JPH0438600Y2

JPH0438600Y2 -

Info

Publication number: JPH0438600Y2
Application number: JP1983080893U
Authority: JP
Priority date: 1983-05-27
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1992-09-09
Also published as: JPS59187233U

Description

【考案の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本考案は、アナログ入力信号を所定のサンプリ
ングパルスによりサンプリングし、デジタル信号
に変換して出力するデジタル変成装置の振幅誤差
および位相角誤差を測定する誤差試験装置に関す
る。

〔従来の技術〕

従来、アナログ入力信号をサンプリングし、デ
ジタル信号に変換して出力するデジタル変成装置
の振幅誤差および位相角誤差を測定する装置とし
て、例えば特開昭57−67327号公報に記載の誤差
試験装置があり、この従来装置は第１図に示すよ
うに構成されている。

同図において、１は交流電源、２は電源１に接
続された線路、３は被試験装置としてのデジタル
変成装置であり、内蔵のアナログ−デジタル変換
部（以下Ａ／Ｄ変換部という）により、線路２を
介して入力された電源１からのアナログ入力信号
をサンプリングしてデジタル信号に変換する。４
は誤差試験装置である。

この従来の誤差試験装置４は、図示されていな
いが、つぎの（）〜（）の各回路により形成
される。

（）線路２のアナログ入力信号に同期したサ
ンプリングパルスを発生するサンプリングパル
ス発生回路。

（）サンプリングパルスによりアナログ入力
信号を基準のデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換部。

（）サンプリングパルスを線路５を介して変
成装置３に供給し、線路６を介した変成装置３
からの検出対象のデジタル信号を取り込むイン
ターフエイス回路。

（）基準のデジタル信号および検出対象のデ
ジタル信号それぞれのアナログ信号波形をフー
リエ級数の展開式により求め、両展開式の係数
から両デジタル信号それぞれに基づいて再構成
されるアナログ信号波形の振幅、位相を検出
し、その差から変成装置３の振幅誤差および位
相角誤差を算出する演算部。

（）演算部により算出された振幅誤差および
位相角誤差を表示するプリンタ等からなる表示
部。

そして、線路２を介して変成装置３に入力され
た電源１のアナログ入力信号は、変成装置３の
Ａ／Ｄ変換部に取り込まれる。

この変換部は、線路５を介した誤差試験装置４
のサンプリングパルス発生回路からのサンプリン
グパルスが供給され、このパルスにしたがつてア
ナログ入力信号をサンプリングし、このサンプリ
ングにより形成したデジタル信号を、測定側のデ
ジタル信号として、線路６を介して誤差試験装置
４の演算部に送る。

このとき、誤差試験装置４においては、線路２
のアナログ入力信号が内蔵のＡ／Ｄ変換部に入力
され、この変換部によりサンプリングパルス発生
回路のサンプリングパルスにしたがつてアナログ
入力信号がサンプリングされ、このサンプリング
により形成されたデジタル信号が基準のデジタル
信号として、演算部に送られる。

そして、この演算部は例えばアナログ入力信号
の１周期についての両デジタル信号それぞれに基
づくフーリエ級数の展開により、両デジタル信号
それぞれから再構成されるアナログ信号波形を求
める。

さらに、このときの展開式中のcos係数、sin係
数により両アナログ信号波形それぞれの振幅、位
相を求め、その差から基準のデジタル信号に基づ
く振幅、位相を基準として変成装置３の振幅およ
び位相の誤差を測定する。

〔考案が解決しようとする課題〕

前記第１図の従来の誤差試験装置４の場合、被
検出装置としてのデジタル変成装置３のサンプリ
ングパルスでアナログ入力信号をサンプリングし
てデジタル信号に変換しているのではなく、誤差
試験装置４から変成装置３にサンプリングパルス
を供給し、このパルスにより変成装置３の一部、
すなわちＡ／Ｄ変換部を動作してデジタル信号に
変換するため、変成装置３全体が自己のサンプリ
ングパルスで実際に動作している状態、つまり変
成装置３の実動作状態で振幅誤差、位相角誤差を
測定していることにならず、測定結果から変成装
置３全体としての誤差の総合的な判定が行えない
問題点がある。

また、誤差試験装置４の演算部は前記公報の記
載からも明らかなようにアナログ入力信号のサン
プリングの間隔、位相が一定に保持されていると
してフーリエ級数の展開を行うため、アナログ入
力信号の周波数変動等により誤差試験装置４のサ
ンプリングパルスがアナログ入力信号に同期しな
くなると、変成装置３の振幅誤差および位相角誤
差を測定できなくなる。

