JPH0440943B2 - - Google Patents
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- JPH0440943B2 JPH0440943B2 JP61083287A JP8328786A JPH0440943B2 JP H0440943 B2 JPH0440943 B2 JP H0440943B2 JP 61083287 A JP61083287 A JP 61083287A JP 8328786 A JP8328786 A JP 8328786A JP H0440943 B2 JPH0440943 B2 JP H0440943B2
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Description
本発明は単一の直流電源から大きさの等しい正
及び負極性の直流電圧を得るDC−DCコンバータ
に関する。 なお以下各図の説明において同一の符号は同一
または相当部分を示す。
及び負極性の直流電圧を得るDC−DCコンバータ
に関する。 なお以下各図の説明において同一の符号は同一
または相当部分を示す。
従来この種のDC−DCコンバータとしては第３
図の回路のように、単一の直流電源Vdの両端に
トランス２の１次巻線２ａとトランジスタＱ１と
の直列回路を接続したうえ、主トランジスタＱ１
を繰返しオン、オフ（スイツチング）制御し、こ
のときのトランス２の２次巻線２ｂの発生電圧を
ダイオードＤ１，Ｄ２を介し、センタータツプで
整流することにより、負荷RL１，RL２に与え、
基準電位（0V）ラインＭに対し、大きさが等し
く極性が異なる±Ｖの両極性電圧を得るものが知
られている。この場合の負荷電圧の定電圧特性は
どちらか一方の極性の出力電圧（＋Ｖ又は−Ｖ）
を検出し、トランジスタＱ１の制御回路１にフイ
ードバツクし、該トランジスタＱ１のオン時間と
オフ時間の比を可変制御することで行われてい
た。しかしながら、このような回路では回路が簡
単になる反面、どちらか一方の極性の出力電圧の
みを監視するため、他方の極性の出力電圧は、そ
の回路のレギユレーシヨンで変動し、高精度出力
は得にくかつた。この対策としては他方極性の出
力電圧側にさらにレギユレータを追加したり、
正、負両極性の電圧出力回路を制御回路共に完全
に分離する方法もあるが回路が複雑化しコストア
ツプになる欠点があつた。
図の回路のように、単一の直流電源Vdの両端に
トランス２の１次巻線２ａとトランジスタＱ１と
の直列回路を接続したうえ、主トランジスタＱ１
を繰返しオン、オフ（スイツチング）制御し、こ
のときのトランス２の２次巻線２ｂの発生電圧を
ダイオードＤ１，Ｄ２を介し、センタータツプで
整流することにより、負荷RL１，RL２に与え、
基準電位（0V）ラインＭに対し、大きさが等し
く極性が異なる±Ｖの両極性電圧を得るものが知
られている。この場合の負荷電圧の定電圧特性は
どちらか一方の極性の出力電圧（＋Ｖ又は−Ｖ）
を検出し、トランジスタＱ１の制御回路１にフイ
ードバツクし、該トランジスタＱ１のオン時間と
オフ時間の比を可変制御することで行われてい
た。しかしながら、このような回路では回路が簡
単になる反面、どちらか一方の極性の出力電圧の
みを監視するため、他方の極性の出力電圧は、そ
の回路のレギユレーシヨンで変動し、高精度出力
は得にくかつた。この対策としては他方極性の出
力電圧側にさらにレギユレータを追加したり、
正、負両極性の電圧出力回路を制御回路共に完全
に分離する方法もあるが回路が複雑化しコストア
ツプになる欠点があつた。
この発明は上記問題点を解決し、簡単な回路で
正、負両極性の電圧出力を監視し、高精度の直流
電圧出力を得ることができるDC−DCコンバータ
を提供することを目的とする。
正、負両極性の電圧出力を監視し、高精度の直流
電圧出力を得ることができるDC−DCコンバータ
を提供することを目的とする。
