JPH0436613B2 - - Google Patents
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- JPH0436613B2 JPH0436613B2 JP62188680A JP18868087A JPH0436613B2 JP H0436613 B2 JPH0436613 B2 JP H0436613B2 JP 62188680 A JP62188680 A JP 62188680A JP 18868087 A JP18868087 A JP 18868087A JP H0436613 B2 JPH0436613 B2 JP H0436613B2
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- Japan
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- signal
- sampling
- frequency
- subcarrier
- circuit
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 28
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 7
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 108700004914 Ac-Nal(1)-Cpa(2)-Pal(3,6)-Arg(5)-Ala(10)- LHRH Proteins 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
- H04N5/607—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals for more than one sound signal, e.g. stereo, multilanguages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、信号分離回路、特に複合ステレオ信
号からＬ（左チヤンネル信号）＋Ｒ（右チヤンネル
信号）成分を分離するＬ＋Ｒ測定システム用の信
号分離回路に関する。
号からＬ（左チヤンネル信号）＋Ｒ（右チヤンネル
信号）成分を分離するＬ＋Ｒ測定システム用の信
号分離回路に関する。
放送用FMステレオ・システム又はBTSCステ
レオ・システム（米国におけるテレビジヨン放送
の音声多重システム）において、ステレオ信号を
デコードする際、複合信号から通常のＬ＋Ｒ成分
を得ることがしばしば望まれる。これは、この成
分の振幅又は他の特性を測定するためや、デコー
ド処理の一部として行なわれている。テレビジヨ
ン用のBTSCシステムは、15kHzより高い主音声
Ｌ＋Ｒチヤンネル、15.734kHzの水平掃引周波数
のパイロツト信号、約16.470kHzから46.47kHzま
でのパイロツト信号周波数の２倍である副搬送波
周波数に対して対称の両側波帯の抑圧された搬送
波ステレオ副チヤンネルを定義する。BTSC信号
は次のように表わせる。
レオ・システム（米国におけるテレビジヨン放送
の音声多重システム）において、ステレオ信号を
デコードする際、複合信号から通常のＬ＋Ｒ成分
を得ることがしばしば望まれる。これは、この成
分の振幅又は他の特性を測定するためや、デコー
ド処理の一部として行なわれている。テレビジヨ
ン用のBTSCシステムは、15kHzより高い主音声
Ｌ＋Ｒチヤンネル、15.734kHzの水平掃引周波数
のパイロツト信号、約16.470kHzから46.47kHzま
でのパイロツト信号周波数の２倍である副搬送波
周波数に対して対称の両側波帯の抑圧された搬送
波ステレオ副チヤンネルを定義する。BTSC信号
は次のように表わせる。
Vc（ｔ）＝（Vl（ｔ）＋Vr（ｔ））＋2K（Vl（ｔ）−Vr
（ｔ））Sin（2π＊Fs＊ｔ）＋Ve ここで、Vc（ｔ）はBTSC複合ステレオ信号、
Vl（ｔ）は左チヤンネル信号Ｌ、Vr（ｔ）は右チ
ヤンネル信号Ｒ、Ｋはdbxノイズ減少システムの
利得係数、2πは6.283183…、Fsはステレオ副搬送
波周波数、Veはバイロツト、第２言語チヤンネ
ル及び操作チヤンネル（放送FNのSCA）等の他
の全ての信号である。変調モニタのユーザは、ス
テレオ和の項Ｌ＋Ｒの振幅を読取ることを望んで
いる。このシステムのローパス・フイルタを設計
するには、FM放送ステレオ・システムに適する
性能の数倍のフイルタ性能が要求される。主チヤ
ンネル、パイロツト信号及び副チヤンネル間のガ
ードバンドは非常に狭く、dbxノイズ減少比較器
を副チヤンネルに配置して、主チヤンネルのクロ
