JPH04371006A - 直流フィードバック差動増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、差動増幅器に関するも
のであり、更に詳述するならば、交流結合の直流フィー
ドバック差動増幅装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２は、典型的な固定バイアスの差動増
幅回路を示すものである。差動増幅器１０の非反転入力
が、非反転入力端１２に第１のコンデンサＣ１　を介し
て接続され、反転入力が、反転入力端１４に第２のコン
デンサＣ２　を介して接続されている。更に、差動増幅
器１０の反転出力が反転出力端１６に接続され、非反転
出力が非反転出力端１８に接続されている。そして、差
動増幅器１０の非反転入力は、抵抗Ｒ１　を介して固定
電圧に接続され、差動増幅器１０の反転入力は、抵抗Ｒ
２　を介して固定電圧に接続されて、差動増幅器１０の
両入力に固定バイアスがかけられている。

【０００３】かかる構成の差動増幅器は、低周波域から
高周波域まで対応できる。しかしながら、温度や電源電
圧の変動によるオフセットが避けられない。特に、ＰＣ
Ｍ通信に使用した場合には、以下のような問題がある。 ＰＣＭ伝送では、図３のに示すように、『１』（ハイレ
ベル）と『０』（ローレベル）とが交互に出現する訳で
はないので、信号の平均レベルが、『１』（ハイレベル
）のレベルの１／２になるとは限らない。その結果、図
４に誇張して示すように、ＰＣＭ信号の平均レベルが短
い時間（但し、ＰＣＭ信号のパルス幅に対しては十分に
長い時間）で波打つように変動する。この平均レベルの
変動は、差動増幅器の各入力に影響して、結果的に見る
と差動増幅器の閾値を変動させる。そのため、差動増幅
器の非反転出力と反転出力とからそれぞれ出力される互
いに相補的な信号が、図５（Ａ）に示すようにハイレベ
ルとローレベルとの間の中心のレベルで交差する理想的
な状態から、相補的な信号の交点が例えば図５（Ｂ）に
示すようにハイレベルとローレベルとの間の中心のレベ
ルからずれる。換言するならば、差動増幅器の非反転出
力と反転出力とからそれぞれ出力されるＰＣＭ信号のパ
ルスのハイレベル幅とローレベル幅が同じにならず、歪
みが生じる。

【０００４】一方、ＡＭ及びＦＭの分野では、図１に示
すような、直流フィードバックをかけた交流結合差動増
幅装置が使用されている。図１において、図２に示す差
動増幅装置の各部の同一または対応する素子には同一の
参照符号を付して、説明を省略する。図１に示す差動増
幅装置において、差動増幅器１０の非反転入力に一端が
接続された抵抗Ｒ１　の他端は、抵抗Ｒ３　を介して差
動増幅器１０の反転出力に接続され、差動増幅器１０の
反転入力に一端が接続された抵抗Ｒ２　の他端は、抵抗
Ｒ４　を介して差動増幅器１０の非反転出力に接続され
ている。更に、抵抗Ｒ１　と抵抗Ｒ３　との間の接続点
と、抵抗Ｒ２　と抵抗Ｒ４　との間の接続点との間に、
コンデンサＣ３　が接続されている。非反転入力−反転
出力の系と、反転入力−非反転出力の系との間をバラン
スさせるために、Ｃ１　＝Ｃ２　、Ｒ１　＝Ｒ２　、Ｒ
３　＝Ｒ４　の関係を満足する値にされている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図１に示す直流フィー
ドバックをかけた交流結合差動増幅装置を、ＰＣＭの分
野に使用することを想定すると、ＡＭ及びＦＭの分野で
は問題とされない以下の事項が重大な問題になる。ＡＭ
及びＦＭの分野では、利得を大きくとるために、Ｒ３　
≫Ｒ１　の関係を満足するように設定していた。反面、
Ｃ１　＝Ｃ２　、Ｒ１　＝Ｒ２　、Ｒ３　＝Ｒ４　の関
係を満足するように、たとえＣ１　、Ｃ２　、Ｒ１　、
Ｒ２　、Ｒ３　、Ｒ４　を実現することができたとして
も、差動増幅回路の他の素子のバラツキなどの要因によ
り、非反転入力−反転出力の系と、反転入力−非反転出
力の系との間は、実際にはバランスしていない。しかし
、ＡＭ及びＦＭの分野では、非反転入力−反転出力の系
と、反転入力−非反転出力の系とをバランスさせる必要
がないために、両系をバランスさせるための処理は行わ
れていなかった。

