JPH04361408A - 可変周波数発振回路 - Google Patents

可変周波数発振回路

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JPH04361408A
JPH04361408A JP3163933A JP16393391A JPH04361408A JP H04361408 A JPH04361408 A JP H04361408A JP 3163933 A JP3163933 A JP 3163933A JP 16393391 A JP16393391 A JP 16393391A JP H04361408 A JPH04361408 A JP H04361408A
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fet
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Takayuki Kato
隆幸 加藤
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば数十ＭＨｚの
高周波帯で動作する半導体集積回路（可変周波数発振回
路）の改良を図ったものに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は従来の電圧制御型発振器（Ｖｏｌ
ｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏ
ｒ：ＶＣＯ）を用いた可変周波数発振回路とその周辺回
路を示す回路図であり、図において、１は電圧制御型発
振器であり、基本的な構成要素として、抵抗Ｒ１と容量
Ｃ２とからなるバラクタダイオード（バリアブルリアク
タンスダイオード）Ｄと、ダイオードＤの一端にそのゲ
ートが接続されたＦＥＴとを備えている。
【０００３】そしてこのＦＥＴのドレインはＶＣＯ１の
ドレイン端子２となっており、外部のドレイン電源３か
ら駆動電圧（以降Ｖｄ）が供給され、またソースは容量
Ｃ４を介してＲＦ出力端子６に接続されている。一方、
上記ダイオードＤの他端は接地Ｇ１に容量Ｃ１を介して
接続され、またこの他端には、ＶＣＯ１のコントロール
端子４，抵抗Ｒ５を介して外部のコントロール電源（制
御電圧電源部）５からコントロール電源（以降Ｖｃｏｎ
ｔ）が供給される。また７は上記ＲＦ出力端子６に接続
された負荷回路を示す。またＴ１〜Ｔ７は各素子間を接
続するための伝送線路を示す。さらにＲ２，Ｒ４はＶＣ
Ｏ１にて所望のインピーダンスを得るための抵抗であり
、それぞれ伝送線路Ｔ４，Ｔ５を介して接地Ｇ２，Ｇ３
に接続されている。
【０００４】次に動作について説明する。以上のような
、ＶＣＯ１のＦＥＴのドレインが接地されソースが発振
出力となる型（コモンドレイン・ソース出力型）の可変
周波数発振回路は、増幅を行うＶＣＯ１のＦＥＴを駆動
するために、ドレイン端子２にドレイン電源３から通常
３〜５ｖの正の駆動電圧Ｖｄを印加した状態で、コント
ロール端子４に通常０〜３ｖの正または負のコントロー
ル電源Ｖｃｏｎｔを直接印加し、ＲＦ出力端子６から負
荷回路７へＶｃｏｎｔの大きさに応じたマイクロ波の給
電を行っていた。
【０００５】すなわち、コントロール電源Ｖｃｏｎｔに
よりダイオードＤに逆バイアス電流を印加することでダ
イオードＤの容量を変化させてＦＥＴのゲートに印加さ
れる電圧を制御することで、ＦＥＴの増幅特性を変化さ
せて所望の値に増幅されたマイクロ波を負荷回路７へ出
力するようになっている。図１０に上記負荷回路７の一
例として、高出力増幅回路８及びアンテナ９からなる送
信回路を示す。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来の可変周波数発振
回路は以上のように構成されており、特に大出力化を図
った際にコントロール端子４から供給されるコントロー
ル電源の大きさに応じたマイクロ波が出力されず動作特
性が低下するという問題点があった。
【０００７】これは、大出力化を図った場合に出力され
るマイクロ波の周波数が所定値以上の値となると、ＶＣ
Ｏに内蔵するバラクタダイオードＤがＲＦ端子６から出
力されるマイクロ波を検波し、接地Ｇ２とコントロール
端子４（Ｇ１には容量Ｃ１があるため電流は流れない）
との間に自己検波電圧（通常１〜３ｖ）による、接地Ｇ
２から端子４方向への電流が流れる。そしてこの自己検
波電圧が生じた場合、コントロール電源５の電流駆動能
力が低いと、もはやコントロール端子４の電位を制御で
