JPH04340412A - 光学ジャイロ用信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、光学ジャイロ用信号処
理装置に係り、特に、回転軸と共動する光伝搬路、例え
ば光ファイバ、に一定の波長の光を時計回り方向と反時
計回り方向に同時に伝搬させ且つ位相変調し、両方向に
伝搬した光の干渉光の強度からサニャック（Ｓａｇｎａ
ｃ）効果に基づく光の位相差を検出して回転角速度に比
例した信号を得るようにした光学ジャイロのための信号
処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に従来形の一例としての位相変調方
式光ファイバジャイロの構成が一部模式的に示される。 図中、１は光源、２ａ，２ｂ　は光分配結合器、３は偏
光器、４は位相変調器、５は回転軸に垂直に巻かれた偏
波面保存単一モード光ファイバで形成されている光伝搬
路、６は光電変換器、２０１　はバンドパスフィルタ、
２０３　はアナログ乗算器、２０４　は発振器、２０５
　は方形波変換回路、２０８　はローパスフィルタ、７
は光電変換出力信号、８は位相変調器駆動信号、２０２
，２０６　および２０７　は各回路の出力信号、そして
２０９　はジャイロ出力信号を示す。また、Ｐは信号処
理回路を示す。

【０００３】図５の構成において、光源１から出射され
た第１の光ビームは、第１の光分配結合器２ａに入射し
、２分されて第２、第３の光ビームとなる。第２の光ビ
ームは実線矢印方向に進み、偏光器３に入射する。偏光
器３に入射した第２の光ビームは、一定の偏波のみが透
過し、第２の光分配結合器２ｂに入射する。第２の光分
配結合器に入射した第２の光ビームは、２分されて第４
、第５の光ビームとなる。第４の光ビームは破線矢印方
向に進み、位相変調器４に入射し、Φｍ　・ｓｉｎ（ω
ｍ　ｔ）の位相変調を受ける。ただし、Φｍ　は最大位
相偏移、ωｍ　は位相変調器駆動角周波数を示す。位相
変調を受けた第４の光ビームは、光伝搬路５を反時計回
り方向に伝搬した後、第２の光分配結合器２ｂに再入射
する。第５の光ビームは、第２の光分配結合器２ｂから
一点鎖線矢印方向に伝搬し、光伝搬路５を時計回り方向
に伝搬した後、位相変調器４に入射してΦｍ　・ｓｉｎ
（ωｍ　ｔ）の位相変調を受けた後、第２の光分配結合
器２ｂに再入射する。第２の光分配結合器に入射した第
４、第５の光ビームは、再結合されて第６の光ビームと
なる。第６の光ビームは偏光器３に入射し、一定偏波成
分のみが透過し、第１の光分配結合器２ａに入射する。 第１の光分配結合器２ａに入射した第６の光ビームは、
２分されて第７、第８の光ビームとなり、このうち第８
の光ビームは光電変換器６に入射される。光電変換器６
の出力信号である光電変換出力信号７は、次式で表され
る。

【０００４】 　　Ｖ１　∝Ｐ０｛１＋Ｊ１（η）ｃｏｓφｓ　　　　
　＋２　ｃｏｓφｓ　Σ（−１）ｋ　Ｊ２ｋ（η）　ｃ
ｏｓ　２ｋωｍ　（ｔ−τ／２）　　　　　＋２　ｓｉ
ｎφｓ　Σ（−１）ｋ　Ｊ２ｋ−１（η）　ｃｏｓ　（
２ｋ−１）ωｍ　（ｔ−τ／２）　｝……（１）　ただ
し、Ｖ１　は光電変換出力信号、Ｐ０は第８の光ビーム
の非干渉光光量、Ｊｉ　はｉ次ベッセル関数（ｉ＝０、
１、２、………）、ηは位相変調度（＝２Φｍ　・ｓｉ
ｎ　ωｍ　τ／２　）、τは光伝搬路遅延時間（＝ｎＬ
／Ｃ）、ｎは光ファイバの等価屈折率、Ｌは光ファイバ
長、Ｃは真空中における光速、φｓ　はサニャック効果
による光の位相差（＝４πＲＬΩ／λＣ）、Ｒは光伝搬
路半径、Ωは入力回転角速度、そしてλは真空中におけ
る光の波長を示す。なお、Σはｋ＝１〜∞までの総和を
表す。

【０００５】光電変換出力信号７は、バンドパスフィル
タ２０１　に入力され、位相変調器駆動信号８と同一角
周波数のωｍ　成分が透過される。また、発振器２０４
　から出力される位相変調器駆動信号８は、方形波変換
回路２０５　に入力され、周波数および位相の同期した
方形波に変換される。バンドパスフィルタ２０１　の出
力信号２０２　と方形波変換回路２０５　の出力信号２
０６は、共にアナログ乗算器２０３　に入力される。ア
ナログ乗算器２０３　の出力信号２０７は、次式で表さ
れる。