ストークに対する副チヤンネルのポランシヤルを
高めている。主チヤンネル及びパイロツト信号間
のガードバンド及びパイロツト信号及び副チヤン
ネル間のガードバンドは、夫々わずか734Hzであ
り、主チヤンネル及び副チヤンネル間の間隔は
1.468kHzである。よつて、チヤンネルの分離に重
要な要素は、副チヤンネルから主チヤンネルへの
クロストークである。
（ｔ））Sin（2π＊Fs＊ｔ）＋Ve ここで、Vc（ｔ）はBTSC複合ステレオ信号、
Vl（ｔ）は左チヤンネル信号Ｌ、Vr（ｔ）は右チ
ヤンネル信号Ｒ、Ｋはdbxノイズ減少システムの
利得係数、2πは6.283183…、Fsはステレオ副搬送
波周波数、Veはバイロツト、第２言語チヤンネ
ル及び操作チヤンネル（放送FNのSCA）等の他
の全ての信号である。変調モニタのユーザは、ス
テレオ和の項Ｌ＋Ｒの振幅を読取ることを望んで
いる。このシステムのローパス・フイルタを設計
するには、FM放送ステレオ・システムに適する
性能の数倍のフイルタ性能が要求される。主チヤ
ンネル、パイロツト信号及び副チヤンネル間のガ
ードバンドは非常に狭く、dbxノイズ減少比較器
を副チヤンネルに配置して、主チヤンネルのクロ
ストークに対する副チヤンネルのポランシヤルを
高めている。主チヤンネル及びパイロツト信号間
のガードバンド及びパイロツト信号及び副チヤン
ネル間のガードバンドは、夫々わずか734Hzであ
り、主チヤンネル及び副チヤンネル間の間隔は
1.468kHzである。よつて、チヤンネルの分離に重
要な要素は、副チヤンネルから主チヤンネルへの
クロストークである。
副チヤンネルを変調する音声のローパスろ波が
不適切なことにより副チヤンネルの低側波帯が主
チヤンネルに漏れるとき、副チヤンネルから主チ
ヤンネルへのクロストークが生じる。このクロス
トークは非直線的である。すなわち、このクロス
トークは主チヤンネル信号と調波的な関係でない
ので、非常に耳ざわりである。さらに、信号レベ
ルが低いが、番組内容が実質的なＬ−Ｒ成分を含
んでいるとき、dbxノイズ減少比較器は、副チヤ
ンネル・レベルを主チヤンネル・レベルよりも20
〜30dBだけ高くすることができる。この状況に
おいて、主チヤンネルには、精神聴覚的にクロス
トークを隠す能力がわずかしかない。高周波数、
即ち、低側波帯の端に生じる単なる周波数におい
て、dbxノイズ減少システムによる最大利得が生
じ、これにより音声のクロストークが最も生じや
すい。
不適切なことにより副チヤンネルの低側波帯が主
チヤンネルに漏れるとき、副チヤンネルから主チ
ヤンネルへのクロストークが生じる。このクロス
トークは非直線的である。すなわち、このクロス
トークは主チヤンネル信号と調波的な関係でない
ので、非常に耳ざわりである。さらに、信号レベ
ルが低いが、番組内容が実質的なＬ−Ｒ成分を含
んでいるとき、dbxノイズ減少比較器は、副チヤ
ンネル・レベルを主チヤンネル・レベルよりも20
〜30dBだけ高くすることができる。この状況に
おいて、主チヤンネルには、精神聴覚的にクロス
トークを隠す能力がわずかしかない。高周波数、
即ち、低側波帯の端に生じる単なる周波数におい
て、dbxノイズ減少システムによる最大利得が生
じ、これにより音声のクロストークが最も生じや
すい。
和の項を通過させ、差の項を除去するフイルタ
は、パルス試験の際、リンギング及びオーバシユ
ートを発生するような鋭い遮断特性を具えていな
ければならない。その結果、ピーク読取りの誤差
がなくなる。BTSCシステムに適した高性能フイ
ルタは、非常に高価であり、また、ろ波領域全体
で29個程度のポールを具えたフイルタは高価であ
り、非常な安定性を要求される。
は、パルス試験の際、リンギング及びオーバシユ
ートを発生するような鋭い遮断特性を具えていな
ければならない。その結果、ピーク読取りの誤差
がなくなる。BTSCシステムに適した高性能フイ
ルタは、非常に高価であり、また、ろ波領域全体
で29個程度のポールを具えたフイルタは高価であ
り、非常な安定性を要求される。
したがつて本発明の目的は、ろ波の条件が厳し
くなく、複合ステレオ信号からＬ＋Ｒ成分を分離
させる信号分離回路の提供にある。
くなく、複合ステレオ信号からＬ＋Ｒ成分を分離
させる信号分離回路の提供にある。
本発明の信号分離回路は、時間領域の適当な時
点でBTSC又はFM放送ステレオ信号の如き複合
ステレオ信号をサンプリングして、この複合ステ
レオ信号からＬ＋Ｒモノラル（片耳用）成分を得
ている。複合ステレオ信号からサンプリング信号
を発生するが、その周波数は複合ステレオ信号の
Ｌ−Ｒ成分を副搬送波周波数の２倍である。この
サンプリング信号を用いて、副搬送波の零交差時
点、即ちＬ−Ｒ成分が零の時点に複合ステレオ信
号をサンプリングする。簡単なローパス・フイル
タによりサンプリング結果の信号をろ波して、Ｌ
