JPH04290965A - 電流検知回路 - Google Patents
電流検知回路Info
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- JPH04290965A JPH04290965A JP3265145A JP26514591A JPH04290965A JP H04290965 A JPH04290965 A JP H04290965A JP 3265145 A JP3265145 A JP 3265145A JP 26514591 A JP26514591 A JP 26514591A JP H04290965 A JPH04290965 A JP H04290965A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
- G01R31/2607—Circuits therefor
- G01R31/2621—Circuits therefor for testing field effect transistors, i.e. FET's
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチとして動作さ
れる金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ
ＳＦＥＴ）装置の使用に関する技術である。
れる金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ
ＳＦＥＴ）装置の使用に関する技術である。
【０００２】
【従来の技術】ＭＯＳＦＥＴは、集積回路（ＩＣ）適用
において使用するための良好なパワースイッチを形成す
る。典型的に、パワーＭＯＳＦＥＴは、多数の小型のト
ランジスタをシリコン基板内に製造し次いでアルミニウ
ムＩＣメタリゼーションによってそれらを並列的に接続
することにより形成される。数千個のこの様な個別的な
トランジスタを並列接続することにより、その結果得ら
れるパワーＭＯＳＦＥＴは大きなアンペアの電流をスイ
ッチすることが可能である。そのオン抵抗は１Ωのうち
の僅かの部分である。この様なパワーＭＯＳＦＥＴはＩ
Ｃチップ上で自己分離させ且つ従来のバイポーラ接合ト
ランジスタ（ＢＪＴ）処理及び相補的金属−酸化物−半
導体（ＣＭＯＳ）製造技術を使用して他の要素と結合さ
せ、いわゆる「スマートスイッチ」の開発においてパワ
ーＭＯＳＦＥＴを動作させ且つ制御する回路を提供する
ことが可能である。
において使用するための良好なパワースイッチを形成す
る。典型的に、パワーＭＯＳＦＥＴは、多数の小型のト
ランジスタをシリコン基板内に製造し次いでアルミニウ
ムＩＣメタリゼーションによってそれらを並列的に接続
することにより形成される。数千個のこの様な個別的な
トランジスタを並列接続することにより、その結果得ら
れるパワーＭＯＳＦＥＴは大きなアンペアの電流をスイ
ッチすることが可能である。そのオン抵抗は１Ωのうち
の僅かの部分である。この様なパワーＭＯＳＦＥＴはＩ
Ｃチップ上で自己分離させ且つ従来のバイポーラ接合ト
ランジスタ（ＢＪＴ）処理及び相補的金属−酸化物−半
導体（ＣＭＯＳ）製造技術を使用して他の要素と結合さ
せ、いわゆる「スマートスイッチ」の開発においてパワ
ーＭＯＳＦＥＴを動作させ且つ制御する回路を提供する
ことが可能である。
【０００３】本願出願人へ譲渡されている１９８９年２
月２３日に出願された「ＤＣ又はステッパモータの電流
検知（ＣＵＲＲＥＮＴ ＳＥＮＳＩＮＧ ＯＦ
Ａ ＤＣＯＲ Ａ ＳＴＥＰＰＥＲ ＭＯＴＯ
Ｒ）」という名称の米国特許出願第３１４，３３４号は
、ＭＯＳＦＥＴの１形態であるパワーＤＭＯＳＴ（拡散
型金属−酸化物−半導体トランジスタ）内を流れる電流
を検知する回路を記載している。そのＤＭＯＳＴは、パ
ワーＤＭＯＳＴ電流の一部を表わすセンス（検知）電流
を与える別体の電流センスエミッタと共に構成されてい
る。
月２３日に出願された「ＤＣ又はステッパモータの電流
検知（ＣＵＲＲＥＮＴ ＳＥＮＳＩＮＧ ＯＦ
Ａ ＤＣＯＲ Ａ ＳＴＥＰＰＥＲ ＭＯＴＯ
Ｒ）」という名称の米国特許出願第３１４，３３４号は
、ＭＯＳＦＥＴの１形態であるパワーＤＭＯＳＴ（拡散
型金属−酸化物−半導体トランジスタ）内を流れる電流
を検知する回路を記載している。そのＤＭＯＳＴは、パ
ワーＤＭＯＳＴ電流の一部を表わすセンス（検知）電流
を与える別体の電流センスエミッタと共に構成されてい
る。
【０００４】前述した特許出願は、更に、「Ｈスイッチ
」形態として知られる構成を記載している。この場合、
４個のパワーＤＭＯＳＴが一体的に結合され、従って４
個の垂直なＨ脚部の各々がパワースイッチから構成され
ており、且つ横線は負荷がスイッチされていることを表
わしている。対角線上に位置したＤＭＯＳＴは制御回路
により一緒にターンオフ及びオンされ、従って電流は負
荷を介して何れの方向にも通過させることが可能である
。この負荷電流は、ＤＭＯＳＴをスイッチさせるために
使用されるパルスのデューティサイクルによって制御す
ることが可能である。
」形態として知られる構成を記載している。この場合、
４個のパワーＤＭＯＳＴが一体的に結合され、従って４
個の垂直なＨ脚部の各々がパワースイッチから構成され
ており、且つ横線は負荷がスイッチされていることを表
わしている。対角線上に位置したＤＭＯＳＴは制御回路
により一緒にターンオフ及びオンされ、従って電流は負
荷を介して何れの方向にも通過させることが可能である
。この負荷電流は、ＤＭＯＳＴをスイッチさせるために
使用されるパルスのデューティサイクルによって制御す
ることが可能である。
【０００５】従来のＤＭＯＳＴは、デバイスを両方向に
導通状態とさせる電流スナッバ（緩衝装置）として作用
することの可能なシャントダイオードを組込んでいる。 ＤＭＯＳＴがターンオンされると、それは、そのドレイ