【０００６】 　　Ｖ２　∝−２Ｐ０　ｓｉｎ　φｓ　・Ｊ１（η）ｃ
ｏｓ　ωｍ　（ｔ−τ／２）　　　　　×｛（２／π）
　Σｓｉｎ　（２ｋ−１）ωｍ　ｔ＋ψｍ０　／（２ｋ
−１）＋１／２　｝＋Ｕ２　　　　　　　＝−（２／π
）Ｐ０　ｓｉｎ　φｓ　・Ｊ１（η）　　　　×Σ｛ｓ
ｉｎ　２ｋωｍ　ｔ＋ψｍ０−ωｍ　τ／２　　　　　
　　　　　　　＋ｓｉｎ　２（ｋ−１）ωｍ　ｔ＋ψｍ
０＋ωｍ　τ／２　　｝／（２ｋ−１）　　　　　　　
−Ｐ０　ｓｉｎφｓ　・Ｊ１（η）ｃｏｓ　ωｍ　（ｔ
−τ／２）　＋Ｕ２　…………………（２）　ただし、
Ｖ２　はアナログ乗算器出力信号、ψｍ０は方形波変換
回路出力信号の初期位相、そしてＵ２　はアナログ乗算
器のオフセット電圧を示す。同様に、Σはｋ＝１〜∞ま
での総和を表す。

【０００７】アナログ乗算器出力信号２０７　は、ロー
パスフィルタ２０８　に入力されて直流（ＤＣ）成分の
みが透過され、ジャイロ出力信号２０９　となる。ジャ
イロ出力信号２０９は、次式で表される。 　　Ｖ３　∝−（２／π）Ｐ０　ｓｉｎ　φｓ　・Ｊ１
（η）ｓｉｎ　ψｍ　＋Ｕ２　＋Ｕ３　…………（３）
　ただし、Ｖ３　はジャイロ出力信号、ψｍ　はバンド
パスフィルタ出力信号と方形波変換回路出力信号との間
の位相差（＝ψｍ０＋ωｍ　τ／２）、そしてＵ３　は
ローパスフィルタのオフセット電圧を示す。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の光ファ
イバジャイロ用信号処理回路Ｐにおいては、ジャイロ出
力信号２０９　は、オフセット電圧Ｕ２，Ｕ３　が零の
場合でもｓｉｎ　φｓ　に比例している。そのため、入
力回転角速度Ωに対するジャイロ出力の直線性（リニア
リティ）が悪く、また、検出可能な入力回転角速度が、
サニャック効果による位相差φｓで±π／２　ｒａｄ　
　に相当する範囲に制限されるという問題点があった。

【０００９】また、ジャイロ出力信号２０９　が、光電
変換器に入射する光の非干渉光光量Ｐ０の変動、位相変
調器４における位相変調度ηの変動、位相差ψｍ　の変
動等に起因して、リニアリティおよびスケールファクタ
安定性の劣化を生じ易いという問題点もあった。さらに
、入力回転角速度が零、つまりサニャック効果による位
相差φｓ　が零、の場合でも、オフセット電圧Ｕ２，Ｕ
３　の変動により、バイアス安定性が劣化し易いという
問題点もあった。

【００１０】本発明は、かかる従来技術における課題に
鑑み創作されたもので、ジャイロ出力信号を入力回転角
速度に正確に比例した出力とし、ジャイロのバイアス変
動を極小になし得ると共に、リニアリティおよびスケー
ルファクタ安定性を高め、さらにジャイロの最大検出角
速度範囲を拡大することができる光学ジャイロ用信号処
理装置を提供することを目的としている。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
、本発明によれば、回転軸と共動する光伝搬路に光を時
計回り方向と反時計回り方向に同時に伝搬させ且つ位相
変調し、両方向に伝播した光の干渉光の強度からサニャ
ック効果による光の位相差を検出して回転角速度に比例
した光電変換出力信号を得るようにした光学ジャイロの
信号処理を行う装置であって、位相変調器駆動信号に周
波数と位相が同期したアナログおよびディジタルの参照
信号に応答し、前記光電変換出力信号から該位相変調器
駆動信号の周波数ｆｍ　と同じ周波数、２倍の周波数２
ｆｍ　および４倍の周波数４ｆｍ　の信号成分を取り出
してそれぞれ周波数Δｆｍ　、２Δｆｍ　および４Δｆ
ｍ　の信号に変換し、それぞれ第１、第２および第３の
アナログ信号を出力すると共に、前記アナログの参照信
号を周波数Δｆｍ　の信号に変換して第４のアナログ信
号を出力する周波数混合回路と、前記第４のアナログ信
号に位相が同期した第２のディジタル信号に応答して前
記第１〜第３のアナログ信号を第１のディジタル信号に
変換するＡ／Ｄコンバータと、前記第２のディジタル信
号を出力すると共に前記第４のアナログ信号に位相が同
期した第３のディジタル信号を発生し、該第３のディジ
タル信号に位相が同期し且つ互いに９０°位相のずれた
第４および第５のディジタル信号を生成し、前記第１の
ディジタル信号との間でディジタル的に乗算を行ってそ
れぞれ直流成分を取り出し、第６および第７のディジタ
ル信号を出力するディジタル・デモジュレート手段と、
前記第６および第７のディジタル信号に基づいて前記回
転角速度の極性を判別し、第８のディジタル信号を出力
する極性判別手段と、前記第６および第７のディジタル
信号に基づいて、前記光電変換出力信号の２ｆｍ　と４
ｆｍ　の周波数に対応する信号成分の振幅比を一定化す
る第９のディジタル信号を出力すると共に、現在の位相
変調度に対応した第１０のディジタル信号を出力する位
相変調度演算手段と、前記第６、第７、第８および第１
０のディジタル信号に基づいて前記回転角速度に比例し
た第１１のディジタル信号を出力する回転角速度演算手
段と、を具備することを特徴とする光学ジャイロ用信号
処理装置が提供される。