＋Ｒ成分を得る。
点でBTSC又はFM放送ステレオ信号の如き複合
ステレオ信号をサンプリングして、この複合ステ
レオ信号からＬ＋Ｒモノラル（片耳用）成分を得
ている。複合ステレオ信号からサンプリング信号
を発生するが、その周波数は複合ステレオ信号の
Ｌ−Ｒ成分を副搬送波周波数の２倍である。この
サンプリング信号を用いて、副搬送波の零交差時
点、即ちＬ−Ｒ成分が零の時点に複合ステレオ信
号をサンプリングする。簡単なローパス・フイル
タによりサンプリング結果の信号をろ波して、Ｌ
＋Ｒ成分を得る。
本発明の他の目的・効果及び新規な特徴は、添
付図を参照した以下の説明より明らかになろう。
付図を参照した以下の説明より明らかになろう。
第１図は、本発明の好適な一実施例の回路図で
ある。複合ステレオ信号を入力フイルタ回路１０
及びサンプリング信号発生器１２に供給する。こ
の入力フイルタ回路１０は、BTSCシステムでは
15.734kHzのテレビジヨン水平同期周波数のパイ
ロツト周波数を必要ならば抑圧し、Ｌ＋Ｒ及びＬ
−Ｒ成分をサンプリング回路１４に通過させる。
サンプリング信号（パルス）発生器１２は所定周
波数のサンプリング・パルス列を出力する。この
所定周波数は、複合ステレオ信号のＬ−Ｒ成分用
抑圧副搬送波の周波数の２倍であり、この副搬送
周波数に同期しているので、サンプリング・パル
スはＬ−Ｒ成分が零の点、即ち副搬送波周波数の
零交差点で生じる。次に、Ｌ−Ｒ成分のなくなつ
たサンプリング回路１４の出力信号を回復手段で
あるローパス・フイルタ（LPF）１６によりろ
波して、Ｌ＋Ｒ成分を回復する。
ある。複合ステレオ信号を入力フイルタ回路１０
及びサンプリング信号発生器１２に供給する。こ
の入力フイルタ回路１０は、BTSCシステムでは
15.734kHzのテレビジヨン水平同期周波数のパイ
ロツト周波数を必要ならば抑圧し、Ｌ＋Ｒ及びＬ
−Ｒ成分をサンプリング回路１４に通過させる。
サンプリング信号（パルス）発生器１２は所定周
波数のサンプリング・パルス列を出力する。この
所定周波数は、複合ステレオ信号のＬ−Ｒ成分用
抑圧副搬送波の周波数の２倍であり、この副搬送
周波数に同期しているので、サンプリング・パル
スはＬ−Ｒ成分が零の点、即ち副搬送波周波数の
零交差点で生じる。次に、Ｌ−Ｒ成分のなくなつ
たサンプリング回路１４の出力信号を回復手段で
あるローパス・フイルタ（LPF）１６によりろ
波して、Ｌ＋Ｒ成分を回復する。
第１図の回路は、入力フイルタ回路１０により
無関係な信号を除去し、ステレオの和の項及び差
の項のみを残した後の複合ステレオ信号を処理し
ている。ステレオ差信号に特有な特徴は、変調さ
れた抑圧副搬送波の振幅である。抑圧副搬送波の
零交点において、この副搬送波に加えられた左又
は右信号の振幅に関係なく、ステレオ差の項（信
号）の瞬時値は零である。よつて、副搬送波周波
数Fsで零交差となる2Fsの周波数で複合ステレオ
信号をサンプリングすると、ステレオ和の項（信
号）を回復できると共に、信号の残りから容易に
分離できる。
無関係な信号を除去し、ステレオの和の項及び差
の項のみを残した後の複合ステレオ信号を処理し
ている。ステレオ差信号に特有な特徴は、変調さ
れた抑圧副搬送波の振幅である。抑圧副搬送波の
零交点において、この副搬送波に加えられた左又
は右信号の振幅に関係なく、ステレオ差の項（信
号）の瞬時値は零である。よつて、副搬送波周波
数Fsで零交差となる2Fsの周波数で複合ステレオ
信号をサンプリングすると、ステレオ和の項（信
号）を回復できると共に、信号の残りから容易に
分離できる。
サンプリング・システムの効果を示すために、
サンプリング波形の時間表示を周波数領域に変換
し、変調し、新たな形態で時間領域に変換し直
す。サンプリング波形Vsは、サンプリング周波
数の周期だけ互いにオフセツトされた一連のイン
パルスの和として、総てのｎに対して、次のよう
に表わせる。
サンプリング波形の時間表示を周波数領域に変換
し、変調し、新たな形態で時間領域に変換し直
す。サンプリング波形Vsは、サンプリング周波
数の周期だけ互いにオフセツトされた一連のイン
パルスの和として、総てのｎに対して、次のよう
に表わせる。
Vs（ｔ）＝o=∞
Σn=-∞
δ（ｔ−ｎ／Fa）
ここで、δ（ｘ）はＸ＝０における単位インパ
ルスであり、δ（ｔ−ｎ／Fa）はｔ＝１／Faで分
離された一連のインパルスである。これのフーリ
エ変換は、（いかなる倍率定数も無視して）Faに
より周波数が分離された他の一連のインパルスで
あり、総てのｎに対して次のようになる。
ルスであり、δ（ｔ−ｎ／Fa）はｔ＝１／Faで分
離された一連のインパルスである。これのフーリ
エ変換は、（いかなる倍率定数も無視して）Faに
より周波数が分離された他の一連のインパルスで