きない。このためコントロール端子４の電位に関係なく
自己検波電圧によるマイクロ波を出力することとなる。
【０００８】図１１を用いて詳述すると、図１１は回路
出力が増大し上述したような理由で自己検波電圧が生じ
、コントロール端子４の電位が０Ｖであるにも係わらず
ＲＦ出力端子６に約９．４Ｇ　　の出力が現れ、このた
めコントロール電源の電圧が約１．８Ｖ以下の領域にお
いては発振周波数Ｆ０　のリニアリティが損なわれ、負
荷回路として例えば周波数シンセサイザ等を用いた場合
には所定値以下の周波数が発振できず使用帯域が狭くな
るという問題点があった。
【０００９】なお、特開平２−２５６３１１号公報に示
されるように、カレントミラー回路の出力電流に基づい
て周波数発振するＶＣＯ回路において、カレントミラー
回路を駆動する固定電圧回路を接続し、カレントミラー
回路の出力電流をソースフォロア回路を用いて制御する
ようにしたものがあるが、このカレントミラー回路は電
圧を電流に変換してＶＣＯ回路に供給するものであり、
またカレントミラー回路自体がダイオード接続を有して
いるため上記したような問題点を解消できるものではな
かった。
【００１０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、大出力化を図っても、自己検波
電圧の影響を受けることなく発振周波数のリニアリティ
を良好に保つことができる可変周波数発振回路を得るこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明に係る可変周波
数発振回路は、電圧制御型発振器と制御電圧電源部との
間に、該制御電圧電源部の出力インピーダンスを低下さ
せるインピーダンス変換手段を設けたものである。
【００１２】
【作用】この発明においては、電圧制御型発振器と制御
電圧電源部との間にインピーダンス変換手段を設け、上
記制御電圧電源部の出力インピーダンスを低下させるよ
うにしたから、上記電圧制御型発振器に電流ドライブ能
力の高い電流が供給され、自己検波電圧を効果的に抑制
することができる。よって、発振周波数のリニアリティ
を良好に保ちつつ発振出力の大出力化を図ることができ
る。
【００１３】
【実施例】以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１はこの発明の一実施例による可変周波数発振
回路を示す回路図であり、図９及び図１０と同一符号は
同一または相当部分を示し、ＶＣＯ１とコントロール電
源端子４との間にソースフォロワ回路部１５が設けられ
ている。また１０はこのソースフォロワ回路部１５の出
力端子を示す。
【００１４】また上記ソースフォロワ回路部１５は、そ
れぞれソースとドレインとが並列に接続された２個の電
界効果トランジスタ（以後ＦＥＴと略す）２２及び２３
を用いて構成され、その接続点がソースフォロワ回路部
１５の出力端子１０に接続されている。さらに上記第１
のＦＥＴ２２のゲートはＶＣＯ１のコントロール端子４
となっており、コントロール電源５からコントロール電
圧Ｖｃｏｎｔが供給され、またそのドレインにはドレイ
ン端子１１を介してドレイン電源１２から駆動電源Ｖｄ
２が供給される。また第２のＦＥＴ２３はそのゲート端
子１４とソース端子１３とが互いに接続されるとともに
接地されている。
【００１５】次に動作について説明する。上記のように
構成されたソースフォロワ回路部１５において、ドレイ
ン端子１１を介してドレイン電源１２から第１のＦＥＴ
２２を駆動するための駆動電源Ｖｄ２（通常３〜５ｖ）
を印加した時のソースフォロワ回路部１５の入力電圧（
Ｖｃｏｎｔ）５とその出力端子１０の電圧との関係の一
例を図２に示す。図から分かるように入力電圧（Ｖｃｏ
ｎｔ）５が０ｖから３ｖまで変化すると、出力端子１０
の電圧Ｖｃｏｎｔ´は約０．５ｖから約３ｖまで略リニ
アに変化する。またソースフォロア回路１５を付加した
ために回路全体として消費電流がやや増加している（図
ではＶｃｏｎｔ＝３Ｖ時に約１．２ｍＡ）。
【００１６】そしてこのソースフォロワ回路１５は、第
２のＦＥＴ２３のドレイン端子及び第１のＦＥＴ２２の
ソース端子を接続した点を出力端子１０として用いてい
るため、出力インピーダンスが数Ω程度と低く、駆動電
源Ｖｄ２を入力電圧（Ｖｃｏｎｔ）５を変化させること
で制御して該回路より出力することで電流駆動能力を大
きなものとすることができる。このため、この駆動能力
の大きい出力をＶＣＯ１に供給することで、ダイオード
Ｄの自己検波電圧を効果的に抑制することができ、図３