ンとソースとの間で電流を導通させ、且つ比較的低い電
圧降下を有している。逆極性においては、該シャントダ
イオードが導通状態となり、従って公知のＶＢＥ電圧降
下を発生する。このことは、ＤＭＯＳＴが両面的に導通
状態となり且つ両方向において小さな電圧降下を発生す
ることを意味している。
導通状態とさせる電流スナッバ（緩衝装置）として作用
することの可能なシャントダイオードを組込んでいる。 ＤＭＯＳＴがターンオンされると、それは、そのドレイ
ンとソースとの間で電流を導通させ、且つ比較的低い電
圧降下を有している。逆極性においては、該シャントダ
イオードが導通状態となり、従って公知のＶＢＥ電圧降
下を発生する。このことは、ＤＭＯＳＴが両面的に導通
状態となり且つ両方向において小さな電圧降下を発生す
ることを意味している。
【０００６】従来のスマートスイッチにおいては、電流
検知はＤＭＯＳＴ導通状態を表わす出力を供給する。Ｈ
スイッチが関与する場合には、全体的な電流の流れが検
知される。デバイスのデジタルスイッチング動作をより
よく制御するために全体的な電流とは独立的に電流上で
ＤＭＯＳＴを検知することが可能であることが望ましい
。
検知はＤＭＯＳＴ導通状態を表わす出力を供給する。Ｈ
スイッチが関与する場合には、全体的な電流の流れが検
知される。デバイスのデジタルスイッチング動作をより
よく制御するために全体的な電流とは独立的に電流上で
ＤＭＯＳＴを検知することが可能であることが望ましい
。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した如
き従来技術の欠点を解消し、ＤＭＯＳＴパワースイッチ
のオン電流を表わす出力を発生する回路を提供すること
を目的とする。本発明の別の目的とするところは、ＤＭ
ＯＳＴの順方向導通及びその逆方向導通を別々に表わす
出力を発生するＤＭＯＳＴと関連した回路を提供するこ
とである。本発明の更に別の目的とするところは、順方
向ＤＭＯＳＴ導通に対し且つ逆方向乃至はシャントダイ
オード導通に対し別々に関連する出力を与える関連回路
と共にパワーＤＭＯＳＴを有するＩＣを提供することで
ある。
き従来技術の欠点を解消し、ＤＭＯＳＴパワースイッチ
のオン電流を表わす出力を発生する回路を提供すること
を目的とする。本発明の別の目的とするところは、ＤＭ
ＯＳＴの順方向導通及びその逆方向導通を別々に表わす
出力を発生するＤＭＯＳＴと関連した回路を提供するこ
とである。本発明の更に別の目的とするところは、順方
向ＤＭＯＳＴ導通に対し且つ逆方向乃至はシャントダイ
オード導通に対し別々に関連する出力を与える関連回路
と共にパワーＤＭＯＳＴを有するＩＣを提供することで
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、従来の
プレーナ処理技術を使用してシリコン基板内にパワーＤ
ＭＯＳＴを構成し、且つ関連するメタリゼーションを所
定の形態とさせて、ＤＭＯＳＴドレイン内に低い値のセ
ンス抵抗を設ける。この抵抗を横断して発生する電圧は
、ＤＭＯＳＴ導通状態に比例する大きさを有すると共に
、導通モードを表わす極性を有している。一方の極性は
、ＭＯＳＦＥＴとしてのＤＭＯＳＴ導通を表わし、且つ
他方の極性はシャントダイオード導通を表わす。該セン
ス抵抗は、差動増幅器（ｄｉｆｆ−ａｍｐ）の入力端へ
結合されており、該差動増幅器の出力は、大きさ及び極
性がＤＭＯＳＴ順方向導通及びそのシャントダイオード
逆導通と関連している。該差動増幅器は、エミッタ駆動
される従来のバイポーラトランジスタ対入力段を組込ん
でおり、それはトランジスタ対ベース間に結合されてい
る本体抵抗を有している。この本体抵抗は、センス抵抗
に関して所定のレシオとされており、その際にＤＭＯＳ
Ｔ電流の制御された一部である電流を通過させる。従っ
て、差動増幅器入力電圧はセンス抵抗電圧と等しく且つ
その入力インピーダンスはセンス抵抗に関して大きなも
のである。
プレーナ処理技術を使用してシリコン基板内にパワーＤ
ＭＯＳＴを構成し、且つ関連するメタリゼーションを所
定の形態とさせて、ＤＭＯＳＴドレイン内に低い値のセ
ンス抵抗を設ける。この抵抗を横断して発生する電圧は
、ＤＭＯＳＴ導通状態に比例する大きさを有すると共に
、導通モードを表わす極性を有している。一方の極性は
、ＭＯＳＦＥＴとしてのＤＭＯＳＴ導通を表わし、且つ
他方の極性はシャントダイオード導通を表わす。該セン
ス抵抗は、差動増幅器（ｄｉｆｆ−ａｍｐ）の入力端へ
結合されており、該差動増幅器の出力は、大きさ及び極
性がＤＭＯＳＴ順方向導通及びそのシャントダイオード
逆導通と関連している。該差動増幅器は、エミッタ駆動
される従来のバイポーラトランジスタ対入力段を組込ん
でおり、それはトランジスタ対ベース間に結合されてい
る本体抵抗を有している。この本体抵抗は、センス抵抗
に関して所定のレシオとされており、その際にＤＭＯＳ
Ｔ電流の制御された一部である電流を通過させる。従っ
て、差動増幅器入力電圧はセンス抵抗電圧と等しく且つ
その入力インピーダンスはセンス抵抗に関して大きなも
のである。
【０００９】該差動増幅器は、ＤＭＯＳＴ順方向即ちオ
ン電流に比例する電流を供給する出力ノードを有してい
る。それは、ＤＭＯＳＴシャントダイオード導通に比例
して電流をシンク即ち吸込む。従って、本回路は、電流
検知を与えるのみならず、電流方向の表示をも与える。
ン電流に比例する電流を供給する出力ノードを有してい
る。それは、ＤＭＯＳＴシャントダイオード導通に比例
して電流をシンク即ち吸込む。従って、本回路は、電流
検知を与えるのみならず、電流方向の表示をも与える。
【００１０】
【実施例】図１は電流検知機能を有する従来のＨスイッ
チモータドライバ回路１２を示している。この回路は、
プラス側が端子１０へ接続されており且つマイナス側が