本発明の要点は、第１のリアクトル（Ｌ２な
ど）と第１の回路開閉要素（トランジスタＱ２な
ど）との第１の直列回路の該リアクトルが直流電
源の基準電位側（基準電位ラインＭ側など）の極
（負極など）に接続されるように前記直列回路を
該直流電源の両端に接続し、前記第１の回路開閉
要素を繰返しオン、オフして、そのオフ次に前記
リアクトルが発生する電圧を、第１のダイオード
（Ｄ２など）を介し負荷（RL２などの）側へ、前
記基準電位に対し前記直流電源と異極性の負荷電
圧（−Ｖなど）として供給する第１のDC−DCコ
ンバータ（極性反転型チヨツパ回路など）、 第２のリアクトル（Ｌ１など）と第２の回路開
閉要素（主トランジスタＱ３など）との第２の直
列回路の該リアクトルが前記直流電源の非基準電
位側の極（正極など）に接続されるようにこの第
２の直列回路を前記直流電源の両端に接続し、前
記第２の回路開閉要素を繰返しオン、オフして、
そのオフ時に前記第２のリアクトルが発生する電
圧と前記直流電源の電圧との和の電圧を、第２の
ダイオード（Ｄ１など）を介し負荷（RL１など
の）側へ、前記基準電位に対し前記直流電源と同
極性の負荷電圧（＋Ｖなど）として供給する第２
のDC−DCコンバータ（昇圧型チヨツパ回路な
ど）、の２つのコンバータを備えたDC−DCコン
バータにおいて、 前記の異極性の負荷電圧を所定電圧に保つよう
に、前記第１の回路開閉要素のオン、オフを制御
する制御手段（制御回路１など）と、 前記の第１の回路開閉要素のオン、オフ信号電
圧（リアクトルＬ２の両端電圧など）をそのオ
ン、オフが対応するように、前記の第２の回路開
閉要素へその駆動用電圧として供給する駆動電圧
供給手段（抵抗Ｒ４，Ｒ５など）と、 前記の同極性の負荷電圧を（ツエナダイオード
ZDなどを介して）監視し、該負荷電圧が所定電
圧（ツエナ電圧Vzなど）を越えたときは前記駆
動用電圧の供給を（短絡分路を形成することなど
により）阻止する駆動電圧供給阻止手段（補助ト
ランジスタＱ４など）と、を備えるようにした点
にある。
ど）と第１の回路開閉要素（トランジスタＱ２な
ど）との第１の直列回路の該リアクトルが直流電
源の基準電位側（基準電位ラインＭ側など）の極
（負極など）に接続されるように前記直列回路を
該直流電源の両端に接続し、前記第１の回路開閉
要素を繰返しオン、オフして、そのオフ次に前記
リアクトルが発生する電圧を、第１のダイオード
（Ｄ２など）を介し負荷（RL２などの）側へ、前
記基準電位に対し前記直流電源と異極性の負荷電
圧（−Ｖなど）として供給する第１のDC−DCコ
ンバータ（極性反転型チヨツパ回路など）、 第２のリアクトル（Ｌ１など）と第２の回路開
閉要素（主トランジスタＱ３など）との第２の直
列回路の該リアクトルが前記直流電源の非基準電
位側の極（正極など）に接続されるようにこの第
２の直列回路を前記直流電源の両端に接続し、前
記第２の回路開閉要素を繰返しオン、オフして、
そのオフ時に前記第２のリアクトルが発生する電
圧と前記直流電源の電圧との和の電圧を、第２の
ダイオード（Ｄ１など）を介し負荷（RL１など
の）側へ、前記基準電位に対し前記直流電源と同
極性の負荷電圧（＋Ｖなど）として供給する第２
のDC−DCコンバータ（昇圧型チヨツパ回路な
ど）、の２つのコンバータを備えたDC−DCコン
バータにおいて、 前記の異極性の負荷電圧を所定電圧に保つよう
に、前記第１の回路開閉要素のオン、オフを制御
する制御手段（制御回路１など）と、 前記の第１の回路開閉要素のオン、オフ信号電
圧（リアクトルＬ２の両端電圧など）をそのオ
ン、オフが対応するように、前記の第２の回路開
閉要素へその駆動用電圧として供給する駆動電圧
供給手段（抵抗Ｒ４，Ｒ５など）と、 前記の同極性の負荷電圧を（ツエナダイオード
ZDなどを介して）監視し、該負荷電圧が所定電
圧（ツエナ電圧Vzなど）を越えたときは前記駆
動用電圧の供給を（短絡分路を形成することなど
により）阻止する駆動電圧供給阻止手段（補助ト