【０００６】一方、図１に示す差動増幅回路をＰＣＭの
分野で使用することを想定したとき場合、大きな利得を
必要としないので、Ｒ３　≒Ｒ１　の関係に設定するこ
とが望ましい。しかし、ＰＣＭの分野では、非反転入力
−反転出力の系と、反転入力−非反転出力の系との間の
バランスさせて、両系間の電圧オフセットを極力解消す
る必要がある。その１つの方法として、抵抗Ｒ３　及び
Ｒ４　をトリミングすることが考えられる。しかし、抵
抗Ｒ３　及びＲ４　をトリミングすると、Ｒ３　≒Ｒ１
　の関係を満足することができなくなる問題が生じる。

【０００７】別の観点からみるならば、Ｃ１　＝Ｃ３　
の条件において、Ｒ１　＞〔Ｒ３　／２Ｇ〕（但し、Ｇ
は利得）の関係となると、動作が不安定になる。具体的
には、いわゆるベースラインワンダーＢＬＷ（Ｂａｓｅ
　Ｌｉｎｅ　Ｗｏｎｄｅｒ）が、周波数の増大と共に滑
らか落ちずに、図６に示すように、周波数が増大すると
、一度高くなってから落ちる。この問題を解消する手段
として、Ｒ１　＜〔Ｒ３　／２Ｇ〕の関係が成立するよ
うに、Ｒ１　の値を小さくする方法と、Ｃ１　及びＣ３
　の値を変える方法とが考えられる。 Ｒ１　の値を小さくする方法は、入力インピーダンスＺ
ｉｎ＝Ｒ１　＝Ｒ２　の関係にあるので、入力インピー
ダンスが低くなる問題がある。一方、Ｃ１　及びＣ３　
の値を変える方法では、低周波特性が劣化する欠点があ
る。

【０００８】そこで、本発明は、入力インピーダンスを
低くすることなく且つ低周波特性が劣化することもなく
、差動増幅装置の両系統間のバランスを容易にとること
ができる、新規な直流フィードバック差動増幅装置を提
供せんとするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明による直流フィー
ドバック差動増幅装置は、図１に示すように、非反転入
力端１２と、反転入力端１４と、前記非反転入力端１２
に第１のコンデンサＣ１　を介して接続された非反転入
力と前記反転入力端１４に第２のコンデンサＣ２　を介
して接続された反転入力とを有する差動増幅器１０と、
該差動増幅器１０の反転出力に接続された反転入力端１
６と、前記差動増幅器の非反転出力に接続された非反転
出力端１８と、前記非反転入力に一端が接続された第１
の抵抗Ｒ１　と、前記反転入力に一端が接続された第２
の抵抗Ｒ２　と、前記反転出力に一端が接続され且つ前
記第１の抵抗Ｒ１　の他端に他端が接続された第３の抵
抗Ｒ３　と、前記非反転出力に一端が接続され且つ前記
第２の抵抗Ｒ２　の他端に他端が接続された第４の抵抗
Ｒ４　と、前記第１の抵抗Ｒ１　と第３の抵抗Ｒ３　と
の間の接続点と前記第２の抵抗Ｒ２　と第４の抵抗Ｒ４
　との間の接続点とを接続する第３のコンデンサＣ３　
とを具備しており、前記第１の抵抗Ｒ１　の値と前記第
２の抵抗Ｒ２　の値とが等しく、前記第３の抵抗Ｒ３　
の値と前記第４の抵抗Ｒ４　の値とが実質的に等しく、
前記第１、第２及び第３のコンデンサＣ１　、Ｃ２　、
Ｃ３　の値が実質的に等しく、前記第１の抵抗Ｒ１　と
第３の抵抗Ｒ３　との比または前記第２の抵抗Ｒ２　と
第４の抵抗Ｒ４　との比Ｈ（＝〔Ｒ１　／Ｒ３　〕また
は〔Ｒ２　／Ｒ４　〕）が、前記差動増幅器の増幅度Ｇ
に対して、Ｈ≦〔１／２Ｇ〕の関係を満足する範囲にお
いて、入力オフセットを調整するように前記第３の抵抗
Ｒ３　及び前記第４の抵抗Ｒ４　の少なくとも一方がト
リミングされていることを特徴とする。