接地端子１１へ接続されているＶＣＣ電源で動作する。 モータ１３は、４個の拡散型金属−酸化物−半導体トラ
ンジスタ（ＤＭＯＳＴ）１４乃至１７による水平Ｈ脚部
として駆動される。これらのトランジスタは該水平脚部
の四つの垂直脚部を形成している。該ＤＭＯＳＴデバイ
ス（装置）はＮチャンネルトランジスタであり、且つそ
の各々は関連するビルトインされているダイオードを有
している。バックゲートはそれぞれのソースへ帰還され
ている。この様なＤＭＯＳＴは従来公知であり、且つ典
型的なデバイスは大きな電流（典型的に、１０Ａ）をス
イッチすることが可能であり、且つそれらの内部抵抗は
極めて低い（例えば、０．３Ω）。従って、導通状態に
ある場合のパワー散逸は低い。スイッチオフされた場合
には、リーク電流は極めて低く、且つ典型的なデバイス
（装置）は数百Ｖに耐えることが可能である。Ｎチャン
ネルＤＭＯＳＴの場合、ドレインは正にバイアスされ、
従ってそれらの順方向導通は内部的にソースからドレイ
ンへ流れる電子によるものである。ソースに関してゲー
トを十分に負とさせることにより、事実上全ての電子を
チャンネルから追出すことが可能であり、従って該装置
をターンオフさせることが可能である。ゲートがソース
に関して正である場合には、電子がチャンネル内に引込
まれ、従って本装置は導通状態となる。
チモータドライバ回路１２を示している。この回路は、
プラス側が端子１０へ接続されており且つマイナス側が
接地端子１１へ接続されているＶＣＣ電源で動作する。 モータ１３は、４個の拡散型金属−酸化物−半導体トラ
ンジスタ（ＤＭＯＳＴ）１４乃至１７による水平Ｈ脚部
として駆動される。これらのトランジスタは該水平脚部
の四つの垂直脚部を形成している。該ＤＭＯＳＴデバイ
ス（装置）はＮチャンネルトランジスタであり、且つそ
の各々は関連するビルトインされているダイオードを有
している。バックゲートはそれぞれのソースへ帰還され
ている。この様なＤＭＯＳＴは従来公知であり、且つ典
型的なデバイスは大きな電流（典型的に、１０Ａ）をス
イッチすることが可能であり、且つそれらの内部抵抗は
極めて低い（例えば、０．３Ω）。従って、導通状態に
ある場合のパワー散逸は低い。スイッチオフされた場合
には、リーク電流は極めて低く、且つ典型的なデバイス
（装置）は数百Ｖに耐えることが可能である。Ｎチャン
ネルＤＭＯＳＴの場合、ドレインは正にバイアスされ、
従ってそれらの順方向導通は内部的にソースからドレイ
ンへ流れる電子によるものである。ソースに関してゲー
トを十分に負とさせることにより、事実上全ての電子を
チャンネルから追出すことが可能であり、従って該装置
をターンオフさせることが可能である。ゲートがソース
に関して正である場合には、電子がチャンネル内に引込
まれ、従って本装置は導通状態となる。
【００１１】注意すべきことであるが、ＤＭＯＳＴはソ
ース電極及びドレイン電極とシャントしているダイオー
ドを有している。通常のドレインバイアスの下において
は、このダイオードは逆バイアスされ、且つ単に小さな
リーク電流のみがその中を流れるに過ぎない。しかしな
がら、そのドレインがソースに関して負にバイアスされ
ると、該シャントダイオードは順方向バイアスされる。 ダイオードが導通状態となるこの方向においては、電圧
降下は１Ａにおいて約０．７Ｖである。従って、該ＤＭ
ＯＳＴは、正ドレイン極性において低電圧降下で且つ負
ドレイン極性において単一ダイオード降下で両面的に導
通状態となる。
ース電極及びドレイン電極とシャントしているダイオー
ドを有している。通常のドレインバイアスの下において
は、このダイオードは逆バイアスされ、且つ単に小さな
リーク電流のみがその中を流れるに過ぎない。しかしな
がら、そのドレインがソースに関して負にバイアスされ
ると、該シャントダイオードは順方向バイアスされる。 ダイオードが導通状態となるこの方向においては、電圧
降下は１Ａにおいて約０．７Ｖである。従って、該ＤＭ
ＯＳＴは、正ドレイン極性において低電圧降下で且つ負
ドレイン極性において単一ダイオード降下で両面的に導
通状態となる。
【００１２】図１に示した如く、ＤＭＯＳＴ１４乃至１
７は、入力端１９における制御入力に応答する論理／制
御ユニット１８によってゲート駆動される。Ｈスイッチ
の下端部は低い値の抵抗２０によって接地へ帰還されて
いる。従って、Ｈスイッチ内を流れる電流は抵抗２０を
介して流れねばならず、その際に小さな電圧降下を発生
する。例えば、抵抗２０は０．０１Ωの程度である場合
には、１０Ａスイッチ電流は、抵抗２０を横断して１０
０ｍＶの電圧降下を発生する。オペアンプ２１は抵抗２
０を横断しての電圧に応答し、且つＨスイッチ電流に関
連する出力電圧を端子２２において発生する。抵抗２３
及び２４はオペアンプ２１の周りに負のフィードバック
ループを形成しており、且つそれらの値はその電圧利得
を決定する。例えば、抵抗２３は１００のオペアンプ利
得を与えるために抵抗２４に関して所定のレシオとされ
ている場合には、端子２２における出力は、Ｈスイッチ
電流の各アンペアに対し１Ｖの出力を近似させる（抵抗
２０に対し０．０１Ωの値を仮定している）。
７は、入力端１９における制御入力に応答する論理／制
御ユニット１８によってゲート駆動される。Ｈスイッチ
の下端部は低い値の抵抗２０によって接地へ帰還されて
いる。従って、Ｈスイッチ内を流れる電流は抵抗２０を
介して流れねばならず、その際に小さな電圧降下を発生
する。例えば、抵抗２０は０．０１Ωの程度である場合
には、１０Ａスイッチ電流は、抵抗２０を横断して１０
０ｍＶの電圧降下を発生する。オペアンプ２１は抵抗２
０を横断しての電圧に応答し、且つＨスイッチ電流に関
連する出力電圧を端子２２において発生する。抵抗２３
及び２４はオペアンプ２１の周りに負のフィードバック
ループを形成しており、且つそれらの値はその電圧利得