ランジスタＱ４など）と、を備えるようにした点
にある。
以下第１図と第２図に基づいて本発明の実施例
を説明する。第１図は本発明の一実施例としての
回路図で第３図に対応する。また第２図は同じく
第１図の動作を説明するためのタイムチヤートで
ある。 第１図において、Ｍは基準電位（0V）ライン
で、このラインＭに対し負極性（直流電源Vdと
逆の極性）の負荷電圧−Ｖの出力回路（ラインＭ
より上側の回路）は、いわゆる極性反転型チヨツ
パ回路を構成している。 即ち直流電源Vdの負側（基準電位極側）端子
に、リアクトルＬ２の一端が接続される形で、こ
のリアクトルＬ２と主トランジスタＱ２との直列
回路が直流電源Vdの両端に接続され、主トラン
ジスタＱ２を繰返しオン、オフしてリアクトルＬ
２を断続付勢する。この場合、主トランジスタＱ
２のオン時に電源Vd側からリアクトルＬ２に供
給されていた電流ｉ２が、Ｑ２のオフ時にも、リ
アクトルＬ２の発生電圧によつて、その電流ｉ２
を維持するように負荷RL２→ダイオードＤ２→
リアクトルＬ２の経路を還流するので負荷RL２
には負極性の電圧−Ｖが与えられる。 なおこの負荷電圧−ＶはコンデンサＣ３を介し
て平滑化され、主トランジスタＱ２のオン期間
（ダイオードＤ２の阻止期間）にも負荷RL２に負
電圧−Ｖが供給され得るようになつている。この
負の負荷電圧−Ｖは主トランジスタＱ２のオン、
オフを制御する制御回路１に入力され、この負荷
電圧−Ｖを一定とするように、主トランジスタＱ
２のオン時間とオフ時間の比が制御される。 また基準電位ラインＭに対し正極性（直流電源
Vdと同極性）の負荷電圧＋Ｖの出力回路（ライ
ンＭより下側の回路）は、いわゆる昇圧型チヨツ
プ回路を構成している。 即ち直流電源Vdの正側（非基準電位極側）端
子に、リアクトルＬ１の一端が接続される形で、
このリアクトルＬ１と主トランジスタＱ３との直
列回路が直流電源Vdの両端に接続され、主トラ
ンジスタＱ３を繰返しオン、オフしてリアクトル
Ｌ１を断続付勢する。この場合Ｑ３のオン時に電
源Vd側からリアクトルＬ１に供給されていた電
流ｉ１が、Ｑ３のオフ時にもリアクトルＬ１の発
生電圧によつて、その電流を維持するようにダイ
オードＤ１→負荷RL１→直流電源Vd→リアクト
ルＬ１の経路を還流するので、負荷RL１には直
流電源電圧Vdよりも大きい正極性の電圧＋Ｖが
与えられる。 なおこの正電圧＋ＶはコンデンサＣ２を介して
平滑化され、トランジスタＱ３のオン期間（ダイ
オードＤ１の阻止期間）にも負荷RL１に正電圧
＋Ｖが供給され得るようになつている。 次に抵抗Ｒ４，Ｒ５は主トランジスタＱ２のオ
ン時、そのコレクタ端子Ｋ２より主トランジスタ
Ｑ３へベース電流iB１を供給するためのもので
ある。またＱ４は補助トランジスタでこのベース
電流iB１を所定の条件でバイパスし、主トラン
ジスタＱ３を阻止（オフ）させるためのものであ
る。 ツエナダイオードZDは正負荷電圧＋Ｖを監視
し、この電圧＋Ｖが、そのツエナ電圧VZを越え
る期間では導通して抵抗Ｒ３を介して補助トラン
ジスタＱ４をオン（従つて主トランジスタＱ３を
オフ）させるために設けられている。 また第２図において、図１と２はそれぞれ第１
図の点と点の各電圧波形を示し、同図３と４
はそれぞれ補助トランジスタＱ４と主トランジス
タＱ３のオン、オフ動作のタイミングを示してい
る。 ここで、まず負電圧−Ｖの出力回路は、前記の
ように制御回路１により主トランジスタＱ２がス
イツチング動作してリアクトルＬ２を断続付勢
し、点には第２図１のような電圧が発生して、
主トランジスタＱ２のオフ期間における点の負
電圧を整流、平滑して負の負荷電圧−Ｖを得てい
る。ここで点は抵抗Ｒ４，Ｒ５を介し主トラン
ジスタＱ３のベースにも接続されているため、補
助トランジスタＱ４がオンしない限りは、主トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３は同一のタイミングでオン、
