JPH0432567B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はツエナーダイオード等の定電圧源を使
用しないで、その出力信号レベルを電源電圧変動
と温度変動のいずれに対してもほぼ一定とする、
特に集積回路に応用して有効な自動利得制御装置
を提供するものである。

集積回路は主として、トランジスタ，トランジ
スタのコレクタとベースを結合して構成したダイ
オード、抵抗およびツエナーダイオードにより構
成される。これらの素子において、トランジスタ
Ｑ１２のベース・エミツタ間電圧V_BE，ダイオー
ド両端の電圧V_D，ツエナーダイオードの両端の
電圧V_Zはそれぞれを流れる電流が変化しても、
ほぼ一定の値を示すが、この内V_BEおよびV_Dは温
度が変るとをの値は変化する。しかし、ツエナー
ダイオードは、温度変化に対しても、その端子電
圧はほぼ一定であつて、従来の自動利得制御装置
では、このツエナーダイオードの定電圧特性を利
用して、その出力信号レベルが電源電圧変動およ
び温度変化のいずれに対しても、影響を受けない
ようにしていた。しかしながら、低消費電力化の
ため集積回路の電源電圧を、集積回路で実現出来
るツエナーダイオードの端子電圧V_Zよりも低く
した場合、ツエナーダイオードを定電圧源として
利用することは出来ない。なお、定電圧特性を得
る方法としては、他にトランジスタのバンドギヤ
ツプ電圧を利用するもの等あるが、この場合、回
路構成が複雑となる。

そこで、定電圧源を使用しない集積回路におい
て、抵抗とトランジスタ、ダイオードのみで構成
した自動利得制御装置はその出力信号レベルを電
源電圧変動と温度変化の両方に対し一定にするこ
とは一般には難しく、例えば温度変化に対し出力
信号レベルが一定となる様に補償すると出力信号
レベルは電源電圧に比例する様になる。本発明
は、定電圧源を用いない自動利得制御装置におい
て、特定の増幅度を有する増幅器を設けることに
より電源電圧変動と温度変化に対し出力信号レベ
ルを一定とするもので、以下図面と共に説明す
る。

第１図は従来の自動利得制御装置のブロツク図
を示すもので、入力端子１に印加された入力信号
υ₁は、利得制御回路Ｚで増幅されて出力端子３に
出力信号υ₀は検波回路４で検波され、出力信号υ₀
に応じた制御信号V_aが利得制御回路２に供給さ
れる。利得制御回路２はこの制御信号V_aと基準
電圧源５から供給される基準信号V_bとの差信号
V_c＝V_a−V_bによつて利得が制御され、自動利得
制御回路の安定状態では V_c＝△V_c≒○ となつている。この△Ｖの値は自動利得制御装置
のループゲインで決り、以下これを零とみなして
説明する。いま、検波回路４が無入力の時の検波
回路の出力信号をV_dとすると、 V_a＝V_d＋η・V_p である。ここで、V_Oはυ_pの振幅、ηは検波の効
率を示す量である。

従つて、利得制御回路２の出力振幅V_Oは V_O＝１／η（V_b−V_d） ここで、V_b−V_dは一般に電源電圧依存性と温
度依存性を持つもので、どちらか一方を補償する
ことが出来ても、両方を同時に補償することは、
電源電圧および温度変化に対し一定な定電圧源な
しには不可能である。

第２図は本発明の１実施例を示すブロツク図で
あつて、以下、同一動作をするものは同一符号を
付して説明する。いま、入力端子１に印加された
入力信号υ_iは利得制御回路２で増幅されて出力信
号υ_pが出力端子３に出力される。出力信号υ_pが出
力端子３に出力される。出力信号υ_pはトランジス
タ増幅器６で増幅され、検波回路４で検波され
る。検波回路４はその入力信号に応じた制御信号
V_aを利得制御回路２に供給し、利得制御回路２
はこの制御信号V_aと基準電圧源５から供給され
る基準信号V_bとの差信号 V_c＝V_a−V_bにより利得が制御される。なお、自
動利得制御回路の安定状態では V_c＝△V_c≒０ となり、以下、これを零とみなすことは第１図の
場合と同様である。ここで、検波回路４が無入力
の時の検波回路の出力信号V_dとすると、 V_a＝V_d＋η・Ｋ・V_p (1) となる。ここでV₀は自動利得制御装置出力信号
υ_pの振幅、ηは検波の効率を表わす量、はトラン
ジスタ増幅器のゲインである。式(1)より、 V_p＝１／η・V_b−V_d／Ｋ (2) ここで、V_b′V_dはツエナーダイオード等の定電
圧源を利用しない場合、少なくとも電源電圧依存
性が温度依存性のいずれかを持つものである。本
発明はV_pを電源電圧変動、温度変動に対して一
定とするため、特定のゲインＫを有するトランジ
スタ増幅器を自動利得制御装置の制御ループ内に
設けるものであつて、以下トランジスタ増幅器の
ゲインＫと、基準電源出力と無信号時の制御回路
出力電圧との差信号V_b−V_dそれぞれの電源電圧
変動と温度変動をほぼ相殺する条件を説明する。