そのため、誤差試験装置４はサンプリングパル
スをアナログ入力信号に確実に同期させるため、
そのサンプリングパルス発生部としてPLL方式
等のアナログ入力信号に追従して周波数、位相が
変わる複雑な構成のパルス発生回路を備える必要
があり、誤差試験装置４が複雑かつ高価になる問
題点もある。

本考案は、デジタル変成装置のサンプリングパ
ルスにより、このパルスがアナログ入力信号に同
期しているといないとに拘らず試験装置および変
成装置でアナログ入力信号をサンプリングしてデ
ジタル信号に変換し、簡素かつ安価な構成により
変成装置の実動作状態での振幅誤差、位相角誤差
を測定するようにした誤差試験装置を提供するこ
とを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

前記の目的を達成するために、本考案の誤差試
験装置においては、デジタル変成装置からのサン
プリングパルスおよびデジタル信号が入力される
インターフエイス回路と、この回路を介したサン
プリングパルスにより、アナログ入力信号をサン
プリングしアナログ−デジタル変換してデジタル
信号を出力するＡ／Ｄ変換部と、アナログ入力信
号の周波数を検出して検出信号を出力する周波数
検出部と、インターフイエス回路を介した変成装
置からのデジタル信号、変換部からのデジタル信
号および周波数の検出信号が入力され、フーリエ
級数の展開式により両デジタル信号それぞれに基
づくアナログ信号波形を導出し、導出した両アナ
ログ信号波形の振幅誤差および位相角誤差を算出
する演算部と、算出した振幅誤差および位相角誤
差を表示する表示部とを備える。

〔作用〕

前記のように構成された本考案の誤差試験装置
の場合、被試験装置であるデジタル変成装置のサ
ンプリングパルスにより、誤差試験装置および変
成装置がそれぞれアナログ入力信号をサンプリン
グしてデジタル信号に変換する。

さらに、両デジタル信号および周波数検出部の
アナログ入力信号の周波数の検出信号が供給され
る演算部は、アナログ入力信号の検出周波数から
その零点（ゼロクロス点）および周期を把握し、
サンプリングパルスがアナログ入力信号に同期し
ているといないとに拘らず、アナログ入力信号の
サンプリング間隔、位相を判別して両デジタル信
号それぞれに基づくフーリエ級数の展開を行う。

そして、この展開により両デジタル信号それぞ
れに基づくアナログ信号波形を再構成して変成装
置の振幅誤差、位相誤差を算出し、その結果を表
示部に表示する。

そのため、変成装置が当該装置のサンプリング
パルスでアナログ入力信号をサンプリングしてデ
ジタル信号を出力する実動作状態で振幅誤差およ
び位相角誤差が求まり、変成装置全体としての誤
差の総合的な判定が行える。

しかも、周波数検出部の検出周波数に基づき、
サンプリングパルスがアナログ入力信号に同期し
ていなくても、フーリエ級数の展開からアナログ
信号波形を導出して振幅誤差および位相誤差が求
まり、サンプリングパルスをアナログ入力信号に
正確に同期させる必要がない。

そして、変成装置のサンプリングパルスを利用
するため、誤差試験装置にサンプリングパルス発
生部を設ける必要がなく、誤差試験装置が簡素か
つ安価になる。

〔実施例〕

１実施例について、第２図以下の図面とともに
説明する。

第２図において、７は交流電源、８は電源７の
配電線路、１１は被試験装置としてのデジタル変
成装置であり、サンプリングパルス発生部を有す
るＡ／Ｄ変換部９及び出力部１０を備えている。

そして、Ａ／Ｄ変換部９のサンプリングパルス
発生部は水晶振動子等を用いた安定な定周波数の
発振器からなり、例えば、アナログ入力信号が６
０Hzのときに、ゆらぎ（変動）のない720Hzのサ
ンプリングパルスおよびその整数倍のパルス数の
パルスを発生する。

また、Ａ／Ｄ変換部９は発生部のサンプリング
パルスにより、線路８を介して入力される電源７
からのアナログ入力信号をデジタル信号に変換す
る。

さらに、出力部１０はＡ／Ｄ変換部９からの前
記整数倍のパルス数のパルスおよびデジタル信号
を線路１２，１３に基準側のサンプリングパルス
および測定側のデジタル信号として出力する。