【００１０】

【作用】ここで、図７に示すような系を考える。図７に
おいて、ｘ（ｔ）　は入力を示し、ｙ（ｔ）　は出力を
示し、ｚ（ｔ）　は、フィードバックなどにより与えら
れるバイアスを示す（但しｔは時間）。従って、ｚ（ｔ
）は、ｙ（ｔ）　に応じて変化するものであり、後段回
路の設計により決定される。かかる条件において、前述
したベースラインワンダーＢＬＷすなわち低周波での不
安定さを示す揺動量Ｗは、 ｙ（ｔ）　＝ｘ（ｔ）　＋Ｗ で与えられる。

【００１１】一方、ＰＣＭ通信における短い時間での信
号の平均（これは、『デューティ』と称される）をｄ（
ｔ）　で表す。すると、揺動量Ｗは、Ｗ＝Ｉ（ｚ）　−
ＡＩ（２ｄ（ｔ）　−１＋２βΔ）となる。ここで、 Ａは、信号ｘの信号振幅 βは、信号ｘが０から１へまたは１から０となる遷移確
率 Δは、信号ｘが元々有している歪量 である。

【００１２】上記した式を図１の回路に適用して計算す
ると、差動増幅器がリニア動作し且つΔ＝０のときは、
Ｗ（ｆ）　∝｜１−Ｚ（ｆ）　｜ となる。ここで、Ｚは、非反転入力端１２から非反転出
力端１８への周波数応答関数である。リニア動作でない
ときやΔ≠０のときも含めて、系全体が不安定にならな
い条件は、Ｗｏ　を周波数が０Ｈｚ　のときのＷの値と
して、考えている周波数範囲において、 〔Ｗ／Ｗｏ　〕≦１ となる。これを計算すると、 〔Ｒ１　／Ｒ３　〕≦〔１／２Ｇ〕 が絶対条件となる。

【００１３】そこで、条件〔Ｒ１　／Ｒ３　〕≦〔１／
２Ｇ〕を満足する範囲において、Ｒ１　を大きくするこ
とができるので、入力インピーダンスを低くすることが
なく、且つＣ１　＝Ｃ２　＝Ｃ３　とすることができる
ので、低周波特性が劣化することもない。加えて、Ｒ３
　≫Ｒ１　とすることができるので、非反転入力−反転
出力の系と、反転入力−非反転出力の系との間の電圧オ
フセットを解消するために、抵抗Ｒ３　及び抵抗Ｒ４　
をトリミングして、抵抗Ｒ３　及び抵抗Ｒ４　の値が設
計値から多少異なるようになっても、または互いに厳密
に等しくなくなっても、〔Ｒ１　／Ｒ３　〕と〔Ｒ２　
／Ｒ４　〕とは実質的に等しい状態が確保できる。それ
故、差動増幅装置の特性を不安定にすることなく、バラ
ンスをとることができる。