【００１２】

【作用】上述した構成によれば、周波数混合回路、Ａ／
Ｄコンバータおよびディジタル・デモジュレート手段を
経て取り出された光電変換出力信号の位相変調器駆動周
波数ｆｍ　の２倍の周波数２ｆｍ　および４倍の周波数
４ｆｍ　の信号成分の振幅の絶対値の比が一定となるよ
うに位相変調度演算手段で位相変調器駆動信号の出力振
幅を制御しているので、位相変調の変調度が安定化され
る。

【００１３】また、周波数混合回路で光電変換出力信号
のｆｍ　、２ｆｍ　および４ｆｍ　の周波数成分をそれ
ぞれ周波数Δｆｍ　、２Δｆｍ　および４Δｆｍ　の信
号に変換し、その変換信号をＡ／Ｄコンバータで第１の
ディジタル信号に変換し、該変換されたディジタル信号
を、位相変調器駆動信号に位相が同期し且つ互いに９０
°位相のずれた第４および第５のディジタル信号との間
でディジタル的にデモジュレートし、光電交換出力信号
のｆｍ　と２ｆｍ　（または４ｆｍ　）の周波数成分の
符号から極性判別手段で入力回転角速度の極性を判別し
、該判別された極性と、位相変調度演算手段で計算され
た位相変調度に対応した信号と、光電変換出力信号のｆ
ｍ　および２ｆｍ　の周波数成分の振幅比から、回転角
速度演算手段でサニャック効果による光の位相差が±π
　ｒａｄ　　までの範囲の入力回転角速度に比例した信
号を出力する。

【００１４】これにより、ジャイロ出力信号を入力回転
角速度に比例した出力とし、最大検出回転角速度範囲を
拡大すると共に、光量変動、位相変調度の変動および光
電変換出力信号と位相変調器駆動信号との間の位相変動
の影響を除去し、オフセット電圧の発生を無くすことが
可能となる。なお、本発明の他の構成上の特徴および作
用の詳細については、添付図面を参照しつつ以下に記述
される実施例を用いて説明する。

【００１５】

【実施例】図１に本発明の一実施例としての光ファイバ
ジャイロ用信号処理装置の構成が示される。本実施例の
信号処理装置は、例えば図５に示される光ファイバジャ
イロの信号処理回路Ｐに置き換えて適用され、第１〜第
４のヘテロダインミキサ９ａ〜９ｄと、Ａ／Ｄコンバー
タ１８と、タイミングパルス発生手段２１と、余弦／正
弦信号（ｃｏｓ／ｓｉｎ）　発生手段２３と、第１およ
び第２のディジタル乗算手段２０ａ，２０ｂ　と、極性
判別手段２８と、回転角速度演算手段３０と、位相変調
度演算手段３１と、参照信号発生回路３６とが図示のよ
うに接続されて構成されている。

【００１６】以下、各構成要素の機能（動作）について
説明する。まず、参照信号発生回路３６は、第９のディ
ジタル信号３４に位相が同期した位相変調器駆動信号８
（第６のアナログ信号）を出力すると共に、該アナログ
信号８に周波数と位相が同期した周波数ｆｍ　の第５の
アナログ信号１０、第１２のディジタル信号１１、第１
３のディジタル信号１２、および第１４のディジタル信
号１３を出力し、それぞれ第４のヘテロダインミキサ９
ｄ、第１および第４のヘテロダインミキサ９ａおよび９
ｄ、第２のヘテロダインミキサ９ｂ、および第３のヘテ
ロダインミキサ９ｃに供給する。 また、位相変調された光電変換出力信号７は、第１〜第
３のヘテロダインミキサ９ａ〜９ｃに入力される。

【００１７】第１のヘテロダインミキサ９ａでは、第１
２のディジタル信号１１に応答して、光電変換出力信号
７から位相変調器駆動信号８の周波数ｆｍ　と同一周波
数成分を取り出し、周波数Δｆｍ　の信号に変換して第
１のアナログ信号１５を出力する。この第１のアナログ
信号１５は、次式で表される。 ＜第１のアナログ信号１５＞ 　　Ｖ１　∝２Ｐ０Ｊ１（η）ｓｉｎ　φｓ　・ｓｉｎ
（Δωｍ　ｔ＋ψ１）…………………（４）　ただし、
Δωｍ　は位相変調器駆動角周波数の変化分（＝２πΔ
ｆｍ　）、ψ１　は光電変換出力信号７のｆｍ　成分と
（ｆｍ　＋Δｆｍ　）の周波数をもつ第１２のディジタ
ル信号１１との位相差を示す。