あり、総てのｎに対して次のようになる。
Vs（ｓ）＝Σδ（ｓ−ｎ＊Fa）
δ（ｓ）の逆フーリエ変換は１であり、δ（ｓ−
ｘ）＋δ（ｓ＋ｘ）の逆変換は2Ccs（2π＊ｔ）であ
ることは明らかであり、（再び、いかなる倍率定
数も無視して）一連のサンプリングを時間領域域
に戻すように変換すると、ｎ＞０に対して次のよ
うになる。
ｘ）＋δ（ｓ＋ｘ）の逆変換は2Ccs（2π＊ｔ）であ
ることは明らかであり、（再び、いかなる倍率定
数も無視して）一連のサンプリングを時間領域域
に戻すように変換すると、ｎ＞０に対して次のよ
うになる。
Vs（ｔ）＝１＋o>0
Σ
Cos（2π＊ｎ＊Fa＊ｔ）
複合ステレオ信号のサンプリングは次のように
表わせる。
表わせる。
Vo（ｔ）＝Vc（ｔ）＊Vs（ｔ）
Vo（ｔ）＝｛（Ｌ＋Ｒ）＋2K（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊
ｔ）｝＊ ｛１＋ΣCos（2π＊ｎ＊Fs＊ｔ）｝ Ｋ＝１と設定すると、Fa＝2Fsであり、無限級
数の最初のいくつかの項を項毎に表わすと次のよ
うになる。
ｔ）｝＊ ｛１＋ΣCos（2π＊ｎ＊Fs＊ｔ）｝ Ｋ＝１と設定すると、Fa＝2Fsであり、無限級
数の最初のいくつかの項を項毎に表わすと次のよ
うになる。
Vo（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋2K（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ
）＋… また、 Sin（ｘ）Cos（ｙ）＝1/2（Sin（ｘ＋ｙ）＋Sin（ｘ＋
ｙ）） ＝1/2（Sin（ｘ＋ｙ）−Sin（ｙ＋ｘ）） なので、簡略化すると次のようになる。
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ
）＋（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ
）＋… また、 Sin（ｘ）Cos（ｙ）＝1/2（Sin（ｘ＋ｙ）＋Sin（ｘ＋
ｙ）） ＝1/2（Sin（ｘ＋ｙ）−Sin（ｙ＋ｘ）） なので、簡略化すると次のようになる。
Vo（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋2K（Ｌ−Ｒ）Sin（2π＊Fs＊ｔ
）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ） ＋（Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊3Fs＊ｔ）−Sin（2π＊Fs＊
ｔ）〕＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋（Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊5Fs＊ｔ）−Sin（2π＊3Fs
＊ｔ）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ）＋ （Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊7Fs＊ｔ）−Sin（2π＊5Fs＊
ｔ）＋… 総てのSin項を削除すると次のようになる。
）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊2Fs＊ｔ） ＋（Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊3Fs＊ｔ）−Sin（2π＊Fs＊
ｔ）〕＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋（Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊5Fs＊ｔ）−Sin（2π＊3Fs
＊ｔ）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ）＋ （Ｌ−Ｒ）〔Sin（2π＊7Fs＊ｔ）−Sin（2π＊5Fs＊
ｔ）＋… 総てのSin項を削除すると次のようになる。
Vo（ｔ）＝（Ｌ＋Ｒ）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊2Fs＊
ｔ）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ）＋… サンプリングにより、ステレオ和の項Ｌ＋Ｒ
と、これと同じ項で変調した副搬送波周波数の偶
数調波とが得られる。ステレオ和の項の帯域幅は
約Fs／２であり、変調側波帯は2FsからFs／２だ
け低い方に伸びている。よつて、ローパス・フイ
ルタ１６は、Fs／２を通過させ、3Fs／２を除去