オフ動作を行う。 次に昇圧型チヨツパ回路の出力電圧＋Ｖの定電
圧制御動作を説明する。まず主トランジスタＱ３
とＱ２のそれぞれのオン時間のあるべき関係を述
べると、まず一般にリアクトルの全鎖交磁束Φと
その両端電圧eLとの間には eL＝dΦ／dt の関係があるため、期間Δt間の全鎖交磁束変化
をΔΦとし、この間の電圧eLを一定とすれば eL・Δt＝ΔΦ つまりある期間内のリアクトルの全鎖交磁束の
変化は、その期間内のリアクトル両端電圧（即ち
リアクトルに印加され、またはリアクトルが発生
した電圧）とその期間との積（いわゆる電圧・時
間積）に等しい。従つてこれを前記リアクトルＬ
１（又はＬ２）にあてはめると、主トランジスタ
Ｑ３（又はＱ２）のオンの期間に直流電源Vdの
電圧Vdの印加により増加した全鎖交磁束の変化
量Vd・Ｑ３ON（又はVd・Ｑ２ON）は前記の主ト
ランジスタＱ３（又はＱ２）のオフ期間にリアク
トルＬ１（又はＬ２）が電圧を発生することによ
つて減少した全鎖交磁束の変化量（＋Ｖ−Vd）・
Ｑ３OFF（又は｜−Ｖ｜・Ｑ２OFF）に等しいこと
になる。即ち Vd・Q3ON＝（＋Ｖ−Vd）・Q3OFF ……(1) Vd・Q2ON＝｜−Ｖ｜・Q2OFF ……(2) ただしここでＱ３ON，Ｑ３OFFはそれぞれ主トラ
ンジスタＱ３のオン、オフの期間であり、Ｑ２O
Ｎ，Ｑ２OFFも同様にそれぞれ主トランジスタＱ２
のオン、オフの期間である。 ここでさらに主トランジスタＱ３のオン、オフ
周期をＴとすると Ｔ＝Q3ON＋Q3OFF ……(3) であるから(1)式は、 ｜＋Ｖ｜／Vd＝Ｔ／Q3OFF……(4) また(2)式は ｜−Ｖ｜／Vd＝Q2ON／Q2OFF ……(5) ここで主トランジスタＱ２のオン、オフ周期もＱ
３の同周期Ｔに等しく Ｔ＝Q2ON＋Q2OFF ……(6) とし、正、負両出力電圧も等しい（｜＋Ｖ｜＝｜
−Ｖ｜）ものとすると、(4)、(5)式より、 Ｔ／Ｔ−Q3ON＝Q2ON／Ｔ−Q2ON ……(7) の関係が得られ、この式(7)から、 Q2ON≧Q3ON ……(8) の条件が成立する。従つて第１図のように主トラ
ンジスタＱ３が少なくとも主トランジスタＱ２の
オン動作信号内でオン動作するようにすれば、(8)
式の条件が満されることになる。 次に第２図時点ｔ１において主トランジスタＱ
２がオンからオフに切換り、同時に主トランジス
タＱ３がオンからオフになつた後の主トランジス
タＱ３の推移を考えると、リアクトルＬ１の蓄積
エネルギ、従つてその発生電圧、電流は直流電源
Vdの電圧、電流と共にコンデンサＣ２側に放出
され、出力側の点電圧は上昇する。この点電
圧が第２図時点ｔ２においてツエナダイオード
ZDのツエナ電圧Vzを越えると補助トランジスタ
Ｑ４にベース電流が流れ、同トランジスタをオン
にする。このトランジスタＱ４がオンの期間に
は、（トランジスタＱ２がたとえオンになり、Ｑ
２側からベース電流iB１が与えられても）この
ベース電流iB１は補助トランジスタＱ４により
バイパスされるため主トランジスタＱ３はONに
ならない。 次に負荷RL１側に電流を供給することにより、
リアクトルＬ１のエネルギが減少すると点の電
位も低下し、第２図時点ｔ３においてツエナ電圧
Vz以下になると、補助トランジスタＱ４がオフ
して、主トランジスタＱ３がオンになる。このよ
うにして出力電圧＋Ｖの低下が速いか、電圧＋Ｖ
の上昇値が小さいと、点電圧がツエナ電圧Vz
以下になる時点ｔ３が早まり、主トランジスタＱ
３のオン期間を長くする。つまり出力電圧＋Ｖを
高める動作をする。このようにして簡単な回路で
自分の出力電圧＋Ｖを監視しながら高精度の出力
電圧＋Ｖを出すことができることになる。
を説明する。第１図は本発明の一実施例としての
回路図で第３図に対応する。また第２図は同じく
第１図の動作を説明するためのタイムチヤートで
ある。 第１図において、Ｍは基準電位（0V）ライン
で、このラインＭに対し負極性（直流電源Vdと