【００１８】第２のヘテロダインミキサ９ｂでは、第１
３のディジタル信号１２に応答して、光電変換出力信号
７から周波数２ｆｍ　成分を取出し、周波数２Δｆｍ　
の信号に変換して第２のアナログ信号１６を出力する。 この第２のアナログ信号１６は、次式で表される。 ＜第２のアナログ信号１６＞ 　　Ｖ２　∝２Ｐ０Ｊ２（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｓｉｎ
（２Δωｍ　ｔ＋ψ２）………………（５）　ただし、
ψ２　は光電変換出力信号７の２ｆｍ　成分と２（ｆｍ
　＋Δｆｍ　）の周波数をもつ第１３のディジタル信号
１２との位相差を示す。

【００１９】第３のヘテロダインミキサ９ｃでは、第１
４のディジタル信号１３に応答して、光電変換出力信号
７から周波数４ｆｍ　成分を取出し、周波数４Δｆｍ　
の信号に変換して第３のアナログ信号１７を出力する。 この第３のアナログ信号１７は、次式で表される。 ＜第３のアナログ信号１７＞ 　　Ｖ４　∝２Ｐ０Ｊ４（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｓｉｎ
（４Δωｍ　ｔ＋ψ４）………………（６）　ただし、
ψ４　は光電変換出力信号７の４ｆｍ　成分と４（ｆｍ
　＋Δｆｍ　）の周波数をもつ第１４のディジタル信号
１３との位相差を示す。

【００２０】第１〜第３のアナログ信号１５〜１７は、
Ａ／Ｄコンバータ１８に入力され、第１のディジタル信
号１９に変換される。この第１のディジタル信号１９は
、例えば２進数等で表されるディジタル信号である。第
４のヘテロダインミキサ９ｄでは、第１２のディジタル
信号１１に応答して、第５のアナログ信号１０を周波数
Δｆｍ　の信号に変換して第４のアナログ信号１４を出
力する。この第４のアナログ信号１４は、次式で表され
る。

【００２１】＜第４のアナログ信号１４＞　　ＶＲＥＦ
　∝ｓｉｎ（Δωｍ　ｔ＋ψＲＥＦ　）…………………
……………………（７）　ただし、ψＲＥＦ　は第５の
アナログ信号１０と第１２のディジタル信号１１との位
相差を示す。この第４のアナログ信号１４は、タイミン
グパルス発生手段２１に入力され、該信号１４にそれぞ
れ位相が同期した第２、第３のディジタル信号３７，２
２　に変換される。このうち、第２のディジタル信号３
７はＡ／Ｄコンバータ１８に入力される。Ａ／Ｄコンバ
ータ１８は、このディジタル信号３７に同期して、第１
〜第３のアナログ信号１５〜１７を第１のディジタル信
号１９に変換する。また、第３のディジタル信号２２は
ｃｏｓ／ｓｉｎ　発生手段２３に入力される。

【００２２】ｃｏｓ／ｓｉｎ　発生手段２３は、第３の
ディジタル信号２２に位相同期して、該信号２２の周波
数の１倍、２倍および４倍の周波数をそれぞれ有する成
分の余弦値の加算値を第４のディジタル信号２４として
、また正弦値の加算値を第５のディジタル信号２５とし
て、それぞれ一定時間毎に出力する。この第４および第
５のディジタル信号２４，２５　は、次式で表される。

【００２３】＜第４のディジタル信号２４＞　　ＶＲＥ
Ｆ，ｃｏｓ　∝ｃｏｓ（Δωｍ　ｔ＋ψＲＥＦ　）＋ｃ
ｏｓ（２Δωｍ　ｔ＋ψＲＥＦ　）　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　＋ｃｏｓ（４Δωｍ　ｔ＋ψＲ
ＥＦ　）……………………（８）　　　＜第５のディジ
タル信号２５＞ 　　ＶＲＥＦ，ｓｉｎ　∝ｓｉｎ　Δωｍ　ｔ＋ψＲＥ
Ｆ　）＋ｓｉｎ（２Δωｍ　ｔ＋ψＲＥＦ　）　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　＋ｓｉｎ（４Δωｍ
　ｔ＋ψＲＥＦ　）……………………（９）　　　第４
のディジタル信号２４は、第１のディジタル信号１９と
共に第１のディジタル乗算手段２０ａ　に入力され、デ
ィジタル的に乗算された後、ディジタル的にフィルタリ
ングされてＤＣ成分が取り出され、第６のディジタル信
号２６として出力される。この第６のディジタル信号２
６の第１〜第３のアナログ信号１５〜１７に対応する各
信号は、次式で表される。

【００２４】 　　＜第１のアナログ信号１５に対応する第６のディジ
タル信号２６＞　　Ｖ１，ｃｏｓ　∝Ｐ０Ｊ１（η）ｓ
ｉｎ　φｓ　・ｓｉｎ　ψ１’　　………………………
…（１０）　　＜第２のアナログ信号１６に対応する第
６のディジタル信号２６＞　　Ｖ２，ｃｏｓ　∝Ｐ０Ｊ
２（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｓｉｎ　ψ２’　　…………
………………（１１）　　＜第３のアナログ信号１７に
対応する第６のディジタル信号２６＞　　Ｖ４，ｃｏｓ
　∝Ｐ０Ｊ４（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｓｉｎ　ψ４’　
　…………………………（１２）ただし、ψ１’＝ψ１
　−ψＲＥＦ　、ψ２’＝ψ２　−ψＲＥＦ　、 ψ４’＝ψ４　−ψＲＥＦ　、 である。

