JPH0150187B2 - - Google Patents
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- JPH0150187B2 JPH0150187B2 JP1939683A JP1939683A JPH0150187B2 JP H0150187 B2 JPH0150187 B2 JP H0150187B2 JP 1939683 A JP1939683 A JP 1939683A JP 1939683 A JP1939683 A JP 1939683A JP H0150187 B2 JPH0150187 B2 JP H0150187B2
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- Japan
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- switching transistor
- voltage
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- transistor
- winding
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Links
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 72
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 29
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はオンオフ式一石型トランジスタコンバ
ータと呼ばれる直流−直流変換器に関し、更に詳
細には、トランスの１次側に過電流検出抵抗を有
する自励式DC−DCトランジスタコンバータに関
する。
ータと呼ばれる直流−直流変換器に関し、更に詳
細には、トランスの１次側に過電流検出抵抗を有
する自励式DC−DCトランジスタコンバータに関
する。
従来技術
従来の電流制限回路を含んだ自励式オンオフ型
（フライバツク型）DC−DCコンバータを示す第
１図に於いて、１は直流電源、２は出力トラン
ス、３はスイツチングトランジスタであり、トラ
ンス２の１次巻線５の一端は直流電源１の一端
（正端子）に接続され、その他端はスイツチング
トランジスタ３のコレクタに接続され、スイツチ
ングトランジスタ３のエミツタは過電流検出抵抗
４を介して直流電源１の他端（負端子）に接続さ
れている。
（フライバツク型）DC−DCコンバータを示す第
１図に於いて、１は直流電源、２は出力トラン
ス、３はスイツチングトランジスタであり、トラ
ンス２の１次巻線５の一端は直流電源１の一端
（正端子）に接続され、その他端はスイツチング
トランジスタ３のコレクタに接続され、スイツチ
ングトランジスタ３のエミツタは過電流検出抵抗
４を介して直流電源１の他端（負端子）に接続さ
れている。
トランス２は２次巻線６の他に、３次巻線７も
有し、２次巻線６には整流ダイオード８ａとコン
デンサ９とから成る整流平滑回路８が接続され、
この出力段に負荷１０が接続されている。
有し、２次巻線６には整流ダイオード８ａとコン
デンサ９とから成る整流平滑回路８が接続され、
この出力段に負荷１０が接続されている。
３次巻線７はベース駆動巻線であり、ベース回
路１６によりその一端（上端）がスイツチングト
ランジスタ３のベースに接続され、その他端（下
端）がエミツタに接続されている。１５はベース
回路１６に設けられた定電圧制御回路であり、ベ
ース回路１６に直列に接続された電流制限用抵抗
１１と、定電圧制御用コンデンサ１２と、コンデ
ンサ充電用整流ダイオード１３と、定電圧ダイオ
ードとしてのツエナーダイオード１４とから成
る。この定電圧制御回路１５に於けるコンデンサ
１２の一端は３次巻線７の下端に接続され、その
他端は整流ダイオード１３を介して３次巻線７の
上端に接続されている。整流ダイオード１３はト
ランジスタ３を逆バイアスする向きの３次巻線７
の誘起電圧に応答して導通する方向性を有してい
るので、コンデンサ１２にはトランジスタ３のオ
フ期間に於ける３次巻線７の電圧即ち定電圧化さ
れた電圧が充電される。定電圧ダイオードとして
のツエナーダイオード１４はコンデンサ１２の他
端とトランジスタ３のベースとの間に接続されて
いる。尚このツエナーダイオード１４はトランジ
スタ３の順バイアス時に降伏して一定電圧となる
方向性を有して接続されている。
路１６によりその一端（上端）がスイツチングト
ランジスタ３のベースに接続され、その他端（下
端）がエミツタに接続されている。１５はベース
回路１６に設けられた定電圧制御回路であり、ベ
ース回路１６に直列に接続された電流制限用抵抗
１１と、定電圧制御用コンデンサ１２と、コンデ
ンサ充電用整流ダイオード１３と、定電圧ダイオ
ードとしてのツエナーダイオード１４とから成
る。この定電圧制御回路１５に於けるコンデンサ
１２の一端は３次巻線７の下端に接続され、その
他端は整流ダイオード１３を介して３次巻線７の
上端に接続されている。整流ダイオード１３はト
ランジスタ３を逆バイアスする向きの３次巻線７
の誘起電圧に応答して導通する方向性を有してい
るので、コンデンサ１２にはトランジスタ３のオ
フ期間に於ける３次巻線７の電圧即ち定電圧化さ