しなければならない。これは、３対１の比なの
で、非常に簡単なフイルタでよい。
ｔ）＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊4Fs＊ｔ） ＋２（Ｌ＋Ｒ）Cos（2π＊6Fs＊ｔ）＋… サンプリングにより、ステレオ和の項Ｌ＋Ｒ
と、これと同じ項で変調した副搬送波周波数の偶
数調波とが得られる。ステレオ和の項の帯域幅は
約Fs／２であり、変調側波帯は2FsからFs／２だ
け低い方に伸びている。よつて、ローパス・フイ
ルタ１６は、Fs／２を通過させ、3Fs／２を除去
しなければならない。これは、３対１の比なの
で、非常に簡単なフイルタでよい。
第２図及び第３図は、上述の数学的展開をグラ
フで表わしている。第２図は、Ｌ＋Ｒ成分を得る
ために、副搬送波周波数の零交点にてサンプリン
グされる複合ステレオ波形を示し、また第３図
は、副搬送波周波数の零交点にてＬ−Ｒ成分の値
が零であることを示している。
フで表わしている。第２図は、Ｌ＋Ｒ成分を得る
ために、副搬送波周波数の零交点にてサンプリン
グされる複合ステレオ波形を示し、また第３図
は、副搬送波周波数の零交点にてＬ−Ｒ成分の値
が零であることを示している。
第４図は、本発明の他の実施例を示し、この実
施例では、差成分からサンプリング信号を得てい
る。複合ステレオ信号をバンドパス・フイルタ２
０に入力する。このフイルタ２０の中心周波数は
副搬送波周波数付近である。バンドパス・フイル
タ２０の出力信号を２乗回路として構成された掛
算器２２に入力する。この掛算器２２の出力を他
のバンドパス・フイルタ２４に入力する。このフ
イルタ２４の中心周波数は副搬送波周波数の２倍
の周波数付近である。第２バンドパス・フイルタ
２４の出力周波数を用いて、副搬送波の２倍の周
波数の発振器２６をロツクする。この発振器２６
の出力信号はサンプリング信号であり、位相調整
回路２８に入力されて、前段の回路によるいかな
る位相シフトも補償される。よつて、サンプリン
グ信号は複合ステレオ信号の差成分の抑圧された
副搬送波に同期する。なお、回路２０〜２６がサ
ンプリング信号発生手段となる。
施例では、差成分からサンプリング信号を得てい
る。複合ステレオ信号をバンドパス・フイルタ２
０に入力する。このフイルタ２０の中心周波数は
副搬送波周波数付近である。バンドパス・フイル
タ２０の出力信号を２乗回路として構成された掛
算器２２に入力する。この掛算器２２の出力を他
のバンドパス・フイルタ２４に入力する。このフ
イルタ２４の中心周波数は副搬送波周波数の２倍
の周波数付近である。第２バンドパス・フイルタ
２４の出力周波数を用いて、副搬送波の２倍の周
波数の発振器２６をロツクする。この発振器２６
の出力信号はサンプリング信号であり、位相調整
回路２８に入力されて、前段の回路によるいかな
る位相シフトも補償される。よつて、サンプリン
グ信号は複合ステレオ信号の差成分の抑圧された
副搬送波に同期する。なお、回路２０〜２６がサ
ンプリング信号発生手段となる。
複合ステレオ信号をサンプリング回路３０にも
入力する。ここで、この複合ステレオ信号は、位
相調整回路２８からのサンプリング信号によりサ
ンプリングされる。サンプリング信号は抑圧され
た副搬送波に同期しているので、この副搬送波の
零交差点、即ちＬ−Ｒ成分が零の点で複合ステレ
オ信号をサンプリングする。サンプリング回路３
０からの残りの成分をローパス・フイルタ（回復
手段）３２に入力して、Ｌ＋Ｒ成分を出力信号と
して回復する。
入力する。ここで、この複合ステレオ信号は、位
相調整回路２８からのサンプリング信号によりサ
ンプリングされる。サンプリング信号は抑圧され
た副搬送波に同期しているので、この副搬送波の
零交差点、即ちＬ−Ｒ成分が零の点で複合ステレ
オ信号をサンプリングする。サンプリング回路３
０からの残りの成分をローパス・フイルタ（回復
手段）３２に入力して、Ｌ＋Ｒ成分を出力信号と
して回復する。
第５図は、本発明の他の実施例のブロツク図で
ある。BTSC信号の如きパイロツト信号を有する
複合ステレオ信号を従来の如くパイロツト除去回
路４０に入力してパイロツト信号を除去し、次に
ローパス・フイルタ４２に入力して、高周波数の
無関係のチヤンネルを除去する。複合ステレオ信
号をサンプリング信号発生手段となる位相ロツ
ク・ループ（PLL）４４にも入力する。この位
相ロツク・ループ４４は、位相検出器４６、フイ
ルタ４８及び電圧制御発振器（VCO）５０を含
んでいる。VCO５０の出力信号を、典型的には
プログラマブル・ロジツクアレイ（PAL）集積
回路である制御回路５２のクロツク入力端に入力
する。この制御回路は、種々の周波数のパルス列
の形態で、制御信号を発生する。制御回路５２の
１つの出力信号５４を位相検出器４６に入力し