【００２５】一方、第５のディジタル信号２５は、第１
のディジタル信号１９と共に第２のディジタル乗算手段
２０ｂ　に入力され、ディジタル的に乗算された後、デ
ィジタル的にフィルタリングされてＤＣ成分が取り出さ
れ、第７のディジタル信号２７として出力される。この
第７のディジタル信号２７の第１〜第３のアナログ信号
１５〜１７に対応する各信号は、次式で表される。

【００２６】 　　＜第１のアナログ信号１５に対応する第７のディジ
タル信号２７＞　　Ｖ１，ｓｉｎ　∝Ｐ０Ｊ１（η）ｓ
ｉｎ　φｓ　・ｃｏｓ　ψ１’　　………………………
…（１３）　　＜第２のアナログ信号１６に対応する第
７のディジタル信号２７＞　　Ｖ２，ｓｉｎ　∝Ｐ０Ｊ
２（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｃｏｓ　ψ２’　　…………
………………（１４）　　＜第３のアナログ信号１７に
対応する第７のディジタル信号２７＞　　Ｖ４，ｓｉｎ
　∝Ｐ０Ｊ４（η）ｃｏｓ　φｓ　・ｃｏｓ　ψ４’　
　…………………………（１５）　　このように、ディ
ジタル的に乗算およびフィルタリング（つまりディジタ
ル・デモジュレート）を行っているので、従来の信号処
理形態（つまりアナログ・デモジュレート）に見られた
ようにアナログＩＣ等に起因するオフセット電圧がデモ
ジュレート後の信号に重畳するといった不都合、を解消
することができる。

【００２７】第６および第７のディジタル信号２６，２
７　は、極性判別手段２８に入力される。極性判別手段
２８では、式（１０）〜（１２）に表される第６のディ
ジタル信号２６のＶ１，ｃｏｓ　とＶ２，ｃｏｓ　また
はＶ４，ｃｏｓ　、または式（１３）〜（１５）に表さ
れる第７のディジタル信号２７のＶ１，ｓｉｎ　とＶ２
，ｓｉｎ　またはＶ４，ｓｉｎ　から、以下の論理判別
を行う。ここで、第６のディジタル信号２６のＶ１，ｃ
ｏｓ　と第７のディジタル信号２７のＶ１，ｓｉｎ　は
図２に示す規格化デモジュレート出力１０１（実線表示
）に対応しており、また、第６のディジタル信号２６の
Ｖ２，ｃｏｓ　，　Ｖ４，ｃｏｓ　と第７のディジタル
信号２７のＶ２，ｓｉｎ　，　Ｖ４，ｓｉｎ　は同図に
示す規格化デモジュレート出力１０２（破線表示）に対
応している。

【００２８】図２から分かるように、サニャック効果に
よる位相差φｓ　ｒａｄ　に対し、規格化デモジュレー
ト出力１０１，１０２　の符号は、以下の表１に示すよ
うに変化する。

【００２９】

【表１】 表１に示す論理判別に基づいて、位相差φｓ　の範囲お
よび入力回転角速度の極性が決定される。この時、極性
判別手段２８は、位相差φｓ　の範囲に対応した第８の
ディジタル信号２９を出力する。次に、位相変調度演算
手段３１は、式（１１），（１２）　に表される第６の
ディジタル信号２６のＶ２，ｃｏｓ　，　Ｖ４，ｃｏｓ
　と、式（１４），（１５）　に表される第７のディジ
タル信号２７のＶ２，ｓｉｎ　，　Ｖ４，ｓｉｎ　から
、以下の演算を行う。

【００３０】 　　　　（Ｖ２，ｃｏｓ　２　＋Ｖ２，ｓｉｎ　２）１
／２　／（Ｖ４，ｃｏｓ　２　＋Ｖ４，ｓｉｎ　２）１
／２　　　　　　　　　＝｜Ｊ２（η）／Ｊ４（η）｜
………………………………………（１６）　　位相変調
度演算手段３１は、式（１６）に示す値を一定とする第
９のディジタル信号３４を出力すると共に、式（１６）
で表される値から、以下の演算を行う。 　　　　ｇ〔｜Ｊ２（η）／Ｊ４（η）｜〕　　　　　
　　　＝｜Ｊ２（η）／Ｊ１（η）｜……………………
…………………（１７）ただし、ｇ〔　　〕は、｜Ｊ２
（η）／Ｊ４（η）｜を｜Ｊ２（η）／Ｊ１（η）｜に
変換する関数を表す。

【００３１】位相変調度演算手段３１は、式（１７）に
示す値に対応した第１０のディジタル信号３２を出力す
る。次に、回転角速度演算手段３０は、式（１０），（
１１），（１３）および（１４）に表される第６のディ
ジタル信号２６のＶ１，ｃｏｓ　，　Ｖ２，ｃｏｓ　お
よび第７のディジタル信号２７のＶ１，ｓｉｎ　，　Ｖ
２，ｓｉｎ　と、式（１７）で表される第１０のディジ
タル信号３２に基づき、以下の演算を行う。