【００１４】以下、実施例を挙げて本発明をより具体的
に説明するが、以下の開示は本発明の一実施例に過ぎず
、本発明の技術的範囲を何ら限定するものではない。

【００１５】

【実施例】図１の回路において、Ｒ１　＝Ｒ２　＝１Ｋ
Ω、Ｒ３　＝Ｒ４　＝４０ＫΩ（設計値すなわちトリミ
ングする前の初期値）、Ｃ１　＝Ｃ２　≒Ｃ３　＝０．
０２２　μＦ、Ｇ＝１５の回路を作成した。上記した値
の素子から構成される図１に示す差動増幅装置の揺動量
Ｗと周波数との関係を図８のグラフに示す。図８のグラ
フに明らかなように、揺動量Ｗは、周波数の増大により
滑らか低下し、ＰＣＭ通信に使用される高い周波数域に
おいては零になっている。 そして、この回路の入力インピーダンスＺｉｎは１ＫΩ
であり、相応の入力インピーダンスを確保できる。一方
、〔Ｒ１　／Ｒ３　〕は１／４０であり、〔１／２Ｇ〕
は１／３０であるので、条件〔Ｒ１　／Ｒ３　〕≦〔１
／２Ｇ〕は満たされている。

【００１６】また、非反転入力−反転出力の系と、反転
入力−非反転出力の系との間の電圧オフセットを解消す
るために抵抗Ｒ３　及び抵抗Ｒ４　をトリミングした結
果、たとえ抵抗Ｒ３　及び抵抗Ｒ４　の値が数パーセン
ト変化しても、〔Ｒ１　／Ｒ３　〕及び〔Ｒ２　／Ｒ４
　〕はほとんど変化しないので、条件〔Ｒ１　／Ｒ３　
〕≦〔１／２Ｇ〕は確保できる。

【００１７】

【発明の効果】以上から明らかなように、本発明による
直流フィードバック差動増幅装置は、入力インピーダン
スを低くすることも低周波特性が劣化することもなく、
バランスをとることができる。従って、歪みのないパル
ス信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実現することができる直流フィードバ
ック差動増幅装置の回路図である。

【図２】固定バイアスの差動増幅装置の回路図である。

【図３】ＰＣＭ通信でのパルス信号の波形の例を示す図
である。

【図４】ＰＣＭ通信でのパルス信号の平均レベルの変化
を例示する図である。

【図５】相補的なパルス信号の交差状態を示す図である
。

【図６】従来の直流フィードバック差動増幅装置の揺動
量と周波数との関係を図解するグラフである。

【図７】フィードバックを受ける回路の概念ＣＲ回路図
である。

【図８】本発明を実施した直流フィードバック差動増幅
装置の揺動量と周波数との関係を示すグラフである。

【符号の説明】 １０　　差動増幅器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】非反転入力端と、反転入力端と、前記非反
   転入力端に第１のコンデンサを介して接続された非反転
   入力と前記反転入力端に第２のコンデンサを介して接続
   された反転入力とを有する差動増幅器と、該差動増幅器
   の反転出力に接続された反転入力端と、前記差動増幅器
   の非反転出力に接続された非反転出力端と、前記非反転
   入力に一端が接続された第１の抵抗と、前記反転入力に
   一端が接続された第２の抵抗と、前記反転出力に一端が
   接続され且つ前記第１の抵抗の他端に他端が接続された
   第３の抵抗と、前記非反転出力に一端が接続され且つ前
   記第２の抵抗の他端に他端が接続された第４の抵抗と、
   前記第１の抵抗と第３の抵抗との間の接続点と前記第２
   の抵抗と第４の抵抗との間の接続点とを接続する第３の
   コンデンサとを具備しており、前記第１の抵抗の値と前
   記第２の抵抗の値とが等しく、前記第３の抵抗の値と前
   記第４の抵抗の値とが実質的に等しく、前記第１、第２
   及び第３のコンデンサの値が実質的に等しく、前記第１
   の抵抗と第３の抵抗との比または前記第２の抵抗と第４
   の抵抗との比Ｈが、前記差動増幅器の増幅度Ｇに対して
   、Ｈ≦〔１／２Ｇ〕の関係を満足する範囲において、入
   力オフセットを調整するように前記第３の抵抗及び前記
   第４の抵抗の少なくとも一方がトリミングされているこ
   とを特徴とする直流フィードバック差動増幅装置。