逆の極性）の負荷電圧−Ｖの出力回路（ラインＭ
より上側の回路）は、いわゆる極性反転型チヨツ
パ回路を構成している。 即ち直流電源Vdの負側（基準電位極側）端子
に、リアクトルＬ２の一端が接続される形で、こ
のリアクトルＬ２と主トランジスタＱ２との直列
回路が直流電源Vdの両端に接続され、主トラン
ジスタＱ２を繰返しオン、オフしてリアクトルＬ
２を断続付勢する。この場合、主トランジスタＱ
２のオン時に電源Vd側からリアクトルＬ２に供
給されていた電流ｉ２が、Ｑ２のオフ時にも、リ
アクトルＬ２の発生電圧によつて、その電流ｉ２
を維持するように負荷RL２→ダイオードＤ２→
リアクトルＬ２の経路を還流するので負荷RL２
には負極性の電圧−Ｖが与えられる。 なおこの負荷電圧−ＶはコンデンサＣ３を介し
て平滑化され、主トランジスタＱ２のオン期間
（ダイオードＤ２の阻止期間）にも負荷RL２に負
電圧−Ｖが供給され得るようになつている。この
負の負荷電圧−Ｖは主トランジスタＱ２のオン、
オフを制御する制御回路１に入力され、この負荷
電圧−Ｖを一定とするように、主トランジスタＱ
２のオン時間とオフ時間の比が制御される。 また基準電位ラインＭに対し正極性（直流電源
Vdと同極性）の負荷電圧＋Ｖの出力回路（ライ
ンＭより下側の回路）は、いわゆる昇圧型チヨツ
プ回路を構成している。 即ち直流電源Vdの正側（非基準電位極側）端
子に、リアクトルＬ１の一端が接続される形で、
このリアクトルＬ１と主トランジスタＱ３との直
列回路が直流電源Vdの両端に接続され、主トラ
ンジスタＱ３を繰返しオン、オフしてリアクトル
Ｌ１を断続付勢する。この場合Ｑ３のオン時に電
源Vd側からリアクトルＬ１に供給されていた電
流ｉ１が、Ｑ３のオフ時にもリアクトルＬ１の発
生電圧によつて、その電流を維持するようにダイ
オードＤ１→負荷RL１→直流電源Vd→リアクト
ルＬ１の経路を還流するので、負荷RL１には直
流電源電圧Vdよりも大きい正極性の電圧＋Ｖが
与えられる。 なおこの正電圧＋ＶはコンデンサＣ２を介して
平滑化され、トランジスタＱ３のオン期間（ダイ
オードＤ１の阻止期間）にも負荷RL１に正電圧
＋Ｖが供給され得るようになつている。 次に抵抗Ｒ４，Ｒ５は主トランジスタＱ２のオ
ン時、そのコレクタ端子Ｋ２より主トランジスタ
Ｑ３へベース電流iB１を供給するためのもので
ある。またＱ４は補助トランジスタでこのベース
電流iB１を所定の条件でバイパスし、主トラン
ジスタＱ３を阻止（オフ）させるためのものであ
る。 ツエナダイオードZDは正負荷電圧＋Ｖを監視
し、この電圧＋Ｖが、そのツエナ電圧VZを越え
る期間では導通して抵抗Ｒ３を介して補助トラン
ジスタＱ４をオン（従つて主トランジスタＱ３を
オフ）させるために設けられている。 また第２図において、図１と２はそれぞれ第１
図の点と点の各電圧波形を示し、同図３と４
はそれぞれ補助トランジスタＱ４と主トランジス
タＱ３のオン、オフ動作のタイミングを示してい
る。 ここで、まず負電圧−Ｖの出力回路は、前記の
ように制御回路１により主トランジスタＱ２がス
イツチング動作してリアクトルＬ２を断続付勢
し、点には第２図１のような電圧が発生して、
主トランジスタＱ２のオフ期間における点の負
電圧を整流、平滑して負の負荷電圧−Ｖを得てい
る。ここで点は抵抗Ｒ４，Ｒ５を介し主トラン
ジスタＱ３のベースにも接続されているため、補
助トランジスタＱ４がオンしない限りは、主トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３は同一のタイミングでオン、
オフ動作を行う。 次に昇圧型チヨツパ回路の出力電圧＋Ｖの定電
圧制御動作を説明する。まず主トランジスタＱ３
とＱ２のそれぞれのオン時間のあるべき関係を述
べると、まず一般にリアクトルの全鎖交磁束Φと
その両端電圧eLとの間には eL＝dΦ／dt の関係があるため、期間Δt間の全鎖交磁束変化
をΔΦとし、この間の電圧eLを一定とすれば eL・Δt＝ΔΦ つまりある期間内のリアクトルの全鎖交磁束の