【００３２】 　　　　｜Ｊ２（η）／Ｊ１（η）｜ 　　　　　　×（Ｖ１，ｃｏｓ　２　＋Ｖ１，ｓｉｎ　
２）１／２　／（Ｖ２，ｃｏｓ　２　＋Ｖ２，ｓｉｎ　
２）１／２　　　　　　　　　　　＝｜ｔａｎ　φｓ　
｜…………………………………………………（１８ａ）
　　　　　｜Ｊ２（η）／Ｊ１（η）｜ 　　　　　　×（Ｖ２，ｃｏｓ　２　＋Ｖ２，ｓｉｎ　
２）１／２　／（Ｖ１，ｃｏｓ　２　＋Ｖ１，ｓｉｎ　
２）１／２　　　　　　　　　　　＝｜ｃｏｔ　φｓ　
｜…………………………………………………（１８ｂ）
　　　ここで、式（１８ａ）　で表される演算値は図３
に示す曲線１０３（実線表示）に対応しており、また、
式（１８ｂ）　で表される演算値は同図に示す曲線１０
４（破線表示）に対応している。

【００３３】回転角速度演算手段３０は、表１に示す論
理判別された位相差φｓ　の範囲に対応した第８のディ
ジタル信号２９と、式（１８ａ），（１８ｂ）　で表さ
れる演算値に基づいて、サニャック効果による位相差φ
ｓ　を以下に示す表２のように演算し、この演算値に対
応した（すなわち入力回転角速度に比例した）第１１の
ディジタル信号３３を出力する。

【００３４】

【表２】 以上説明したように本実施例では、回転角速度演算手段
３０において、式（１０）および（１１）に示す第１の
ディジタル乗算手段２０ａ　の出力と、式（１３）およ
び（１４）に示す第２のディジタル乗算手段２０ｂ　の
出力と、式（１７）に示す位相変調度演算手段３１の出
力から、式（１８ａ）　および（１８ｂ）　に示す演算
を行い、この演算値と表１に示す論理判別に基づく位相
差φＳ　の範囲に対応した極性判別手段２８の出力２９
から、表２に示す演算を行い、この演算値に対応したデ
ィジタル信号をジャイロ出力信号３３として出力してい
る。

【００３５】従って、入力回転角速度に比例したジャイ
ロ出力信号が得られ、最大検出角速度を、サニャック効
果による光の位相差φｓ　で±π　ｒａｄに相当する範
囲まで拡大することができる。また、第８の光ビームの
非干渉光光量Ｐ０　の変動、位相変調度ηの変動、なら
びに光電変換出力信号７のｆｍ　および２ｆｍ　成分と
ｃｏｓ／ｓｉｎ発生手段２３の第４および第５のディジ
タル信号２４，２５　との間の位相差ψ１’およびψ２
’の変動による影響を除去することができるので、ジャ
イロのリニアリティおよびスケールファクタ安定性を高
めることができる。

【００３６】また、光電変換出力信号７のｆｍ　、２ｆ
ｍ　および４ｆｍ　成分を、第１〜第３のヘテロダイン
ミキサ９ａ〜９ｃとＡ／Ｄコンバータ１８でＡＣ信号と
してディジタル信号に変換し、第１および第２のディジ
タル乗算手段２０ａ，２０ｂ　を用いてディジタル的に
デモジュレートしているので、従来形のようにアナログ
的にデモジュレートしたときに発生するオフセット電圧
が発生せず、そのためオフセット電圧変動に起因するジ
ャイロのバイアス変動を極小にすることができる。

【００３７】さらに、参照信号発生回路３６は、位相変
調度演算手段３１から出力される式（１６）に示す値を
一定とする第９のディジタル信号３４に対応した出力振
幅を有する第６のアナログ信号８を出力しており、これ
が位相変調器駆動信号となる。この時、第６のアナログ
信号８の振幅で位相変調器４（図５参照）の最大位相偏
移Φｍ　を強制的に変化させることにより、位相変調度
ηを一定化する。これによって、最大位相偏移Φｍ　の
変化に起因する位相変調度ηの変動から生じるジャイロ
のリニアリティおよびスケールファクタ安定性の劣化が
防止される。

【００３８】なお、本実施例に係る光ファイバジャイロ
用信号処理装置と同等の機能を達成するために、第１〜
第３のアナログ信号１５〜１７の各周波数は、それぞれ
同一の周波数Δｆｍ　であってもよいし、あるいは互い
に異なる任意の周波数であってもよい。ただし、前者の
ようにすると（同一の周波数の場合）、参照信号発生回
路３６には周波数（ｆｍ　＋Δｆｍ　）、（２ｆｍ　＋
Δｆｍ　）および（４ｆｍ　＋Δｆｍ　）の信号をそれ
ぞれ発生するための独立した３個の発振器が必要になる
ので、回路構成が複雑になる。また、これら３種の信号
間にいったんクロストークが生じた場合には、この影響
を容易に取り除くことができず、出力の精度の劣化を招
く。一方、後者のようにすると（異なる周波数の場合）
、クロストークの影響は容易に取り除くことができるが
、独立した３個の発振器が必要となる上に、第１〜第３
のアナログ信号１５〜１７の各々についてｃｏｓ／ｓｉ
ｎ　発生手段とタイミングパルス発生手段が必要となり
、構成が複雑になる。