て、パイロツト信号と比較することにより、位相
ロツプ・ループ４４を閉じる。制御信号５２から
の第２出力信号５６をパイロツト除去回路４０に
入力して、被処理複合ステレオ信号からパイロツ
ト信号を除去する。第３出力信号５８は、周波数
が副搬送波周波数の２倍のサンプリング波形であ
る。第４出力信号５９は、わずかな時間dtだけ時
間的にオフセツトされたサンプリング波形であ
る。
ある。BTSC信号の如きパイロツト信号を有する
複合ステレオ信号を従来の如くパイロツト除去回
路４０に入力してパイロツト信号を除去し、次に
ローパス・フイルタ４２に入力して、高周波数の
無関係のチヤンネルを除去する。複合ステレオ信
号をサンプリング信号発生手段となる位相ロツ
ク・ループ（PLL）４４にも入力する。この位
相ロツク・ループ４４は、位相検出器４６、フイ
ルタ４８及び電圧制御発振器（VCO）５０を含
んでいる。VCO５０の出力信号を、典型的には
プログラマブル・ロジツクアレイ（PAL）集積
回路である制御回路５２のクロツク入力端に入力
する。この制御回路は、種々の周波数のパルス列
の形態で、制御信号を発生する。制御回路５２の
１つの出力信号５４を位相検出器４６に入力し
て、パイロツト信号と比較することにより、位相
ロツプ・ループ４４を閉じる。制御信号５２から
の第２出力信号５６をパイロツト除去回路４０に
入力して、被処理複合ステレオ信号からパイロツ
ト信号を除去する。第３出力信号５８は、周波数
が副搬送波周波数の２倍のサンプリング波形であ
る。第４出力信号５９は、わずかな時間dtだけ時
間的にオフセツトされたサンプリング波形であ
る。
サンプリング出力信号５８はサンプリング手段
であるトラツク／ホールド回路６０に入力する
が、この回路６０には、複合ステレオ信号のＬ＋
Ｒ及びＬ−Ｒ成分のみを含む複合信号も入力す
る。位相ロツク・ループ４４によりサンプリング
波形５８はパイロツト信号に同期しているので、
サンプリング波形のパルスは副搬送波周波数の零
交差時点においてトラツク／ホールド回路６０の
ゲートを開く。第６図に示すように、トラツク／
ホールド回路６０の出力信号は、ステツプ遷移に
おいてサンプリング周波数のいくらかのノイズを
含んだ一連のステツプである。次に、このステツ
プ出力信号をデグリツチ回路（グリツチ除去回
路）６２に入力する。このデグリツチ回路６２
は、第４出力信号５９に応答して、一連のステツ
プを、振幅が対応ステツプの振幅に等価な一連の
パルスに変換する。ノイズのセツトリング時間の
後で、ステツプの任意の検知できる減衰の前にパ
ルスを出力するように、時間増分dtを選択する。
Ｌ＋Ｒステツプを従来のロウパス・フイルタ（回
復手段）６４(4)に入力して、このパルスを所望測
定が行なえるアナログＬ＋Ｒ波形に変換する。
であるトラツク／ホールド回路６０に入力する
が、この回路６０には、複合ステレオ信号のＬ＋
Ｒ及びＬ−Ｒ成分のみを含む複合信号も入力す
る。位相ロツク・ループ４４によりサンプリング
波形５８はパイロツト信号に同期しているので、
サンプリング波形のパルスは副搬送波周波数の零
交差時点においてトラツク／ホールド回路６０の
ゲートを開く。第６図に示すように、トラツク／
ホールド回路６０の出力信号は、ステツプ遷移に
おいてサンプリング周波数のいくらかのノイズを
含んだ一連のステツプである。次に、このステツ
プ出力信号をデグリツチ回路（グリツチ除去回
路）６２に入力する。このデグリツチ回路６２
は、第４出力信号５９に応答して、一連のステツ
プを、振幅が対応ステツプの振幅に等価な一連の
パルスに変換する。ノイズのセツトリング時間の
後で、ステツプの任意の検知できる減衰の前にパ
ルスを出力するように、時間増分dtを選択する。
Ｌ＋Ｒステツプを従来のロウパス・フイルタ（回
復手段）６４(4)に入力して、このパルスを所望測
定が行なえるアナログＬ＋Ｒ波形に変換する。
〔発明の効果〕
上述の如く本発明の信号分離回路によれば、Ｌ
−Ｒ副搬送波周波数の零交差点で、Ｌ＋Ｒ及びＬ
−Ｒの複合信号を同期的にサンプルして、Ｌ−Ｒ
成分を除去しているので、簡単なローパス・フイ
ルタにより残りのＬ＋Ｒ成分を容易に回復でき
る。
−Ｒ副搬送波周波数の零交差点で、Ｌ＋Ｒ及びＬ
−Ｒの複合信号を同期的にサンプルして、Ｌ−Ｒ
成分を除去しているので、簡単なローパス・フイ
ルタにより残りのＬ＋Ｒ成分を容易に回復でき
る。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図、第２
及び第３図は本発明の動作を説明するための波形
図、第４及び第５図は本発明の他の実施例のブロ
ツク図、第６図は第５図のシステムの波形図であ
る。 図において、１２，２０〜２６，４６〜５２は
パルス信号発生手段、１４，３０，６０はサンプ
リング手段、１６，３２，６４は回復手段であ