を決定する。例えば、抵抗２３は１００のオペアンプ利
得を与えるために抵抗２４に関して所定のレシオとされ
ている場合には、端子２２における出力は、Ｈスイッチ
電流の各アンペアに対し１Ｖの出力を近似させる（抵抗
２０に対し０．０１Ωの値を仮定している）。
【００１３】典型的に、制御／論理ユニット１８はＤＭ
ＯＳＴ１４乃至１７をスイッチとして動作させ、それは
、デューティサイクルによる電流制御を与える。例えば
、ＤＭＯＳＴ１４及び１７がパルス動作によりオンされ
、一方ＤＭＯＳＴ１５及び１６がオフ状態に維持される
と、モータ１３内を左から右側へ電流が流れることを理
解することが可能である。モータを逆転するためには、
ＤＭＯＳＴ１４及び１７をオフ状態に維持したままで、
ＤＭＯＳＴ１５及び１６をパルス動作させてオンさせる
。四つの全てのＤＭＯＳＴがオフであると、電流が流れ
ることはない。最後に、ＤＭＯＳＴ１４及び１６又はＤ
ＭＯＳＴ１５及び１７がターンオンされると、モータは
回転することがないが、強力なダイナミック制動動作が
存在する。この制動動作はオン導通デューティサイクル
に比例する。この動作モードは、ある速度で動作させた
後に、モータ回転を迅速に停止させるために使用するこ
とが可能である。
ＯＳＴ１４乃至１７をスイッチとして動作させ、それは
、デューティサイクルによる電流制御を与える。例えば
、ＤＭＯＳＴ１４及び１７がパルス動作によりオンされ
、一方ＤＭＯＳＴ１５及び１６がオフ状態に維持される
と、モータ１３内を左から右側へ電流が流れることを理
解することが可能である。モータを逆転するためには、
ＤＭＯＳＴ１４及び１７をオフ状態に維持したままで、
ＤＭＯＳＴ１５及び１６をパルス動作させてオンさせる
。四つの全てのＤＭＯＳＴがオフであると、電流が流れ
ることはない。最後に、ＤＭＯＳＴ１４及び１６又はＤ
ＭＯＳＴ１５及び１７がターンオンされると、モータは
回転することがないが、強力なダイナミック制動動作が
存在する。この制動動作はオン導通デューティサイクル
に比例する。この動作モードは、ある速度で動作させた
後に、モータ回転を迅速に停止させるために使用するこ
とが可能である。
【００１４】図２に示した如く、モータ１３は、インダ
クタンス２５、抵抗２６及び逆起電力（ｅ．ｍ．ｆ．）
２７の成分を有している。モータがＤＭＯＳＴ１４及び
１７がオンである場合に示される駆動極性に起因して回
転している場合には、図示された逆起電力はその駆動に
対向する。動作について説明すると、制御／論理ユニッ
ト１８は、モータの時定数に関し非常に短い期間におい
てそれをパルス動作させることによって該モータを動作
する。従って、該ＤＭＯＳＴがスイッチオンされると、
モータ内を流れる電流はＬ／Ｒ時定数の関数として直線
的に上昇する。従って、ＤＭＯＳＴがターンオフされる
と、モータの逆起電力は対向するＨスイッチダイオード
をターンオンさせ、且つモータ電流が時間と共に直線的
に降下する。この降下もＬ／Ｒ時定数の関数である。モ
ータ電流平均値はパルスデューティサイクルの関数であ
る。非常に低いデューティサイクルの場合、ＤＭＯＳＴ
はほとんどの時間オフであり、且つ小さな平均電流がモ
ータ内に流れるに過ぎない。大きなデューティサイクル
が使用される場合、大きな平均モータ電流が流れる。従
って、簡単なパルス幅制御がモータ速度を決定する。
クタンス２５、抵抗２６及び逆起電力（ｅ．ｍ．ｆ．）
２７の成分を有している。モータがＤＭＯＳＴ１４及び
１７がオンである場合に示される駆動極性に起因して回
転している場合には、図示された逆起電力はその駆動に
対向する。動作について説明すると、制御／論理ユニッ
ト１８は、モータの時定数に関し非常に短い期間におい
てそれをパルス動作させることによって該モータを動作
する。従って、該ＤＭＯＳＴがスイッチオンされると、
モータ内を流れる電流はＬ／Ｒ時定数の関数として直線
的に上昇する。従って、ＤＭＯＳＴがターンオフされる
と、モータの逆起電力は対向するＨスイッチダイオード
をターンオンさせ、且つモータ電流が時間と共に直線的
に降下する。この降下もＬ／Ｒ時定数の関数である。モ
ータ電流平均値はパルスデューティサイクルの関数であ
る。非常に低いデューティサイクルの場合、ＤＭＯＳＴ
はほとんどの時間オフであり、且つ小さな平均電流がモ
ータ内に流れるに過ぎない。大きなデューティサイクル
が使用される場合、大きな平均モータ電流が流れる。従
って、簡単なパルス幅制御がモータ速度を決定する。
【００１５】所望により、オペアンプ２１は、抵抗２４
を横断してコンデンサ（不図示）を接続することにより
、抵抗２０を横断しての電圧を積分するようにさせるこ
とが可能である。一方、抵抗２０とオペアンプ２１との
間の回路内に積分器を挿入することが可能である。この
場合には、端子２２における出力は平均Ｈスイッチ電流
に関係している。この平均値は、積分器時定数が可能と
する程度に迅速に変化することが可能であるに過ぎない
。
を横断してコンデンサ（不図示）を接続することにより
、抵抗２０を横断しての電圧を積分するようにさせるこ
とが可能である。一方、抵抗２０とオペアンプ２１との
間の回路内に積分器を挿入することが可能である。この
場合には、端子２２における出力は平均Ｈスイッチ電流
に関係している。この平均値は、積分器時定数が可能と
する程度に迅速に変化することが可能であるに過ぎない
。
【００１６】ＤＭＯＳＴ内を流れる電流がその中を流れ
る電流に直接的に且つ瞬間的に関係するものであること
が望ましい。その場合には、制御／論理機能の動作をよ
り適切に且つ迅速に行なわせることが可能である。
る電流に直接的に且つ瞬間的に関係するものであること
が望ましい。その場合には、制御／論理機能の動作をよ
り適切に且つ迅速に行なわせることが可能である。
【００１７】図３は本発明の一実施例に基づいて構成し
た回路を示した概略図である。この回路は、プラス側を