変化は、その期間内のリアクトル両端電圧（即ち
リアクトルに印加され、またはリアクトルが発生
した電圧）とその期間との積（いわゆる電圧・時
間積）に等しい。従つてこれを前記リアクトルＬ
１（又はＬ２）にあてはめると、主トランジスタ
Ｑ３（又はＱ２）のオンの期間に直流電源Vdの
電圧Vdの印加により増加した全鎖交磁束の変化
量Vd・Ｑ３ON（又はVd・Ｑ２ON）は前記の主ト
ランジスタＱ３（又はＱ２）のオフ期間にリアク
トルＬ１（又はＬ２）が電圧を発生することによ
つて減少した全鎖交磁束の変化量（＋Ｖ−Vd）・
Ｑ３OFF（又は｜−Ｖ｜・Ｑ２OFF）に等しいこと
になる。即ち Vd・Q3ON＝（＋Ｖ−Vd）・Q3OFF ……(1) Vd・Q2ON＝｜−Ｖ｜・Q2OFF ……(2) ただしここでＱ３ON，Ｑ３OFFはそれぞれ主トラ
ンジスタＱ３のオン、オフの期間であり、Ｑ２O
Ｎ，Ｑ２OFFも同様にそれぞれ主トランジスタＱ２
のオン、オフの期間である。 ここでさらに主トランジスタＱ３のオン、オフ
周期をＴとすると Ｔ＝Q3ON＋Q3OFF ……(3) であるから(1)式は、 ｜＋Ｖ｜／Vd＝Ｔ／Q3OFF……(4) また(2)式は ｜−Ｖ｜／Vd＝Q2ON／Q2OFF ……(5) ここで主トランジスタＱ２のオン、オフ周期もＱ
３の同周期Ｔに等しく Ｔ＝Q2ON＋Q2OFF ……(6) とし、正、負両出力電圧も等しい（｜＋Ｖ｜＝｜
−Ｖ｜）ものとすると、(4)、(5)式より、 Ｔ／Ｔ−Q3ON＝Q2ON／Ｔ−Q2ON ……(7) の関係が得られ、この式(7)から、 Q2ON≧Q3ON ……(8) の条件が成立する。従つて第１図のように主トラ
ンジスタＱ３が少なくとも主トランジスタＱ２の
オン動作信号内でオン動作するようにすれば、(8)
式の条件が満されることになる。 次に第２図時点ｔ１において主トランジスタＱ
２がオンからオフに切換り、同時に主トランジス
タＱ３がオンからオフになつた後の主トランジス
タＱ３の推移を考えると、リアクトルＬ１の蓄積
エネルギ、従つてその発生電圧、電流は直流電源
Vdの電圧、電流と共にコンデンサＣ２側に放出
され、出力側の点電圧は上昇する。この点電
圧が第２図時点ｔ２においてツエナダイオード
ZDのツエナ電圧Vzを越えると補助トランジスタ
Ｑ４にベース電流が流れ、同トランジスタをオン
にする。このトランジスタＱ４がオンの期間に
は、（トランジスタＱ２がたとえオンになり、Ｑ
２側からベース電流iB１が与えられても）この
ベース電流iB１は補助トランジスタＱ４により
バイパスされるため主トランジスタＱ３はONに
ならない。 次に負荷RL１側に電流を供給することにより、
リアクトルＬ１のエネルギが減少すると点の電
位も低下し、第２図時点ｔ３においてツエナ電圧
Vz以下になると、補助トランジスタＱ４がオフ
して、主トランジスタＱ３がオンになる。このよ
うにして出力電圧＋Ｖの低下が速いか、電圧＋Ｖ
の上昇値が小さいと、点電圧がツエナ電圧Vz
以下になる時点ｔ３が早まり、主トランジスタＱ
３のオン期間を長くする。つまり出力電圧＋Ｖを
高める動作をする。このようにして簡単な回路で
自分の出力電圧＋Ｖを監視しながら高精度の出力
電圧＋Ｖを出すことができることになる。
以上の説明から明らかなように本発明によれば
第１のリアクトルＬ２と第１の主トランジスタＱ
２との第１の直列回路の該リアクトルＬ２が直流
電源の基準電位側の極（例えば負極）に接続され
るように前記直列回路を該直流電源の両端に接続
し、前記主トランジスタＱ２を繰返しオン、オフ
して、そのオフ時に前記リアクトルＬ２が発生す
る電圧を、第１のダイオードＤ２を介し負荷RL
２側へ、前記基準電位に対し前記直流電源と異極
性の負荷電圧−Ｖとして供給する極性反転型チヨ
ツパ回路、 第２のリアクトルＬ１と第２の主トランジスタ
Ｑ３との第２の直列回路の該リアクトルＬ１が前
記直流電源の非基準電位側の極（例えば政極）に