１９は誤差試験装置であり、インターフエイス
回路１４、Ａ／Ｄ変換部１５、周波数検出部１
６、演算部１７およびプリンタ等の表示部１８を
備え、ほぼ第１図の従来装置４からサンプリング
パルス発生部を省き、周波数検出部１６を付加し
て形成されている。

そして、インターフエイス回路１４は出力部１
０からの基準側のサンプリングパルスおよび測定
側のデジタル信号を取り込む。

また、Ａ／Ｄ変換部１５は線路８を介して入力
された電源７のアナログ入力信号をインターフエ
イス回路１４を介した基準側のサンプリングパル
スによりデジタル信号に変換し、基準側のデジタ
ル信号を形成する。

さらに、周波数検出部１６はアナログ入力信号
の周波数を検出し、検出周波数の信号を出力す
る。

また、演算部１７は周波数検出部１６の検出信
号および測定側のデジタル信号、基準のデジタル
信号が入力され、後述のフーリエ級数の展開に基
づき、両デジタル信号それぞれに基づくアナログ
信号波形、すなわち被試験波形、標準波形を導出
し、導出した両波形の振幅誤差および位相角誤差
を算出し、基準のデジタル信号に基づく波形の振
幅、位相を基準にした変成装置１１の振幅誤差お
よび位相角誤差を算出し、演算結果を表示部１８
に出力して表示する。

なお、基準側のサンプリングパルスを元のサン
プリングパルスの整数倍にしているのは、Ａ／Ｄ
変換部１５の変換精度を向上し、基準のデジタル
信号の信頼性を高めるためである。

ところで、Ａ／Ｄ変換部９のサンプリングパル
ス発生部がアナログ入力信号と無関係にサンプリ
ングパルス等を発生するため、このサンプリング
パルス等はアナログ入力信号と同期していない場
合が多い。

つぎに、同期していない場合の演算部１７の処
理について説明する。

まず、測定側のデジタル信号、基準のデジタル
信号それぞれから再構成される被試験波形_x
（ｔ），標準波形_s（ｔ）が第３図ａ，ｂそれぞれ
に示す波形になるとする。

なお、図中のD₁，……，D_nは測定側のデジタ
ル信号列、d₁，……，d_oは基準のデジタル信号
列、α，βおよびγ，δは波形_x（ｔ），_s（ｔ）
の零点、τ，τ′はサンプリング間隔である。

そして、演算部１７は測定開始の釦操作等に基
づき、両デジタル信号を取り込むとともにそれぞ
れの信号極性の反転変化から零点α，βおよび
γ，δを検出し、零点α直後のD₂からβの直前
のD_n-1までの測定側のデジタル信号をアナログ
入力信号の１周期に相当する信号として確定し、
零点γの直後のd₂からδの直前のd_o-1までの基準
側のデジタル信号もアナログ入力信号の１周期に
相当する信号として確定する。

このとき、サンプリング周波数の違いに基づ
き、１周期分の信号数（サンプリング数）D₂〜
D_n-1とd₂〜d_o-1とは異なる。

また、演算部１７は両デジタル信号を取り込む
とともに、周波数検出部１６の検出信号を取込
み、この信号からアナログ入力信号の周波数を把
握する。

この周波数をとすると、Ｔ＝１／の演算に
より、演算部１７はアナログ入力信号の１周期Ｔ
を求め、これを第３図ａ，ｂの零点α〜β、γ〜
δの１周期とする。

一方、波形_x（ｔ），_s（ｔ）のフーリエ級数の
展開式は、つぎの，で示される。

_x（ｔ）＝a_xp／２＋_∞ 〓ⁿ⁼¹ （a_xo cosnt＋b_xo sinnt）＝a_xp／２＋_∞ 〓ⁿ⁼¹ c_xo sin（nt＋ψ_xo） …… _s（ｔ）＝a_sp／２＋_∞ 〓ⁿ⁼¹ （a_so cosnt＋b_so sinnt）＝a_sp／２＋_∞ 〓ⁿ⁼¹ c_so sin（nt＋ψ_so） …… なお、a_xo，a_soはcos係数、b_xo，b_soはsin係数、
ｎは高調波の次数である。