端子１０へ接続しており且つマイナス側を接地端子１１
へ接続したＶＣＣ電源から動作する。理解すべきことで
あるが、この回路は、例えば、図１の要素１４乃至１７
のようなＨスイッチ内の何れか又は全てのＤＭＯＳＴと
共に使用することが可能である。
た回路を示した概略図である。この回路は、プラス側を
端子１０へ接続しており且つマイナス側を接地端子１１
へ接続したＶＣＣ電源から動作する。理解すべきことで
あるが、この回路は、例えば、図１の要素１４乃至１７
のようなＨスイッチ内の何れか又は全てのＤＭＯＳＴと
共に使用することが可能である。
【００１８】本回路の心臓部はＤＭＯＳＴ３０であり、
それはＮチャンネルデバイス（装置）として示してある
。抵抗３１は、低い値の電流検知用要素であり、それは
、好適には、ＤＭＯＳＴ３０のドレインメタリゼーショ
ンから構成されている。ＤＭＯＳＴ３０の製造において
、ドレインメタルはホトリソグラフィによって所定の形
状とされ、制御された抵抗値を発生する。例えば、それ
は、２０ミリΩの値を発生すべく構成することが可能で
ある。ＤＭＯＳＴ３０のドレイン電流の全てが抵抗３１
を介して通過するので、それは、該電流に直接的に比例
する電圧を発生させる。例えば、抵抗３１を横断して１
５Ａの電流が流れる場合には、その電圧降下は３００ｍ
Ｖである。この電圧は、ＶＣＣ電源電圧に関してはほと
んど無視可能なものであるが、電流検知用回路を動作さ
せるのには十分なものである。更に注意すべきことであ
るが、ＤＭＯＳＴ３０が導通状態であると、そのドレイ
ン電位はＶＣＣよりも低い。しかしながら、ＤＭＯＳＴ
３０がターンオフされ、且つ関連するダイオードが導通
すると、そのドレイン電位はＶＣＣよりも高くなる。こ
のことは、該ダイオードが導通すると、センス電圧がＤ
ＭＯＳＴ３０が導通状態である場合に発生される極性に
関して逆となることを意味している。従って、本回路は
、トランジスタ及びダイオード導通の間を区別する。
それはＮチャンネルデバイス（装置）として示してある
。抵抗３１は、低い値の電流検知用要素であり、それは
、好適には、ＤＭＯＳＴ３０のドレインメタリゼーショ
ンから構成されている。ＤＭＯＳＴ３０の製造において
、ドレインメタルはホトリソグラフィによって所定の形
状とされ、制御された抵抗値を発生する。例えば、それ
は、２０ミリΩの値を発生すべく構成することが可能で
ある。ＤＭＯＳＴ３０のドレイン電流の全てが抵抗３１
を介して通過するので、それは、該電流に直接的に比例
する電圧を発生させる。例えば、抵抗３１を横断して１
５Ａの電流が流れる場合には、その電圧降下は３００ｍ
Ｖである。この電圧は、ＶＣＣ電源電圧に関してはほと
んど無視可能なものであるが、電流検知用回路を動作さ
せるのには十分なものである。更に注意すべきことであ
るが、ＤＭＯＳＴ３０が導通状態であると、そのドレイ
ン電位はＶＣＣよりも低い。しかしながら、ＤＭＯＳＴ
３０がターンオフされ、且つ関連するダイオードが導通
すると、そのドレイン電位はＶＣＣよりも高くなる。こ
のことは、該ダイオードが導通すると、センス電圧がＤ
ＭＯＳＴ３０が導通状態である場合に発生される極性に
関して逆となることを意味している。従って、本回路は
、トランジスタ及びダイオード導通の間を区別する。
【００１９】トランジスタ３２及び３３は、オペアンプ
の差動入力段を形成しており、該オペアンプの出力は端
子３４において表われる。トランジスタ３２は、反転入
力端を有しており、且つトランジスタ３３は非反転入力
端を有している。それらは、抵抗３１を横断しての電位
から差分的にエミッタ駆動される。
の差動入力段を形成しており、該オペアンプの出力は端
子３４において表われる。トランジスタ３２は、反転入
力端を有しており、且つトランジスタ３３は非反転入力
端を有している。それらは、抵抗３１を横断しての電位
から差分的にエミッタ駆動される。
【００２０】ＰチャンネルＦＥＴ３５がトランジスタ３
２のベースとコレクタとの間に結合されており、該トラ
ンジスタ３２は、トランジスタ３５のソースホロワ動作
に起因して、ダイオードとして強制的に機能させられる
。同様に、ＰチャンネルＦＥＴ３６は、トランジスタ３
３を強制的にダイオードとして機能させる。ＦＥＴ３５
及び３６のソースは、それぞれ、定電流源３７及び３８
によって、＋ＶＣＣ電源供給ラインへ帰還されている。 トランジスタ３２及び３３のコレクタは、それぞれ、定
電流シンク３９及び４０によって、接地へ帰還されてい
る。
２のベースとコレクタとの間に結合されており、該トラ
ンジスタ３２は、トランジスタ３５のソースホロワ動作
に起因して、ダイオードとして強制的に機能させられる
。同様に、ＰチャンネルＦＥＴ３６は、トランジスタ３
３を強制的にダイオードとして機能させる。ＦＥＴ３５
及び３６のソースは、それぞれ、定電流源３７及び３８
によって、＋ＶＣＣ電源供給ラインへ帰還されている。 トランジスタ３２及び３３のコレクタは、それぞれ、定
電流シンク３９及び４０によって、接地へ帰還されてい
る。
【００２１】ＦＥＴ３５及び３６のドレインは、該オペ
アンプに対して出力負荷として作用する電流ミラーへ接
続されている。それは、必要な差動的対シングルエンデ
ッド出力作用を与える。この出力電流ミラーは、トラン
ジスタ４１及び４２から構成されており、且つ該シング
ルエンデッド出力は端子３４において与えられる。
アンプに対して出力負荷として作用する電流ミラーへ接
続されている。それは、必要な差動的対シングルエンデ
ッド出力作用を与える。この出力電流ミラーは、トラン
ジスタ４１及び４２から構成されており、且つ該シング
ルエンデッド出力は端子３４において与えられる。
【００２２】入力トランジスタ３２及び３３のベース間
に結合されている抵抗４３は、抵抗３１の値に関して所
定のレシオとされている。抵抗４３の値は、以下の態様