に示すようにコントロール電源Ｖｃｏｎｔの変化に対す
るＲＦ電極端子６から出力される周波数のリニアリティ
の良好な発振周波数が得られる。
【００１７】また、上記ソースフォロワ回路１５は第１
のＦＥＴ２２のゲート端子をコントロール電源５の入力
端子として用いているため、入力インピーダンスが数Ｋ
Ω以上と高く、使用状態でほとんど電流が流れない。よ
って電流駆動能力の小さいコントロール電源に対しても
動作が可能である。
【００１８】このように本実施例によれば、２個のＦＥ
Ｔを用いて構成され、入力インピーダンスが高く、かつ
出力インーダンスの低いソースフォロア回路１５をコン
トロール電源５とＶＣＯ１との間に設け、駆動電源Ｖｄ
２をコントロール電源Ｖｃｏｎｔにより制御してＶＣＯ
１に供給するようにしたから、電流ドライブ能力が高ま
り、またダイオードＤにおいて自己検波電圧が生じても
これを第２のＦＥＴ２３のソースから接地に逃がすこと
で抑制して、コントロール電源５の大きさに対してリニ
アな周波数出力を行うことができ、動作特性の優れた装
置を得ることができる。
【００１９】またソースフォロワ回路１５の入力インピ
ーダンスが高いことから、ダイオードＤからの自己検波
電圧がコントロール端子４に流れることがない。従って
コントロール電源５の駆動能力が小さくても動作可能で
ある。
【００２０】図４はこの発明の他の実施例による可変周
波数発振回路を示す図であり、この実施例ではソースフ
ォロワ回路１５の第２のＦＥＴ３のゲート電極１４をソ
ース端子１３と結合させずに、ゲート電極１４にゲート
電源１６を用いて電圧（通常０ｖ〜−０．５ｖ）を印加
するようにしたものである。
【００２１】以上のように構成された回路において、ソ
ースフォロワ回路１５の第２のＦＥＴ３のゲート電源１
６を調整することにより、ＦＥＴ２に印加したドレイン
電源１２の一部がＦＥＴ３のソース端子１３を介して接
地に流れるのを抑制して、ソースフォロワ回路１５の付
加による消費電流の増加を必要最小限に抑制できるとい
う利点がある。
【００２２】図５は上記第１の実施例に示したソースフ
ォロワ回路１５をモノリシックに作製した場合の回路構
成の一例を示す平面図であり、１６はＭＭＩＣ化ソース
フォロワ回路チップである。
【００２３】また図６は上記第１の実施例による可変周
波数発振回路を示す平面図であり、１７はＭＭＩＣ化電
圧制御型発振器チップを示す。即ちＭＭＩＣ化電圧制御
型発振器チップ１７の内部に上記図５で示したＭＭＩＣ
化ソースフォロワ回路チップ１６がモノリシックに内蔵
されており、このようにすることで生産性を高めること
ができる。なおＶＣＯのドレイン端子２とソースフォロ
ワ回路部１６のドレイン端子１１が別々に配置されてい
るが、これらは互いに接続したうえで単一の端子として
もよく同様の効果を奏する。
【００２４】また図７はＭＭＩＣ化電圧制御型発振器チ
ップ１７のコントロール端子４外部にソースフォロワ回
路チップ１６を設け、ワイヤボンドやリボンボンドその
他の方法を用いて両者を接続したものであり。このよう
に構成することで発振器全体を再設計することなく回路
を得ることができる。
【００２５】なお上記実施例ではＭＭＩＣ化電圧制御型
発振器を示したが、ハイブリッドＩＣ化電圧制御型発振
器でもよく同様の効果を有する。すなわち図８に示すよ
うに、外付けのソースフォロワ回路チップをハイブリッ
ドＩＣ化したハイブリッドＩＣ化ソースフォロワ回路チ
ップ１８としてもよく、トランジスタ２個を用いるだけ
で容易に回路を構成することができ、即用性にすぐれて
いる。
【００２６】また上記実施例ではＶＣＯに電界効果型ト
ランジスタを用いたものを示したが、バイポーラ型トラ
ンジスタ等の他の増幅素子であってもかまわない。
【００２７】
【発明の効果】以上のように、この発明に係る可変周波
数発振回路によれば、電圧制御型発振器と制御電圧電源
部との間にインピーダンス変換手段を設け、上記制御電
圧電源部の出力インピーダンスを低下させるようにした
から、上記電圧制御型発振器に電流ドライブ能力の高い
電流が供給されることとなり、回路の大出力化を図りつ
つ、自己検波電圧を抑制することができ、その結果、発
振周波数のリニアリティを良好に保つことができる可変
周波数発振回路が得られるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例による可変周波数発振
回路の回路図である。
【図２】この発明の第１の実施例による可変周波数発振
回路のソースフォロワ回路の入出力電圧特性を示すグラ
フである。