今、トランジスタ増幅器として、第３図に示す
様な差動増幅器を考える。第３図において、トラ
ンジスタT₁，T₂は差動増幅器を構成する増幅用
トランジスタであつて、トランジスタT₁，T₂の
ベース間には利得制御回路出力信号v_pが印加あさ
れる。ここで、トランジスタT₁，T₂のベースは
適当に直流バイアスされているものとする。ま
た、電流源I₁は差動増幅器のエミツタ電流を与え
るもので、その電柱値を2I_Eとする。さらにトラ
ンジスタT₁，T₂のエミツタ間に挿入された抵抗
R₁，R₂の値をそれぞれR_E、トランジスタT₂のコ
レクタ抵抗をR_Cとおき、トランジスタT₁，T₂の
特性が等しいものと仮定すると、υ_p＝Ｏのときト
ランジスタT₁，T₂にはそれぞれ電流I_Eが流れ、
差動増幅器の電源入力端子７から印加される電源
電圧をV_ccとすると、トランジスタ増幅器の出力
端子８における出力電圧は、トランジスタ増幅器
入力が無い（υ_p＝Ｏ時、 V_cc−R_CI_Eとなる。またυ_pが入力される時の差動
増幅器のゲインＫは概略 Ｋ＝R_C／２（kT／ｑ・１／I_E＋R_E） (3) ここで、ｋ：ボルツマン定数＝1.38×10^-23
joul／Ｋ Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷＝1.602×10^-19 クーロ
ン となる。今、 R_E＝kT_O／ｑ・１／I_EO×ｎ (4) T_O：動作標準絶対温度 I_EO：Ｔ＝T_OでのI_Eの値 とおくと、(3)(4)より Ｋ＝1/2kT_O／ｑ・１／R_CI_EO・（Ｔ／T_O・I_EO／I_E
＋ｎ） (5) となる。従つて、この様なゲインを持つトランジ
スタ増幅器により構成される第２図の自動利得制
御装置の出力信号レベルは式(2)と式(5)より V_O＝１／η（V_b−V_d）・２kT_O／ｑ・１／R_CI_EO・（Ｔ／
T_O・ I_EO／I_E＋ｎ） (6) ここで、 V_e＝R_C・I_E，V_ep＝R_CI_EO V_ccp：標準電源電圧 V_ep：V_ccp，T_pにおけるV_eの値とすると、 V_O＝１／η・2kT_O／ｑ・V_b−V_d／V_ep・（Ｔ／T_p・V_ep／
V_e＋ｎ） (7) となる。

ここで、V_b−V_d′V_eは集積回路内で抵抗、トラ
ンジスタ、ダイオードにより適当に電源電圧を分
割して作られた電圧であるので計算を簡単にする
ため、これらトランジスタ、ダイオードは等価な
特性を持つものとし、トランジスタのベース・エ
ミツタ間電圧V_BE，ダイオードの両端の電圧V_Dが
すべて等しいものと仮定するとV_b−V_d′V_eは一般
に V_b−V_d＝a₁V_cc＋β₁V_BE (8) υ_e＝a₂V_cc＋β₂V_BE (9) と表すことが出来る。結局式(7)，(8)，(9)におい
て、V_Oが電源電圧変動と温度変化に対し一定と
なる様なｎおよびa₁，a₂，β₁，β₂を与えることが
できると、電源電圧変動と温度変化に対し、出力
信号レベルが一定な自動利得制御装置を実現する
ことができる。ここで、数学的には、(7)式におけ
るV_pを電源電圧V_ccおよび温度Ｔで偏微分し、そ
れぞれを零とおくことにより、ｎとa₁，a₂，β₁，
β₂の条件を求めることが出来る。そこで、(8)，(9)
式を(7)に代入し、 ∂V_p／∂V_cc＝０，∂V_p／∂T＝０を解いて、V_cc＝V_cc
p， Ｔ＝T_O，V_BE＝V_BEOとすることにより、 a₁（ｎ＋１）＋V_bp−V_dp／V_epa₂＝０ (10) β₁（∂V_BE／∂T）（ｎ＋１）＋（V_bp−V_dp）｛１／T_p
−β₂／V_ep （∂V_BE／∂T）｝＝０ （11） V_bp−V_dp＝a₁V_ccp＋β₁V_BEO （12） V_ep＝a₂V_ccp＋β₂V_BEO （13） 式(10)，（11），（12），（13）からa₁，a₂，β₁，β₂
ａ
を消去すると、 ｎ＝−V_BEO／T_p／∂V_BE／∂T （14） が求まる。