で回路の感度を決定する。本発明の好適実施例において
は、抵抗４３は５００Ωを有するべく構成されている。 これは、抵抗３１の値の２５０００倍である。理解され
る如く、抵抗４３の右側端部は、ＶＣＣよりも１ダイオ
ード降下＋抵抗３１を横断しての電圧だけ低いレベルで
ある。抵抗４３の左側端部は、ＶＣＣよりも１ダイオー
ド降下したレベルである。トランジスタ３２及び３３が
マッチされており且つ電流シンク３９及び４０がマッチ
されている場合には、これらのダイオード降下は等しく
、従って抵抗４３を横断しての電位は抵抗３１を横断し
ての電位と等しい。しかしながら、抵抗４３は抵抗３１
よりも大型であるので、抵抗４３内の電流はスケールダ
ウンされる。好適実施例において言及したレシオの場合
、１０ＡのＤＭＯＳＴ３０の電流は、抵抗４３内に４０
０μＡを発生する。これは、ＦＥＴ３５及び３６内の電
流を８００μＡだけオフセットする。電流源３７及び３
８を各々６００μＡとすると、それは、トランジスタ４
２及び３６における電流を強制的に２００μＡとさせ、
一方トランジスタ３５における電流は１ミリＡである。 トランジスタ４１及び４２は電流ミラーを形成している
ので、トランジスタ４１は２００μＡを担持する。従っ
て、出力リード３４における電流はトランジスタ３５及
び４１における電流の間の差であり、それは８００μＡ
である。従って、回路電流感度は次式で表わされること
を理解することが可能である。
に結合されている抵抗４３は、抵抗３１の値に関して所
定のレシオとされている。抵抗４３の値は、以下の態様
で回路の感度を決定する。本発明の好適実施例において
は、抵抗４３は５００Ωを有するべく構成されている。 これは、抵抗３１の値の２５０００倍である。理解され
る如く、抵抗４３の右側端部は、ＶＣＣよりも１ダイオ
ード降下＋抵抗３１を横断しての電圧だけ低いレベルで
ある。抵抗４３の左側端部は、ＶＣＣよりも１ダイオー
ド降下したレベルである。トランジスタ３２及び３３が
マッチされており且つ電流シンク３９及び４０がマッチ
されている場合には、これらのダイオード降下は等しく
、従って抵抗４３を横断しての電位は抵抗３１を横断し
ての電位と等しい。しかしながら、抵抗４３は抵抗３１
よりも大型であるので、抵抗４３内の電流はスケールダ
ウンされる。好適実施例において言及したレシオの場合
、１０ＡのＤＭＯＳＴ３０の電流は、抵抗４３内に４０
０μＡを発生する。これは、ＦＥＴ３５及び３６内の電
流を８００μＡだけオフセットする。電流源３７及び３
８を各々６００μＡとすると、それは、トランジスタ４
２及び３６における電流を強制的に２００μＡとさせ、
一方トランジスタ３５における電流は１ミリＡである。 トランジスタ４１及び４２は電流ミラーを形成している
ので、トランジスタ４１は２００μＡを担持する。従っ
て、出力リード３４における電流はトランジスタ３５及
び４１における電流の間の差であり、それは８００μＡ
である。従って、回路電流感度は次式で表わされること
を理解することが可能である。
【００２３】
２ＩＬＯＡＤ／（Ｒ４３／Ｒ３１）＝２Ｒ３１（ＩＬＯ
ＡＤ）／Ｒ４３出力端子は、トランジスタ３２のエミッ
タがトランジスタ３３のエミッタよりも電位が低い場合
に、電流をソース即ち供給する。従って、供給された出
力電流はＤＭＯＳＴ３０の導通に関連している。逆に、
ＤＭＯＳＴ３０がターンオフされ、且つ関連するダイオ
ードが導通すると、抵抗３１及び４３内の電流の流れは
逆とされ、出力端子３４は上述した比で電流をシンク即
ち吸込む。従って、本回路はＤＭＯＳＴ３０の導通に直
接的に関係した出力を発生するばかりでなく、それは、
更に、関連するダイオードの導通に関連した反対の極性
を発生する。これらの出力は、該論理／制御回路のスイ
ッチング動作をより実効的に制御するために使用するこ
とが可能である。
ＡＤ）／Ｒ４３出力端子は、トランジスタ３２のエミッ
タがトランジスタ３３のエミッタよりも電位が低い場合
に、電流をソース即ち供給する。従って、供給された出
力電流はＤＭＯＳＴ３０の導通に関連している。逆に、
ＤＭＯＳＴ３０がターンオフされ、且つ関連するダイオ
ードが導通すると、抵抗３１及び４３内の電流の流れは
逆とされ、出力端子３４は上述した比で電流をシンク即
ち吸込む。従って、本回路はＤＭＯＳＴ３０の導通に直
接的に関係した出力を発生するばかりでなく、それは、
更に、関連するダイオードの導通に関連した反対の極性
を発生する。これらの出力は、該論理／制御回路のスイ
ッチング動作をより実効的に制御するために使用するこ
とが可能である。
【００２４】図４は本発明の好適実施例を示した概略図
である。図３の構造における構成要素と同一のものには
、同一の参照番号を使用してある。図３と図４との差異
は、トランジスタ３２及び３３のエミッタとそれぞれ直
列的に結合された一対のダイオード接合型トランジスタ
４６及び４７を設けたこと、及びＣＭＯＳ定電流回路を
使用している点である。該定電流回路は、各々が一対の
マッチした電流出力を有する一対の電流ミラーを使用し
ている。これは、図３の要素３７乃至４０を与えるべく
作用する。
である。図３の構造における構成要素と同一のものには
、同一の参照番号を使用してある。図３と図４との差異
は、トランジスタ３２及び３３のエミッタとそれぞれ直
列的に結合された一対のダイオード接合型トランジスタ
４６及び４７を設けたこと、及びＣＭＯＳ定電流回路を
使用している点である。該定電流回路は、各々が一対の
マッチした電流出力を有する一対の電流ミラーを使用し
ている。これは、図３の要素３７乃至４０を与えるべく
作用する。
【００２５】マッチされたＮチャンネルトランジスタ４
８乃至５１は第一電流ミラーを形成している。トランジ
スタ４８のゲートはそのドレインへ帰還されており、ソ
ース５２から入力電流Ｉを受取る。トランジスタ４９乃