る。
及び第３図は本発明の動作を説明するための波形
図、第４及び第５図は本発明の他の実施例のブロ
ツク図、第６図は第５図のシステムの波形図であ
る。 図において、１２，２０〜２６，４６〜５２は
パルス信号発生手段、１４，３０，６０はサンプ
リング手段、１６，３２，６４は回復手段であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 左チヤンネル信号及び右チヤンネル信号の和
成分及び差成分、並びに該差成分用副搬送波を含
む複合ステレオ信号を受け、上記副搬送波に同期
したサンプリング信号を発生するサンプリング信
号発生手段と、 上記サンプリング信号により上記副搬送波の零
交差点で上記複合ステレオ信号をサンプリングす
るサンプリング手段と、 該サンプリング手段の出力信号から上記和成分
を回復する回復手段とを具えた信号分離回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US889490 | 1986-07-28 | ||
| US06/889,490 US4688253A (en) | 1986-07-28 | 1986-07-28 | L+R separation system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6337725A JPS6337725A (ja) | 1988-02-18 |
| JPH0436613B2 true JPH0436613B2 (ja) | 1992-06-16 |
Family
ID=25395215
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62188680A Granted JPS6337725A (ja) | 1986-07-28 | 1987-07-28 | 信号分離回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4688253A (ja) |
| EP (1) | EP0255758A3 (ja) |
| JP (1) | JPS6337725A (ja) |
| DK (1) | DK360087A (ja) |
Families Citing this family (44)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4893341A (en) * | 1989-08-01 | 1990-01-09 | At&E Corporation | Digital receiver operating at sub-nyquist sampling rate |
| US5054070A (en) * | 1990-03-05 | 1991-10-01 | Qei Corporation | Stereo signal communication system and method |
| US5357544A (en) * | 1992-07-21 | 1994-10-18 | Texas Instruments, Incorporated | Devices, systems, and methods for composite signal decoding |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US7515896B1 (en) * | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US7027786B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-04-11 | Parkervision, Inc. | Carrier and clock recovery using universal frequency translation |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7054296B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-05-30 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) technology and applications including techniques of universal frequency translation |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7072390B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US6963734B2 (en) | 1999-12-22 | 2005-11-08 | Parkervision, Inc. | Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7554508B2 (en) | 2000-06-09 | 2009-06-30 | Parker Vision, Inc. | Phased array antenna applications on universal frequency translation |