【００３９】これに対して上記本実施例の構成によれば
、光電変換出力信号７のうち、抽出する信号の周波数が
位相変調器駆動信号の周波数ｆｍ　と同じ周波数、２倍
の周波数２ｆｍ　および４倍の周波数４ｆｍ　であるこ
とを考慮することによって、参照信号発生回路３６等の
構成を簡素化することができる。図４に参照信号発生回
路３６の一構成例が示される。同図の構成において、第
１の発振器３０１　からは周波数４（ｆｍ＋Δｆｍ　）
の第１４のディジタル信号１３が出力される。この信号
１３は、第１の分周器３０２　により分周されて周波数
２（ｆｍ　＋Δｆｍ　）の第１３のディジタル信号１２
として出力されると共に、さらに第２の分周器３０３　
により分周されて周波数（ｆｍ　＋Δｆｍ　）の第１２
のディジタル信号１１として出力される。一方、第２の
発振器３０４　からは、図１における光電変換出力信号
７中の２ｆｍ　と４ｆｍ　の周波数に対応する信号成分
の振幅比を一定化する第９のディジタル信号３４に応じ
た振幅を有する第６のアナログ信号（すなわち位相変調
器駆動信号）８と、該信号８に周波数と位相が同期した
第５のアナログ信号１０が出力される。

【００４０】なお、表３には回転角速度演算手段３０の
位相差φｓ　に対する演算値の他の一例が示される。

【００４１】

【表３】

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ジ
ャイロ出力信号を入力回転角速度に正確に比例した出力
とし、ジャイロのバイアス変動を極小になし得ると共に
、リニアリティおよびスケールファクタ安定性を高める
ことができ、また、ジャイロの最大検出角速度範囲を拡
大することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例としての光ファイバジャイロ
用信号処理装置の構成を示すブロック図である。

【図２】図１の装置における規格化デモジュレート出力
を示す波形図である。

【図３】図１の装置による論理判別に基づく光の位相と
演算値の関係を示すグラフである。

【図４】図１の装置における参照信号発生回路の一構成
例を示すブロック図である。

【図５】従来形の一例としての位相変調方式光ファイバ
ジャイロの構成を一部模式的に示したブロック図である
。

【符号の説明】

４…位相変調器 ７…光電変換出力信号 ８…位相変調器駆動信号（第６のアナログ信号）９ａ〜
９ｄ…ヘテロダインミキサ １０…第５のアナログ信号、 １１〜１３…第１２〜第１４のディジタル信号１４…第
４のアナログ信号 １５〜１７…第１〜第３のアナログ信号１８…Ａ／Ｄコ
ンバータ １９，　３７，　２２，　２４〜２７，　２９，　３４
，　３２，　３３…第１〜第１１のディジタル信号 ２０ａ，　２０ｂ…ディジタル乗算手段２１…タイミン
グパルス発生手段 ２３…余弦／正弦信号（ｃｏｓ／ｓｉｎ）　発生手段２
８…極性判別手段 ３０…回転角速度演算手段 ３１…位相変調度演算手段 ３５…ディジタル信号プロセッサ ３６…参照信号発生回路