【図３】この発明の第１の実施例による可変周波数発振
回路のＶｃｏｎｔ−発振周波数特性を示すグラフである
。
【図４】この発明の第２の実施例による可変周波数発振
回路の回路図である。
【図５】この発明の第３の実施例による可変周波数発振
回路のソースフォロワ回路を示す平面図である。
【図６】この発明の第３の実施例による可変周波数発振
回路を示す平面図である。
【図７】この発明の第４の実施例による可変周波数発振
回路を示す平面図である。
【図８】この発明の第５の実施例による可変周波数発振
回路を示す平面図である。
【図９】従来の可変周波数発振回路を示す回路図である
。
【図１０】従来の可変周波数発振回路の負荷回路の一例
として高出力増幅器及びアンテナを用いた場合の回路図
である。
【図１１】従来の可変周波数発振回路のＶｃｏｎｔ−発
振周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１　　　　電圧制御型発振器（ＶＣＯ）２　　　　ＶＣ
Ｏのドレイン端子 ３　　　　ＶＣＯのドレイン電源 ４　　　　ＶＣＯのコントロール端子 ５　　　　ＶＣＯのコントロール電源 ６　　　　ＶＣＯのＲＦ出力端子 ７　　　　負荷回路 ８　　　　高出力増幅回路 ９　　　　アンテナ １０　　ソースフォロワ回路出力端子 １１　　第１のＦＥＴのドレイン端子 １２　　第１のＦＥＴのドレイン電源 １３　　第２のＦＥＴのソース端子 １４　　第２のＦＥＴのゲート端子 １５　　第２のＦＥＴのゲート電源 １６　　ＭＭＩＣ化ソースフォロワ回路チップ１７　　
ＭＭＩＣ化ＶＣＯチップ １８　　ハイブリッドＩＣ化ソースフォロワ回路チップ
２２　　第１のＦＥＴ ２３　　第２のＦＥＴ

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　可変容量ダイオードを含み、該可変容
    量ダイオードを介して印加される制御電圧によりその出
    力周波数が制御される電圧制御型発振器と、上記ダイオ
    ードに印加する制御電圧を発生する制御電圧電源部と、
    上記電圧制御型発振器と上記制御電圧電源部との間に、
    該制御電圧電源部の出力インピーダンスを低下させるイ
    ンピーダンス変換手段とを備えたことを特徴とする可変
    周波数発振回路。
  2. 【請求項２】　　上記インピーダンス変換手段は、第１
    のＦＥＴのゲート端子を入力電圧端子とし、該ＦＥＴの
    ソース端子と第２のＦＥＴのドレイン端子との接続点を
    出力電圧端子とし、上記第２のＦＥＴのソース端子を接
    地した構造を有し、上記第１のＦＥＴのドレイン端子に
    正電圧を印加して使用するソースフォロワ回路であるこ
    とを特徴とする請求項１記載の可変周波数発振回路。
  3. 【請求項３】　　上記第２のＦＥＴのゲート端子に所定
    の電圧を印加して、上記第１のＦＥＴのドレイン端子に
    印加される正電圧が上記第２のＦＥＴを介して接地に流
    れるのを阻止するようにしたことを特徴とする請求項２
    記載の可変周波数発振回路。
  4. 【請求項４】　　上記インピーダンス変換手段はモノリ
    シックに作製されたものであり、上記電圧制御型発振器
    を構成するチップとは別チップにて設けられたものであ
    ることを特徴とする請求項１記載の可変周波数発振回路
    。
  5. 【請求項５】　　上記インピーダンス変換手段はハイブ
    リッドＩＣとして作製されたものであり、上記電圧制御
    型発振器を構成するチップとは別チップにて設けられた
    ものであることを特徴とする請求項１記載の可変周波数
    発振回路。
JP3163933A 1991-06-07 1991-06-07 可変周波数発振回路 Pending JPH04361408A (ja)

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JP3163933A JPH04361408A (ja) 1991-06-07 1991-06-07 可変周波数発振回路
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US5406228A (en) * 1994-07-12 1995-04-11 General Instrument Ring oscillator with frequency control loop

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