接続されるようにこの第２の直列回路を前記直流
電源の両端に接続し、前記第２の主トランジスタ
Ｑ３を繰り返しオン、オフして、そのオフ時に前
記第２のリアクトルが発生する電圧と前記直流電
源の電圧との和の電圧を、第２のダイオードＤ１
を介して負荷RL１側へ、前記基準電位に対し前
記直流電源と同極性の負荷電圧＋Ｖとして供給す
る昇圧型チヨツパ回路、の２つのチヨツパ回路を
備えたDC−DCコンバータにおいて、 前記の異極性の負荷電圧−Ｖを所定電圧に保つ
ように、前記第１の主トランジスタＱ２のオン、
オフを制御する制御回路１と、 前記の第１の主トランジスタＱ２のオン、オフ
信号電圧、例えばリアクトルＬ２の両端電圧をそ
のオン、オフが対応するように、前記の第２の主
トランジスタＱ３へその駆動用電圧として供給す
る抵抗Ｒ４，Ｒ５と、 前記の同極性の負荷電圧＋Ｖをツエナダイオー
ドZDを介して監視し、該負荷電圧＋Ｖがツエナ
電圧Vzを越えたときは前記駆動用電圧の供給を
短絡分路を形成して阻止する補助トランジスタＱ
４とを備えることとしたので、制御回路が簡単で
正、負の負荷電圧共に高精度出力が得られる。ま
た主トランジスタＱ３のベース電流iB１を主ト
ランジスタＱ２のコレクタＫ２から取つているた
め、Ｑ２のオフ期間にはこのベース電流iB１が
流れず、損失につながらないため効率向上の効果
も得られる。
第１のリアクトルＬ２と第１の主トランジスタＱ
２との第１の直列回路の該リアクトルＬ２が直流
電源の基準電位側の極（例えば負極）に接続され
るように前記直列回路を該直流電源の両端に接続
し、前記主トランジスタＱ２を繰返しオン、オフ
して、そのオフ時に前記リアクトルＬ２が発生す
る電圧を、第１のダイオードＤ２を介し負荷RL
２側へ、前記基準電位に対し前記直流電源と異極
性の負荷電圧−Ｖとして供給する極性反転型チヨ
ツパ回路、 第２のリアクトルＬ１と第２の主トランジスタ
Ｑ３との第２の直列回路の該リアクトルＬ１が前
記直流電源の非基準電位側の極（例えば政極）に
接続されるようにこの第２の直列回路を前記直流
電源の両端に接続し、前記第２の主トランジスタ
Ｑ３を繰り返しオン、オフして、そのオフ時に前
記第２のリアクトルが発生する電圧と前記直流電
源の電圧との和の電圧を、第２のダイオードＤ１
を介して負荷RL１側へ、前記基準電位に対し前
記直流電源と同極性の負荷電圧＋Ｖとして供給す
る昇圧型チヨツパ回路、の２つのチヨツパ回路を
備えたDC−DCコンバータにおいて、 前記の異極性の負荷電圧−Ｖを所定電圧に保つ
ように、前記第１の主トランジスタＱ２のオン、
オフを制御する制御回路１と、 前記の第１の主トランジスタＱ２のオン、オフ
信号電圧、例えばリアクトルＬ２の両端電圧をそ
のオン、オフが対応するように、前記の第２の主
トランジスタＱ３へその駆動用電圧として供給す
る抵抗Ｒ４，Ｒ５と、 前記の同極性の負荷電圧＋Ｖをツエナダイオー
ドZDを介して監視し、該負荷電圧＋Ｖがツエナ
電圧Vzを越えたときは前記駆動用電圧の供給を
短絡分路を形成して阻止する補助トランジスタＱ
４とを備えることとしたので、制御回路が簡単で
正、負の負荷電圧共に高精度出力が得られる。ま
た主トランジスタＱ３のベース電流iB１を主ト
ランジスタＱ２のコレクタＫ２から取つているた
め、Ｑ２のオフ期間にはこのベース電流iB１が
流れず、損失につながらないため効率向上の効果
も得られる。
第１図は本発明の一実施例としての構成を示す
回路図、第２図は同じく第１図の動作説明図、第
３図は第１図に対応する従来の回路図である。 １：制御回路、Vd：直流電源、＋Ｖ，−Ｖ：負
荷電圧、RL１，RL２：負荷、Ｑ２，Ｑ３：主ト
ランジスタ、Ｑ４：補助トランジスタ、Ｌ１，Ｌ
２：リアクトル、Ｄ１，Ｄ２：ダイオード、
ZD：ツエナダイオード、Ｃ１〜Ｃ４：コンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ６：抵抗。
回路図、第２図は同じく第１図の動作説明図、第