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　回転軸と共動する光伝搬路に光を時計
   回り方向と反時計回り方向に同時に伝搬させ且つ位相変
   調し、両方向に伝播した光の干渉光の強度からサニャッ
   ク効果による光の位相差を検出して回転角速度に比例し
   た光電変換出力信号（７）　を得るようにした光学ジャ
   イロの信号処理を行う装置であって、位相変調器駆動信
   号（８）　に周波数と位相が同期したアナログおよびデ
   ィジタルの参照信号（１０　〜１３）　に応答し、前記
   光電変換出力信号から該位相変調器駆動信号の周波数ｆ
   ｍ　と同じ周波数、２倍の周波数２ｆｍ　および４倍の
   周波数４ｆｍ　の信号成分を取り出してそれぞれ周波数
   Δｆｍ　、２Δｆｍ　および４Δｆｍ　の信号に変換し
   、それぞれ第１、第２および第３のアナログ信号（１５
   　〜１７）　を出力すると共に、前記アナログの参照信
   号を周波数Δｆｍ　の信号に変換して第４のアナログ信
   号（１４）を出力する周波数混合回路（９ａ　〜９ｄ）
   　と、前記第４のアナログ信号に位相が同期した第２の
   ディジタル信号（３７）に応答して前記第１〜第３のア
   ナログ信号を第１のディジタル信号（１９）に変換する
   Ａ／Ｄコンバータ（１８）と、前記第２のディジタル信
   号を出力すると共に前記第４のアナログ信号に位相が同
   期した第３のディジタル信号（２２）を発生し、該第３
   のディジタル信号に位相が同期し且つ互いに９０°位相
   のずれた第４および第５のディジタル信号（２４，２５
   ）　を生成し、前記第１のディジタル信号との間でディ
   ジタル的に乗算を行ってそれぞれ直流成分を取り出し、
   第６および第７のディジタル信号（２６，２７）　を出
   力するディジタル・デモジュレート手段（２０ａ，２０
   ｂ，２１，２３）　と、前記第６および第７のディジタ
   ル信号に基づいて前記回転角速度の極性を判別し、第８
   のディジタル信号（２９）を出力する極性判別手段（２
   ８）と、前記第６および第７のディジタル信号に基づい
   て、前記光電変換出力信号の２ｆｍ　と４ｆｍ　の周波
   数に対応する信号成分の振幅比を一定化する第９のディ
   ジタル信号（３４）を出力すると共に、現在の位相変調
   度に対応した第１０のディジタル信号（３２）を出力す
   る位相変調度演算手段（３１）と、前記第６、第７、第
   ８および第１０のディジタル信号に基づいて前記回転角
   速度に比例した第１１のディジタル信号（３３）を出力
   する回転角速度演算手段（３０）と、を具備することを
   特徴とする光学ジャイロ用信号処理装置。
2. 【請求項２】　　前記極性判別手段は、前記第６および
   第７のディジタル信号（２６，２７）　に含まれる周波
   数ｆｍ　と周波数２ｆｍ　または４ｆｍ　の信号成分の
   各符号に基づき、前記回転角速度に比例したサニャック
   効果による光の位相差を、−π〜−π／２、−π／２〜
   ０、０〜π／２、およびπ／２〜πの各範囲で論理判別
   する手段と、該論理判別の結果に基づき前記回転角速度
   の極性を判別して前記第８のディジタル信号（２９）を
   生成する手段とを有することを特徴とする請求項１に記
   載の光学ジャイロ用信号処理装置。
3. 【請求項３】　　前記回転角速度演算手段は、前記第６
   および第７のディジタル信号（２６，２７）　に含まれ
   る周波数ｆｍ　と周波数２ｆｍ　に対応する信号成分と
   前記第８および第１０のディジタル信号に基づき、前記
   回転角速度に比例したサニャック効果による光の位相差
   を、−π〜−３π／４、−３π／４〜−π／２、−π／
   ２〜−π／４、−π／４〜０、０〜π／４、π／４〜π
   ／２、π／２〜３π／４、および３π／４〜πの各範囲
   、または、−π〜−π／２、−π／２〜０、０〜π／２
   、およびπ／２〜πの各範囲について演算する手段と、
   該演算の結果に基づき前記回転角速度に比例した前記第
   １１のディジタル信号（３３）を生成する手段とを有す
   ることを特徴とする請求項１に記載の光学ジャイロ用信
   号処理装置。
4. 【請求項４】　　前記ディジタル・デモジュレート手段
   は、前記第２のディジタル信号を発生して前記Ａ／Ｄコ
   ンバータに出力すると共に前記第３のディジタル信号を
   発生するタイミングパルス発生手段（２１）と、該第３
   のディジタル信号に基づき前記第４および第５のディジ
   タル信号を出力する余弦／正弦信号発生手段（２３）と
   、該第４および第５のディジタル信号と前記第１のディ
   ジタル信号との間でそれぞれ乗算を行い、該乗算した信
   号からそれぞれ直流成分を取り出して前記第６および第
   ７のディジタル信号を出力する第１および第２のディジ
   タル乗算手段（２０ａ，２０ｂ）　とを具備することを
   特徴とする請求項１に記載の光学ジャイロ用信号処理装
   置。
5. 【請求項５】　　前記第１および第２のディジタル乗算
   手段の各個は、前記第４または第５のディジタル信号と
   前記第１のディジタル信号との間で乗算を行う手段と、
   該乗算した信号から直流成分を取り出して前記第６また
   は第７のディジタル信号として出力するディジタル・フ
   ィルタ手段とを具備することを特徴とする請求項４に記
   載の光学ジャイロ用信号処理装置。
6. 【請求項６】　　前記周波数混合回路は、前記光電変換
   出力信号（７）　から周波数ｆｍ　、２ｆｍ　および４
   ｆｍ　の信号成分を取り出してそれぞれ周波数Δｆｍ　
   、２Δｆｍ　および４Δｆｍ　の信号に変換し、それぞ
   れ第１、第２および第３のアナログ信号を出力する第１
   、第２および第３のヘテロダインミキサ（９ａ　〜９ｃ
   ）　と、前記アナログの参照信号（１０）を周波数Δｆ
   ｍ　の信号に変換して第４のアナログ信号を出力する第
   ４のヘテロダインミキサ（９ｄ）とを具備することを特
   徴とする請求項１に記載の光学ジャイロ用信号処理装置
   。
7. 【請求項７】　　前記位相変調器駆動信号を構成する第
   ６のアナログ信号（８）を出力すると共に、該第６のア
   ナログ信号に周波数と位相が同期した第５のアナログ信
   号（１０）、第１２のディジタル信号（１１）、第１３
   のディジタル信号（１２）、および第１４のディジタル
   信号（１３）を出力してそれぞれ第４のヘテロダインミ
   キサ、第１および第４のヘテロダインミキサ、第２のヘ
   テロダインミキサ、および第３のヘテロダインミキサに
   供給する参照信号発生回路（３６）をさらに具備するこ
   とを特徴とする請求項６に記載の光学ジャイロ用信号処
   理装置。
8. 【請求項８】　　前記ディジタル・デモジュレート手段
   、極性判別手段、位相変調度演算手段および回転角速度
   演算手段はソフトウェアに基づいてそれぞれの処理を行
   うことを特徴とする請求項１に記載の光学ジャイロ用信
   号処理装置。
9. 【請求項９】　　前記光伝搬路は光ファイバにより構成
   されていることを特徴とする請求項１に記載の光学ジャ
   イロ用信号処理装置。