
０ ● ● λp
LTφ′L＝LT(φ+g1 0I)Ｌ
＝Λ＋g1 0I
＝λ1＋g1 0
●
●
０ ●
λ2＋g1 0
●
● ●
●
●
● ０
●
●
λp＋g1 0
なる関係より説明できる。ただしＬは直行行列、
Ｉは単位行列である。
Ｉは単位行列である。
次に本発明の実施例回路について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
第４図は本発明の実施例回路を示すブロツク構
成図である。実施例回路は、図に示すように音声
信号xoを入力とし短時間自己相関係数信号（以降
単に自己相関係数と呼ぶ）４０１を出力する回路
構成の短時間自己相関係数抽出回路４１と自己相
関係数４０１を入力とし、修正した自己相関係数
信号４０２を出力とする回路構成の自己相関係数
修正回路４２と修正された自己相関係数信号４０
２を入力とし、これに基づいた予測係数４０３を
出力する回路構成の予測係数抽出回路４３とを備
えている。
成図である。実施例回路は、図に示すように音声
信号xoを入力とし短時間自己相関係数信号（以降
単に自己相関係数と呼ぶ）４０１を出力する回路
構成の短時間自己相関係数抽出回路４１と自己相
関係数４０１を入力とし、修正した自己相関係数
信号４０２を出力とする回路構成の自己相関係数
修正回路４２と修正された自己相関係数信号４０
２を入力とし、これに基づいた予測係数４０３を
出力する回路構成の予測係数抽出回路４３とを備
えている。
次に各回路の動作について説明すると、短時間
自己相関係数計算回路４１にて次の演算が行われ
る。まず第(8)式に示すように音声信号系列｛xo｝
と時間窓｛Wi｝K i=-Kとの積を求めて、５ミリ秒〜
40ミリ秒の一定時間長の音声を切り出す。
自己相関係数計算回路４１にて次の演算が行われ
る。まず第(8)式に示すように音声信号系列｛xo｝
と時間窓｛Wi｝K i=-Kとの積を求めて、５ミリ秒〜
40ミリ秒の一定時間長の音声を切り出す。
xo′+k＝Wkxo+k(k=-K、…、K) ……(8)
次にこの時間窓により切り出された音声x′に対
し、次に示す第(9)式により自己相関係数信号４０
１を求める。
し、次に示す第(9)式により自己相関係数信号４０
１を求める。
l＝o+K
〓i=n-K
x′ix′i+l ……(9)
この自己相関係数信号４０１を自己相関係数修
正回路４２に出力する。
正回路４２に出力する。
次に、自己相関係数修正回路４２は次式により
自己相関係数を修正する演算を行い修正された自
己相関係数信号４０２を予測係数抽出回路４３に
出力する。
自己相関係数を修正する演算を行い修正された自
己相関係数信号４０２を予測係数抽出回路４３に
出力する。
0′＝（１＋g1）0（g1は正定数）
i′＝i（ｉ＝１、２、…、ｐ）
次に予測係数抽出回路４３は修正された自己相
関係数信号４０２に対し、次の方程式(10)を解き、
量子化雑音のない時の平均二乗予測誤差を最小に
する予測係数信号４０３を音声適応予測符号化装
置に与える。
関係数信号４０２に対し、次の方程式(10)を解き、
量子化雑音のない時の平均二乗予測誤差を最小に
する予測係数信号４０３を音声適応予測符号化装
置に与える。
φ′a＝′ ……(10)
ただし
φ′＝0 1
●p-1
1 0
●
● ●
●
●1
p-1
●1 0
ａ＝〔a1、a2、…、ap〕T
′＝〔1′、2′、…、p′〕T
次に、本発明の線形予測係数抽出回路の使用例
を説明する。
を説明する。
第１の例として、第１図と第２図とに示すよう
な音声適応予測符号化および復号化装置の線形予
測回路１４，２４にて、本発明実施例回路により
抽出された予測係数４０３を用いることができ
る。
な音声適応予測符号化および復号化装置の線形予
測回路１４，２４にて、本発明実施例回路により
抽出された予測係数４０３を用いることができ
る。
次に第５図、第６図は音声適応予測符号化およ
び復号化装置において線形予測にかかわる回路を
取り出して示した図面である。
び復号化装置において線形予測にかかわる回路を
取り出して示した図面である。
第５図の予測回路(1)５１と予測回路(2)５２の係
数が等しい時、第５図の回路は第１図の回路と等
価になるが、係数が等しくない時は、量子化雑音
のフイードバツク利得に関係する。第５図の第２
の予測回路５２に実施例回路が演算出力する予測
係数信号４０３を使用し、量子化雑音のフイード
バツク利得に関連しない第５図の第一の予測回路
４１および第６図の予測回路６１においては従来
の方式による、修正前の自己相関係数より求めた
予測係数信号３０２を用いることにより、量子化
雑音整形を効果的に行うことができる。
数が等しい時、第５図の回路は第１図の回路と等
価になるが、係数が等しくない時は、量子化雑音
のフイードバツク利得に関係する。第５図の第２
の予測回路５２に実施例回路が演算出力する予測
係数信号４０３を使用し、量子化雑音のフイード
バツク利得に関連しない第５図の第一の予測回路
４１および第６図の予測回路６１においては従来
の方式による、修正前の自己相関係数より求めた
予測係数信号３０２を用いることにより、量子化
雑音整形を効果的に行うことができる。
本発明は、アナログ音声の符号化に伴う量子化
雑音のフイードバツク利得を制限し、予測利得の
劣化を小さく抑えて良質の音声出力を復元する効
果がある。
雑音のフイードバツク利得を制限し、予測利得の
劣化を小さく抑えて良質の音声出力を復元する効
果がある。
第１図は音声適応予測符号化装置のブロツク構
成図。第２図は第１図の符号化装置に対応する復
号化装置のブロツク構成図。第３図は従来技術に