| US7010559B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7085335B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-08-01 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US6975848B2 (en) | 2002-06-04 | 2005-12-13 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel |
| US7321640B2 (en) | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US8964991B2 (en) * | 2008-06-17 | 2015-02-24 | Himax Tehnologies Limted | Method for processing an input composite signal and signal processing apparatus thereof |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3962551A (en) * | 1974-03-28 | 1976-06-08 | Motorola, Inc. | Methods and systems for providing stereo decoding signals |
| US4182932A (en) * | 1978-10-26 | 1980-01-08 | Fisher Charles B | A-m stereo system |
| US4308614A (en) * | 1978-10-26 | 1981-12-29 | Fisher Charles B | Noise-reduction sampling system |
| US4497063A (en) * | 1981-06-26 | 1985-01-29 | Pioneer Electronic Corporation | FM stereo demodulator |
| JPS5928706A (ja) * | 1982-08-09 | 1984-02-15 | Sansui Electric Co | 復調回路 |
| JPS5943644A (ja) * | 1982-09-04 | 1984-03-10 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| JPS6031308A (ja) * | 1983-07-30 | 1985-02-18 | Pioneer Electronic Corp | 低域濾波回路 |
-
1986
- 1986-07-28 US US06/889,490 patent/US4688253A/en not_active Expired - Fee Related
-
1987
- 1987-06-30 EP EP87305801A patent/EP0255758A3/en not_active Withdrawn
- 1987-07-10 DK DK360087A patent/DK360087A/da not_active Application Discontinuation
- 1987-07-28 JP JP62188680A patent/JPS6337725A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4688253A (en) | 1987-08-18 |
| DK360087D0 (da) | 1987-07-10 |
| DK360087A (da) | 1988-01-29 |
| EP0255758A2 (en) | 1988-02-10 |
| JPS6337725A (ja) | 1988-02-18 |
| EP0255758A3 (en) | 1989-06-07 |
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