トランジスタのベースエミツタ電圧の温度特性
は、ほぼ一定の負の傾斜を持つていて、例えば、
∂V_B／∂T＝−0.0018V／℃，の様な値を持つ。また T_p＝298⁰ＫでV_BEO＝0.75Vとすると ｎ≒1.398 となつて、ｎはトランジスタの特性により決る定
数となる。なおV_dとV_eの関係は、検波回路の電
圧シフト量をV_fとすると V_d＝V_ccV_e−V_f （15） である。

第４図に本発明の具体的な回路例を示す。第４
図において、υ_iは自動利得制御装置の入力信号、
３は自動利得制御装置の出力端子、トランジスタ
T₁，T₂，T₃、ダイオードD₁波D₄、抵抗R₄〜R₁₂
はトランジスタ増幅器を、トランジスタT₄、抵
抗R₁₃、コンデンサC₁は検波回路を、トランジス
タT₅〜T₁₁、抵抗R₁₄〜R₁₈、電流源I₂は利得制御
回路を、抵抗R₁₄〜R₁₈、電流源I₂は利得制御回路
を、抵抗R₁₉，R₂₀は基準電圧源を構成し、自動
利得制御装置出力信号は容量C₂よりトランジス
タ増幅器の入力端子、トランジスタT₁のベース
に入力される。今、トランジスタ増幅器および検
波回路を構成するトランジスタのベース・エミツ
タ電圧およびダイオードの両端の電圧をすべて等
しくV_BEとし、計算を容易にするためそれぞれの
トランジスタの電流増幅率h_FEを∞と仮定する。
今、抵抗R₄，R₅の値を等しく設定すると、電源
電圧入力端子７にV_ccなる電圧が印加されている
時、トランジスタT₃のエミツタには１／２V_cc＋V_BE なる電圧が、トランジスタT₁，T₂のエミツタに
は １／２V_cc なる電圧が印加される。R₉＝R₁₀＝R_dとすると、
トランジスタT₁，T₂にはそれぞれ V_cc／2R_d なるエミツタ電流が流れ、トランジスタT₁に信
号が入力されない時トランジスタT₂のコレクタ
電位V_cc−V_eは （１−R_c／2R_d）V_ccであつて V_e＝R_c／2R_dV_cc （16） となる。この時、検波回路出力端子、トランジス
タT₄のエミツタ電位V_dはV_f＝V_BEであるから V_d＝１−R_c／2R_d）V_cc−V_BE （17） である。また、抵抗R₁₁は増幅用トランジスタ
T₁，T₂のそれぞれのエミツタに結合される抵抗
の和である故、その値は2R_Eとなる。

R_E≪ＲであるからR₉，R₁₀をトランジスタ増
幅器のゲインに対し無視すると、式(4)より、 2R_E＝２kT_p／ｑ・１／I_EO・ｎ （18） となる。

今、数値例として、 V_cc＝5V，T_p＝298⁰Ｋ，I_EO＝0.2mA，R_d＝
12.5K，V_BEO＝0.75V， ∂V_B／∂T＝−0.0018V／Ｃ，R_c＝8KΩとすると （14）式より ｎ＝1.398 （18）式より 2R_E＝359Ω （16）式より V_e＝0.32V_cc′ （a₂＝0.32，β₂＝０ （19） （17）式より V_d＝0.86V_cc−V_BE （20） また、V_ep＝1.6V，V_dp＝2.65Vである。

次に、抵抗R₁₉，R₂₀の値をR_g，R_hとすると、 V_b＝R_g／R_g＋R_hV_cc （21） であるから V_b−V_d＝（R_g／R_g＋R_h−0.68）V_cc＋V_BE （22） β₁＝１である。

式（11）より V_bp−V_dp＝β₁（∂V_BE／∂T）（ｎ＋１）／ ｛１／T_O−β₂／V_ep（∂V_BE／∂T）｝＝1.2863（23
） 式（22）より V_bp−V_dp＝（R_g／R_g＋R_h−0.68）V_ccp＋V_BEO （24） （23），（24）より R_g／R_g＋R_h＝0.78726 従つてR_g：R_h＝0.78726：0.21374となる。