よる線形予測係数抽出回路のブロツク図。第４図
は本発明の実施例回路の構成を示すブロツク構成
図。第５図、第６図は本発明の実施例回路を応用
した音声符号化・復号化装置の主要部分を示すブ
ロツク構成図。 １１……アナログ／デジタル変換器、１２……
遅延回路、１３，５３……量子化器、１４……線
形予測回路、１５，５１，５２，６１線形予測係
数抽出回路、１６……量子化ステツプ計算回路、
１７……マルチプレクサ、２１……デマルチプレ
クサ、２２……量子化ステツプ復号回路、２３…
…量子化ステツプ掛算回路、２４……線形予測回
路、２５……線形予測係数復号回路、２６……デ
イジタル／アナログ変換器、３１，４１……自己
相関係数抽出回路、４２……自己相関係数修正回
路、３２，４３……予測係数抽出回路、１０１…
…音声信号系列、１０２……残差信号系列、３０
１，４０１……自己相関係数、４０２……修正さ
れた自己相関係数、３０２，４０３……線形予測
係数。
成図。第２図は第１図の符号化装置に対応する復
号化装置のブロツク構成図。第３図は従来技術に
よる線形予測係数抽出回路のブロツク図。第４図
は本発明の実施例回路の構成を示すブロツク構成
図。第５図、第６図は本発明の実施例回路を応用
した音声符号化・復号化装置の主要部分を示すブ
ロツク構成図。 １１……アナログ／デジタル変換器、１２……
遅延回路、１３，５３……量子化器、１４……線
形予測回路、１５，５１，５２，６１線形予測係
数抽出回路、１６……量子化ステツプ計算回路、
１７……マルチプレクサ、２１……デマルチプレ
クサ、２２……量子化ステツプ復号回路、２３…
…量子化ステツプ掛算回路、２４……線形予測回
路、２５……線形予測係数復号回路、２６……デ
イジタル／アナログ変換器、３１，４１……自己
相関係数抽出回路、４２……自己相関係数修正回
路、３２，４３……予測係数抽出回路、１０１…
…音声信号系列、１０２……残差信号系列、３０
１，４０１……自己相関係数、４０２……修正さ
れた自己相関係数、３０２，４０３……線形予測
係数。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 音声適応予測符号化および復号化装置に含ま
れる次数ｐの線形予測を行う線形予測回路に接続
され、 規定時区間毎に時間窓によつて切り出された音
声信号系列の短時間自己相関係数 ｛0、1、…i、…、p｝ （ただし、添字ｉは上記音声信号系列時間遅れを
示す。） を出力する自己相関係数抽出手段と、 上記短時間自己相関係数に対し、 0′＝（１＋g1）0（g1は正定数） i′＝i（ｉ＝１、２、…、ｐ） なる修正を行う自己相関係数修正手段と、 上記自己相関係数修正手段により修正された短
時間自己相関係数 ｛0′、1′、2′、…、p′｝ に対し量子化雑音のない時の平均二乗予測誤差を
最小とする線形予測係数を出力する線形予測係数
抽出手段と を備えたことを特徴とする線形予測係数抽出回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58165407A JPS6057400A (ja) | 1983-09-08 | 1983-09-08 | 線形予測係数抽出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58165407A JPS6057400A (ja) | 1983-09-08 | 1983-09-08 | 線形予測係数抽出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6057400A JPS6057400A (ja) | 1985-04-03 |
| JPH04278B2 true JPH04278B2 (ja) | 1992-01-06 |
Family
ID=15811819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58165407A Granted JPS6057400A (ja) | 1983-09-08 | 1983-09-08 | 線形予測係数抽出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6057400A (ja) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4991413U (ja) * | 1972-12-04 | 1974-08-08 | ||
| JPS5228582Y2 (ja) * | 1973-08-22 | 1977-06-29 | ||
| JPS5089416U (ja) * | 1973-12-17 | 1975-07-29 | ||
| JPS5243522U (ja) * | 1975-08-27 | 1977-03-28 | ||
| JPS5919359B2 (ja) * | 1980-12-26 | 1984-05-04 | 富士通株式会社 | パコ−ル形音声合成器 |
| JPS5889382U (ja) * | 1981-12-09 | 1983-06-17 | キヤノン株式会社 | とじ込みフアイル |
-
1983
- 1983-09-08 JP JP58165407A patent/JPS6057400A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6057400A (ja) | 1985-04-03 |
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