そして、両係数は前記公報にも記載されている
ように台形公式を用いて表すことができ、例えば
係数a_xo，b_xoはつぎの，で示される。

a_xo＝１／π∫〓_-〓_x（ｔ）cosnt dt …… b_xo＝１／π∫〓_-〓_x（ｔ）sinnt dt …… そして、係数a_xo，b_xo，a_so，b_soが求まれば、
係数a_xo，b_xoに基づき、波形_x（ｔ）の振幅c_xo，
位相ψ_xoが、 c_xo＝√_xo ²＋_xo ² …… ψ_xo＝t_ao ^-1a_xo／b_xo …… から求まり、前と同様に係数a_so，b_soに基づき、
波形_s（ｔ）の振幅c_so，位相ψ_soが求まる。

さらに、求められた振幅c_xo，c_so，位相ψ_xo，
ψ_soに基づき、ｎ調波の振幅誤差ε_oおよび位相角
誤差ψ_oが、 ε_o＝（c_xo−c_so）／c_so …… ψ_o＝ψ_xo−ψ_so …… の両式に従つてそれぞれ算出され、これが標準波
形_s（ｔ）に対する被試験波形_x（ｔ）の誤差，す
なわち変成装置１１の振幅誤差、位相誤差であ
る。

そして、各係数a_xo，b_xo，a_so，b_soはつぎに説
明する手法で求められる。

すなわち、係数a_xo，b_xoの場合、第３図ａに示
すように、零点αから１周期Ｔの最初の信号D₂
までの間隔をτoとすると、台形公式の計算によ
り、つぎの（ア）が成立する。

｜D₁／D₂｜＝｛（τ−τo）／τo｝……（ア）この（ア）の式からつぎの（イ）の式が求ま
り、この式からτoについての（ウ）の式が求ま
る。

｜D₁｜・τo＝｜D₂｜・（τ−τo）……（イ） τo＝｛｜D₂｜／（｜D₁｜＋｜D₂｜）｝τ
……（ウ）また、１周期Ｔの最後の信号D_n-1から零点β
までの間隔をτ1とすると、同様にして、τ1につい
てのつぎの（エ）の式が求まる。

τ1＝｛｜D_n-1｜／（｜D_n-1｜＋｜D_n｜）｝τ ……（エ）さらに、τはつぎの（オ）の式から求まる。

τ＝｛Ｔ−（τo＋τ1）｝／（ｍ−２） ……（オ）したがつて、演算部１７は周期Ｔを周波数の
検出から求めるとともに、τo，τ1をデジタル信
号D₁，D₂，D_n-1，D_nから求め、（オ）の式から
サンプリングの間隔τを求める。

そして、この間隔τに基づき、の積分式を例
えばつぎの（ハ）の台形計算により展開し、係数
a_xoを求める。

a_xo＝（１／π）Σ｛τo×D₂×cos nτo×（１／２
）＋τ×（D₂＋D₃） ×cos ｎ（τo＋τ）（１／２）＋τ×（D₃＋D
₄）×cos ｎ（τo＋2τ）（１／２）＋……＋τ1＋D_n-1×cos ｎ（τo＋
（ｍ−１））τ（１／２）｝……（ハ）また、の積分式も（ハ）と同様の台形計算に
より展開し、係数b_xoを求める。

さらに、係数a_so，b_soの場合も、（ウ），（エ），
（オ）と同様の式から第３図ｂのτo′，τ1′，τ′を
求
め、（ハ）と同様の式から係数a_so，b_soを求める。

そして、係数a_xo，b_xo，a_so，b_soが求まると、
〜の式の演算を実行し、誤差ε_o，ψ_oを求め
る。

なお、誤差ε_o，ψ_oを基本波について求めるとき
は例えば（ハ）の式のｎを１とすればよく、実用
上は基本波について求めれば十分である。

つぎに、サンプリングパルス等がアナログ入力
信号と同期している場合の演算部１７の処理につ
いて説明する。

この場合も、同期していない場合と処理は同じ
である。

そして、波形_x（ｔ），_s（ｔ）は第４図ａ，ｂ
それぞれに示すようになり、このとき、波形_x
（ｔ）のデジタル信号D₂，D_n-1が零点α，δに一
致し、波形_s（ｔ）のデジタル信号d₂，d_o-1が零
点γ，δに一致し、第３図ａのτo，τ1および同
図ｂのτo′，τ1′がいずれも０になる。

したがつて、例えば（オ）、（ハ）の式のτoを
０として各係数a_xo，b_xo，a_so，b_soが求まり、そ
の結果から誤差ε_o，ψ_oが求まる。

そして、サンプリングパルスがアナログ入力信
号と同期していなくても、周波数検出部１６の検
出結果に基づき、波形_x（ｔ），_s（ｔ）の零点α，
β，γ，δおよびサンプリング周期τ，τ′が求ま
り、測定側のデジタル信号、基準のデジタル信号
それぞれをフーリエ級数に展開して誤差ε_o，ψ_oを
求めることができる。