結局、これらを式(7)に代入すると V₀＝１／η・0.05134・0.10726V_cc＋V_BE／1.6・（
Ｔ／298・５／V_cc＋1.398）（25） となるので ＝１として各V_cc，Ｔに対しV_pを求めると、 V_cc＝5V，Ｔ＝298⁰ＫのときV₀＝0.0989754
（０％） V_cc＝5.5V，Ｔ＝298⁰ＫのときV₀＝0.0991933
（＋0.22％） V_cc＝4.5V，Ｔ＝298⁰ＫのときV₀＝0.0992436
（＋0.27％） V_cc＝5V，Ｔ＝248⁰ＫのときV₀＝0.0984908
（−0.49％） V_cc＝5V，Ｔ＝348⁰ＫのときV₀＝0.0984909
（−0.49％） 以上の結果から、電源電圧5V，温度298⁰Ｋ（25
℃）において、本発明を第４図に示す様な回路で
構成すると、自動利得制御装置の出力振幅は電源
電圧±10％の変化で最大0.27％の変化、温度±50
℃の変化で最大0.49％しかない。また、電源電圧
が変ると出力レベルが増加し、温度が変ると出力
レベルが減少するので、両方が変わつた場合、そ
の変化の方向にかかわらず打消し合つて、上記変
化量を越えることはない。実際の回路ではｎの値
を正確に設定するのに技術を要するが、例えば、
出力変動範囲を±１％まで許容すると、他の定数
が正確に設定されているものと仮定して、 1.25＜ｎ＜1.60 まで許容できる。この時、電源電圧±10％変動に
対しては、0.56％変化である。そこで、電源電圧
変動を１％まで許容すると 1.06＜ｎ＜1.98 となる。

いずれにしても、本発明から大きく逸脱しない
範囲で、適当なｎの値が選択可能である。なお、
トランジスタ増幅器としては、ゲインがコレクタ
側抵抗とエミツタ側抵抗（トランジスタ固有の交
流エミツタてこうr_eとエミツタに接続された抵抗
の和）で決まるもの（例えば、エミツタ接地形増
幅器、差動増幅器）なら制御信号と基準電圧源出
力の差信号の電源電圧依存性と温度依存性をトラ
ンジスタ増幅器の交流利得の電源電圧依存性と温
度依存性で相殺して、利得制御回路出力信号振幅
の電源電圧依存性と温度依存性をほぼ零とならし
める条件が存在する。

以上説明した様に、本発明によれば、定電圧源
を用いなくても、出力電圧が電源電圧変動と温度
変動の両方に対してほぼ一定となる様な自動利得
制御装置を比較的簡単な構成で実現することが出
来る。

【図面の簡単な説明】

第１ずは従来の自動利得制御装置のブロツク
図、第２図は本発明の１実施例における自動利得
制御装置のブロツク図、第３図は本発明における
トランジスタ増幅器の１例を示す電気的結線図、
第４図は本発明の１実施例の具体的な回路図であ
る。 １……入力端子、２……利得制御回路、３……
出力端子、４……検波回路、５……基準電圧源、
６……トランジスタ増幅器、７……電源入力端
子、８……トランジスタ増幅器の出力端子、T₁
〜T₁₁……トランジスタ、D₁〜D₄・……ダイオー
ド、R₁〜R₁₈……抵抗、C₁，C₂……容量、I₁，I₂
……電流源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基準電圧と、 基準電圧源出力と制御信号の差電圧で利得が制
   御される利得制御回路と、 コレクタ側を出力とし、エミツタには抵抗の一
   端を接続し、ベースと抵抗の他端の間に入力信号
   を印加し、増幅度をコレクタ側抵抗とエミツタ側
   抵抗の比で決定するトランジスタ増幅器と、 そのトランジスタ増幅器で増幅した前記利得制
   御回路の出力信号を振幅検波し、かつ所定の時定
   数で検波出力を保持することにより前記利得制御
   回路の制御信号を得る検波回路とから成り、 上記トランジスタ増幅器のエミツタに接続した
   抵抗の値を、トランジスタ増幅器を構成するトラ
   ンジスタの交流エミツタ抵抗r_e＝kT／ｑ・１／I_E （但し、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、
   ｑ：電子電荷、I_E：トランジスタのエミツタ電
   流）の動作標準温度Ｔ＝T_Oでの値の概略 −V_BEO／T_O・∂T／∂T_BE倍の値（但し、V_BE：トラン
   ジ スタのベース・エミツタ間電圧、V_BEO：Ｔ＝T_O
   でのV_BEの値）とすることにより、前記制御信号
   と前記基準電圧源出力の差信号の電源電圧依存性
   と温度依存性を前記トランジスタ増幅器の交流利
   得の電源電圧依存性と温度依存性で相殺して、前
   記利得制御回路出力信号振幅の電源電圧依存性と
   温度依存性をほぼ零とならしめることを特徴とす
   る自動利得制御装置。