至５１のゲートは全てトランジスタ４８のゲートへ結合
されているので、それらの導通もＩに等しい。トランジ
スタ５０及び５１は、図３のシンク４０及び３９の機能
を行なう。
８乃至５１は第一電流ミラーを形成している。トランジ
スタ４８のゲートはそのドレインへ帰還されており、ソ
ース５２から入力電流Ｉを受取る。トランジスタ４９乃
至５１のゲートは全てトランジスタ４８のゲートへ結合
されているので、それらの導通もＩに等しい。トランジ
スタ５０及び５１は、図３のシンク４０及び３９の機能
を行なう。
【００２６】トランジスタ５３乃至５５は第二電流ミラ
ーを形成している。トランジスタ５３のゲートはそのド
レインへ帰還されており、トランジスタ４９に対して電
流Ｉを導通する。トランジスタ５４及び５５のゲートは
トランジスタ５３のゲートへ結合されており、従って、
トランジスタ３６及び３５に定電流を供給するための電
流源として作用する。従って、これらの電流源は、図３
のソース３８及び３７の機能を与えている。本発明の好
適実施例においては、トランジスタ５４及び５５はマッ
チされており、且つトランジスタ５３の幅の４倍の幅を
有しており、従ってトランジスタ３６及び３５の各々の
中に４Ｉが流れ込む。好適実施例では、要素５２におい
て１５０μＡ電流源を使用しており、従って二つの電流
源の各々が６００μＡを通過させた。
ーを形成している。トランジスタ５３のゲートはそのド
レインへ帰還されており、トランジスタ４９に対して電
流Ｉを導通する。トランジスタ５４及び５５のゲートは
トランジスタ５３のゲートへ結合されており、従って、
トランジスタ３６及び３５に定電流を供給するための電
流源として作用する。従って、これらの電流源は、図３
のソース３８及び３７の機能を与えている。本発明の好
適実施例においては、トランジスタ５４及び５５はマッ
チされており、且つトランジスタ５３の幅の４倍の幅を
有しており、従ってトランジスタ３６及び３５の各々の
中に４Ｉが流れ込む。好適実施例では、要素５２におい
て１５０μＡ電流源を使用しており、従って二つの電流
源の各々が６００μＡを通過させた。
【００２７】電流ミラー負荷マッチ型トランジスタ４１
及び４２は、それぞれ、それらのエミッタと直列してマ
ッチされた抵抗５６及び５７を有している。トランジス
タ４１及び４２におけるベース電流は、ソースホロワＮ
チャンネルトランジスタ５８から供給される。抵抗５９
は、トランジスタ５８に対するソース負荷要素として作
用する。トランジスタ５８は、トランジスタ４２のコレ
クタをそのベースへ結合し、従ってスーパーダイオード
電流ミラーを形成している。トランジスタ４２は強制的
にダイオードとして機能させられるので、電流負荷入力
機能の場合、極めて正確な電流ミラーが与えられる。
及び４２は、それぞれ、それらのエミッタと直列してマ
ッチされた抵抗５６及び５７を有している。トランジス
タ４１及び４２におけるベース電流は、ソースホロワＮ
チャンネルトランジスタ５８から供給される。抵抗５９
は、トランジスタ５８に対するソース負荷要素として作
用する。トランジスタ５８は、トランジスタ４２のコレ
クタをそのベースへ結合し、従ってスーパーダイオード
電流ミラーを形成している。トランジスタ４２は強制的
にダイオードとして機能させられるので、電流負荷入力
機能の場合、極めて正確な電流ミラーが与えられる。
【００２８】付加的な特徴を図４に示してある。外部的
ＩＣ構成要素は、定電圧供給源６１及び直列抵抗６２と
して示してある。ＩＣのユーザが所望する場合には、ゼ
ロのＤＭＯＳＴ電流条件は、クランプした出力電圧を与
えることが可能である。典型的に、定電圧源６１は比較
的低い内部インピーダンスを持った温度補償した供給電
圧である。抵抗６２は、出力電圧関係に対し所定のＤＭ
ＯＳＴ電流を与えるべく選択することが可能である。例
えば、好適実施例では、１０ＡのＤＭＯＳＴ電流に対し
８００μＡの出力電流を発生していたので、電圧源６１
の内部抵抗へ付加された場合、抵抗６２の値は７．５ｋ
Ωの値を与え、出力電圧はＤＭＯＳＴのアンペア当り０
．６Ｖの割合で変化する。
ＩＣ構成要素は、定電圧供給源６１及び直列抵抗６２と
して示してある。ＩＣのユーザが所望する場合には、ゼ
ロのＤＭＯＳＴ電流条件は、クランプした出力電圧を与
えることが可能である。典型的に、定電圧源６１は比較
的低い内部インピーダンスを持った温度補償した供給電
圧である。抵抗６２は、出力電圧関係に対し所定のＤＭ
ＯＳＴ電流を与えるべく選択することが可能である。例
えば、好適実施例では、１０ＡのＤＭＯＳＴ電流に対し
８００μＡの出力電流を発生していたので、電圧源６１
の内部抵抗へ付加された場合、抵抗６２の値は７．５ｋ
Ωの値を与え、出力電圧はＤＭＯＳＴのアンペア当り０
．６Ｖの割合で変化する。
【００２９】好適実施例においては以下に示した値を有
する構成要素を使用した。
する構成要素を使用した。
【００３０】
部 品
値
抵抗３１
２０ミリΩ 抵抗４３
５００Ω トランジスタ４８−５１及び５８
３７／２（Ｗ／Ｌ）μｍ 電流源
５２
１５０μＡ トランジスタ５３
７５／５（Ｗ／Ｌ
）μｍ トランジスタ３５−３６
１１５／１０（Ｗ／Ｌ）μｍ ト
ランジスタ５４−５５ ３
００／５（Ｗ／Ｌ）μｍ 抵抗５６−５７
１ｋ
Ω 抵抗５９
５０ｋΩ 該回路は、
６０Ｖ最大値の供給電圧ＶＣＣで動作すべく構成した。 端子３４における出力電流は、ＤＭＯＳＴアンペア当り
８０μＡであった。
値
抵抗３１
２０ミリΩ 抵抗４３
５００Ω トランジスタ４８−５１及び５８
３７／２（Ｗ／Ｌ）μｍ 電流源
５２
１５０μＡ トランジスタ５３
７５／５（Ｗ／Ｌ
）μｍ トランジスタ３５−３６
１１５／１０（Ｗ／Ｌ）μｍ ト
ランジスタ５４−５５ ３
００／５（Ｗ／Ｌ）μｍ 抵抗５６−５７
１ｋ
Ω 抵抗５９
５０ｋΩ 該回路は、
６０Ｖ最大値の供給電圧ＶＣＣで動作すべく構成した。 端子３４における出力電流は、ＤＭＯＳＴアンペア当り