３図は第１図に対応する従来の回路図である。 １：制御回路、Vd：直流電源、＋Ｖ，−Ｖ：負
荷電圧、RL１，RL２：負荷、Ｑ２，Ｑ３：主ト
ランジスタ、Ｑ４：補助トランジスタ、Ｌ１，Ｌ
２：リアクトル、Ｄ１，Ｄ２：ダイオード、
ZD：ツエナダイオード、Ｃ１〜Ｃ４：コンデン
サ、Ｒ１〜Ｒ６：抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１のリアクトルと第１の回路開閉要素との
第１の直列回路の該リアクトルが直流電源の基準
電位側の極に接続されるように前記直列回路を該
直流電源の両端に接続し、前記第１の回路開閉要
素を繰返しオン、オフして、そのオフ時に前記リ
アクトルが発生する電圧を、第１のダイオードを
介し負荷側へ、前記基準電位に対し前記直流電源
と異極性の負荷電圧として供給する第１のDC−
DCコンバータ、 第２のリアクトルと第２の回路開閉要素との第
２の直列回路の該リアクトルが前記直流電源の非
基準電位側の極に接続されるようにこの第２の直
列回路を前記直流電源の両端に接続し、前記第２
の回路開閉要素を繰返しオン、オフして、そのオ
フ時に前記第２のリアクトルが発生する電圧と前
記直流電源の電圧との和の電圧を、第２のダイオ
ードを介し負荷側へ、前記基準電位に対し前記直
流電源と同極性の負荷電圧として供給する第２の
DC−DCコンバータ、の２つのコンバータを備え
たDC−DCコンバータにおいて、 前記の異極性の負荷電圧を所定電圧に保つよう
に、前記第１の回路開閉要素のオン、オフを制御
する制御手段と、 前記の第１の回路開閉要素のオン、オフ信号電
圧をそのオン、オフが第２の回路開閉要素に対応
するように、前記第１のリアクトルの両端電圧を
前記のオン、オフ信号電圧とし、前記の第２の回
路開閉要素へその駆動用電圧として供給する駆動
電圧供給手段と、 前記の同極性の負荷電圧を監視し、該負荷電圧
が所定電圧を越えたときは前記駆動用電圧の供給
を阻止する駆動電圧供給阻止手段と、を備えたこ
とを特徴とするDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8328786A JPS62239860A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8328786A JPS62239860A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62239860A JPS62239860A (ja) | 1987-10-20 |
| JPH0440943B2 true JPH0440943B2 (ja) | 1992-07-06 |
Family
ID=13798169
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8328786A Granted JPS62239860A (ja) | 1986-04-11 | 1986-04-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62239860A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6289474A (ja) * | 1985-10-11 | 1987-04-23 | Nec Corp | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
-
1986
- 1986-04-11 JP JP8328786A patent/JPS62239860A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62239860A (ja) | 1987-10-20 |
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