この場合、変成装置１１のサンプリングパルス
により変成装置１１および誤差試験装置１９がア
ナログ入力信号をデジタル信号に変換し、両信号
のフーリエ級数の展開により誤差ε_o，ψ_oを求める
ため、変成装置１１の実動作状態で試験が行え、
この試験結果から変成装置１１全体としての誤差
の判定ができる。

しかも、試験装置１９はサンプリングパルス発
生部が不要で簡素かつ安価になる。

なお、電源７からのアナログ入力信号は、電圧
信号、電流信号のいずれであつてもよい。

また、Ａ／Ｄ変換部１５のサンプリングパルス
は、実施例においては波形_s（ｔ）を高精度に得
るため、変成装置１１のサンプリングパルスの整
数倍のパルスとしたが、変成装置１１のサンプリ
ングパルスと同じパルス数であつてもよいのは勿
論である。

〔考案の効果〕

本考案は、以上説明したように構成されている
ため、以下に記載する効果を奏する。

被試験装置であるデジタル変成装置１１のサン
プリングパルスにより、誤差試験装置１９および
変成装置１１がそれぞれアナログ入力信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換し、両デジタル
信号および周波数検出部１６のアナログ入力信号
の周波数の検出信号が供給される演算部１７がア
ナログ入力信号の検出周波数からその零点（ゼロ
クロス点）および周期を把握し、サンプリングパ
ルスがアナログ入力信号に同期しているといない
とに拘らず、アナログ入力信号のサンプリング間
隔、位相を判別して両デジタル信号それぞれに基
づくフーリエ級数の展開を行う。

そして、この展開により両デジタル信号それぞ
れに基づくアナログ信号波形を再構成し、変成装
置１１の振幅誤差、位相誤差を算出してその結果
を表示部に表示したため、変成装置１１が当該装
置１１のサンプリングパルスでアナログ入力信号
をサンプリングしてデジタル信号を出力する実動
作状態で振幅誤差および位相角誤差が求まり、変
成装置１１全体としての誤差の総合的な判定が行
える。

しかも、周波数検出部１６の検出周波数に基づ
き、サンプリングパルスがアナログ入力信号に同
期していなくても、フーリエ級数の展開からアナ
ログ信号波形を導出して振幅誤差および位相誤差
が求まり、サンプリングパルスをアナログ入力信
号に正確に同期させる必要がない。

そして、変成装置１１のサンプリングパルスを
利用するため、誤差試験装置１９にサンプリング
パルス発生部を設ける必要がなく、誤差試験装置
１９が簡素かつ安価になる。

したがつて、簡素かつ安価な構成により変成装
置１１の実動作状態での振幅誤差、位相角誤差を
測定するようにした誤差試験装置を提供すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置のブロツク図、第２図はこの
考案の誤差試験装置の１実施例のブロツク図、第
３図ａ，ｂおよび第４図ａ，ｂは第２図の動作説
明図である。１１……デジタル変成装置、１４……インター
フエイス回路、１５……アナログ−デジタル変換
部、１６……周波数検出部、１７……演算部、１
８……表示部、１９……誤差試験装置。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】アナログ入力信号を、内蔵のサンプリングパル
ス発生部のサンプリングパルスによりサンプリン
グしてデジタル信号を出力するデジタル変成装置
の振幅誤差および位相角誤差を測定する誤差試験
装置において、前記変成装置からのサンプリングパルスおよび
デジタル信号が入力されるインターフエイス回路
と、前記インターフエイス回路を介した前記サンプ
リングパルスにより、前記アナログ入力信号をサ
ンプリングしアナログ−デジタル変換してデジタ
ル信号を出力するアナログ−デジタル変換部と、前記アナログ入力信号の周波数を検出してε検
出信号を出力する周波数検出部と、前記インターフエイス回路を介した前記デジタ
ル信号、前記変換部からのデジタル信号および前
記検出信号が入力され、フーリエ級数の展開式に
より前記両デジタル信号それぞれに基づくアナロ
グ信号波形を導出し、導出した前記両アナログ信
号波形の振幅誤差および位相角誤差を算出する演
算部と、前記振幅誤差および前記位相角誤差を表示する
表示部とを備えた誤差試験装置。