８０μＡであった。
【００３１】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論である
。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ限定
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論である
。
【図１】 典型的な従来のＨスイッチ電流検知回路を
示した概略図。
示した概略図。
【図２】 典型的な負荷要素を示した概略図。
【図３】 本発明の一実施例に基づいて構成された回
路を示した概略図。
路を示した概略図。
【図４】 本発明の好適実施例に基づいて構成された
回路を示した概略図。
回路を示した概略図。
３０ ＤＭＯＳＴ
３１ センス（検知）抵抗
Claims (7)
- 【請求項１】 ドレインと、ソースと、ゲートと、前
記ソースへ接続したバックゲートと、前記ドレイン及び
前記ソース間に接続したシャントダイオードとを持った
拡散型金属−酸化物−半導体トランジスタ（ＤＭＯＳＴ
）と共に使用し前記ＤＭＯＳＴソース及びシャントダイ
オード内を流れる電流に関連した出力を発生すべく機能
する回路において、前記ＤＭＯＳＴドレインと直列接続
して比較的低い値のセンス抵抗が設けられており、前記
抵抗へ結合して差動バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪ
Ｔ）入力段が設けられており、その際に前記抵抗内を流
れる電流が前記入力段を駆動する電圧を発生し、前記入
力段へ結合されており前記抵抗内の前記電流に関係した
シングルエンデッド出力を供給する電流ミラー負荷が設
けられていることを特徴とする回路。 - 【請求項２】 請求項１において、前記センス抵抗が
前記ＤＭＯＳＴを形成すべく使用されたメタリゼーショ
ンを有することを特徴とする回路。 - 【請求項３】 請求項１において、前記センス抵抗が
前記入力段トランジスタのエミッタへ結合されており、
且つ第二抵抗がそのベース間に結合されていることを特
徴とする回路。 - 【請求項４】 請求項１において、前記第二抵抗が前
記センス抵抗に対し値がレシオ型とされており、前記セ
ンス抵抗を横断して表われる電圧が前記第二抵抗を横断
しても表われ、且つ前記比に逆比例して前記第二抵抗内
に電流が流れることを特徴とする回路。 - 【請求項５】 請求項４において、前記入力段が、更
に、一対の金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ
（ＭＯＳＦＥＴ）を有しており、それらのゲートは前記
入力トランジスタコレクタへ接続されており且つそれら
のソースは前記入力トランジスタベースへ接続されてお
り、前記ＭＯＳＦＥＴのソースホロワ動作が前記入力ト
ランジスタを強制的にダイオードとして機能させること
を特徴とする回路。 - 【請求項６】 請求項５において、更に、前記一対の
ＭＯＳＦＥＴ内へ電流を供給するために第一対の定電流
要素が結合されていることを特徴とする回路。 - 【請求項７】 請求項６において、更に、前記ＢＪＴ
入力段トランジスタのコレクタから電流を吸出すために
第二対の定電流要素が結合されており、前記電流ミラー
負荷が前記第二抵抗内の電流と比例した出力電流を発生
することを特徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/600,040 US5084633A (en) | 1990-10-19 | 1990-10-19 | Bidirectional current sensing for power MOSFETS |
| US600040 | 1990-10-19 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04290965A true JPH04290965A (ja) | 1992-10-15 |
Family
ID=24402129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3265145A Pending JPH04290965A (ja) | 1990-10-19 | 1991-10-15 | 電流検知回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5084633A (ja) |
| EP (1) | EP0481328B1 (ja) |
| JP (1) | JPH04290965A (ja) |
| KR (1) | KR0170404B1 (ja) |
| DE (1) | DE69123813T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002191179A (ja) * | 2000-12-21 | 2002-07-05 | Yaskawa Electric Corp | インバータ装置 |
| JP2011226886A (ja) * | 2010-04-19 | 2011-11-10 | Miyama Electric Co Ltd | 電流検出抵抗モジュール |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5134310A (en) * | 1991-01-23 | 1992-07-28 | Ramtron Corporation | Current supply circuit for driving high capacitance load in an integrated circuit |
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