れた電圧が充電される。定電圧ダイオードとして
のツエナーダイオード１４はコンデンサ１２の他
端とトランジスタ３のベースとの間に接続されて
いる。尚このツエナーダイオード１４はトランジ
スタ３の順バイアス時に降伏して一定電圧となる
方向性を有して接続されている。
１７は起動用抵抗であり、スイツチングトラン
ジスタ３のベースと直流電源１との間に接続され
ている。１８は過電流制限用トランジスタであ
り、そのベースはベース電流制限抵抗１６を介し
て過電流検出抵抗４の一端（上端）に接続され、
そのエミツタは過電流検出抵抗４の他端（下端）
に接続され、そのコレクタはスイツチングトラン
ジスタ３のベースに接続されている。
ジスタ３のベースと直流電源１との間に接続され
ている。１８は過電流制限用トランジスタであ
り、そのベースはベース電流制限抵抗１６を介し
て過電流検出抵抗４の一端（上端）に接続され、
そのエミツタは過電流検出抵抗４の他端（下端）
に接続され、そのコレクタはスイツチングトラン
ジスタ３のベースに接続されている。
尚第１図のコンバータの過電流保護回路を除い
た主回路部分は特公昭52−47524号に開示されて
いる回路と実質的に同じである。
た主回路部分は特公昭52−47524号に開示されて
いる回路と実質的に同じである。
次に、第１図の回路の動作を説明する。まずコ
ンバータの電源１を投入すると、起動抵抗１７を
通してスイツチングトランジスタ３のベース電流
が流れ、このトランジスタ３がオンになり、発振
を開始する。そして、スイツチングトランジスタ
３のオン期間に於いては１次巻線５に電源電圧が
印加され、これに応じて３次巻線７にも電圧が得
られ、第２図Ａに示すようにスイツチングトラン
ジスタ３にベース電流IBが供給される。これによ
り、トランジスタ３の導通が維持され、コレクタ
電流ICは第２図Ｂに示す如く徐々に増大する。こ
の時、２次巻線６にダイオード８ａをオフにする
向きの電圧が発生し、エネルギーの放出が阻止さ
れる。しかる後、hFE・IB（但しhFEはトランジスタ
３の電流増幅率）に達してトランジスタ３が飽和
した時点でコレクタ電流ICの増大が不可能にな
り、トランジスタ３が未飽和状態に移行する。こ
の結果、１次巻線５の電圧が低下し、ベース電流
も低下し、トランジスタ３は急激にオフに転換す
る。そして、トランジスタ３のオンの期間（t1〜
t2）にトランス２に蓄えられたエネルギーが、ト
ランジスタ３のオフの期間（t2〜t3）に整流ダイ
オード８を通して放出される。トランス２のエネ
ルギーの放出中は３次巻線７にトランジスタ３を
逆バイアスする向きの電圧が発生しているので、
トランジスタ３がオンにならないが、エネルギー
の放出が終了すると、再びトランジスタ３がオン
になる。
ンバータの電源１を投入すると、起動抵抗１７を
通してスイツチングトランジスタ３のベース電流
が流れ、このトランジスタ３がオンになり、発振
を開始する。そして、スイツチングトランジスタ
３のオン期間に於いては１次巻線５に電源電圧が
印加され、これに応じて３次巻線７にも電圧が得
られ、第２図Ａに示すようにスイツチングトラン
ジスタ３にベース電流IBが供給される。これによ
り、トランジスタ３の導通が維持され、コレクタ
電流ICは第２図Ｂに示す如く徐々に増大する。こ
の時、２次巻線６にダイオード８ａをオフにする
向きの電圧が発生し、エネルギーの放出が阻止さ
れる。しかる後、hFE・IB（但しhFEはトランジスタ
３の電流増幅率）に達してトランジスタ３が飽和
した時点でコレクタ電流ICの増大が不可能にな
り、トランジスタ３が未飽和状態に移行する。こ
の結果、１次巻線５の電圧が低下し、ベース電流
も低下し、トランジスタ３は急激にオフに転換す
る。そして、トランジスタ３のオンの期間（t1〜
t2）にトランス２に蓄えられたエネルギーが、ト
ランジスタ３のオフの期間（t2〜t3）に整流ダイ
オード８を通して放出される。トランス２のエネ
ルギーの放出中は３次巻線７にトランジスタ３を
逆バイアスする向きの電圧が発生しているので、
トランジスタ３がオンにならないが、エネルギー
の放出が終了すると、再びトランジスタ３がオン
になる。
定電圧制御回路１５のコンデンサ１２はトラン
ジスタ３のオフ期間の３次巻線７の電圧で充電さ
れる。このオフ期間の３次巻線７の電圧は出力電
圧V0に対応した電圧であるので、出力電圧V0の
変動に対応した電圧がコンデンサ１２に充電され
る。尚トランジスタ３を逆バイアスする方向にコ
ンデンサ１２の充電が行われる。トランジスタ３
のエミツタ・ベース接合に並列即ちベース回路１
６に並列にツエナーダイオード１４とコンデンサ
１２との直列回路が接続され、ツエナーダイオー
ド１４はトランジスタ３をオンする電圧で降伏す
る方向性を有しているので、ツエナーダイオード
１４の両端に得られる定電圧即ち基準電圧とコン
デンサ１２の充電電圧との差の電圧によりトラン
ジスタ３のベースバイアス即ちベース電流が制御
され、定電圧特性が得られる。今、出力電圧が高
くなつたとすれば、オフ期間にコンデンサ１２は
ダイオード１３を介して高い電圧に充電される。
この結果、トランジスタ３のオン期間に３次巻線
７に発生する電圧でトランジスタ３にベース電流
を供給する際に、ツエナーダイオード１４を通し
て流れる電流が増大し、トランジスタ３に流れる
ベース電流が減少する。これにより、hFE・IBで
決定されるコレクタ電流ICのピークも低く抑えら
れ、トランス２の蓄積エネルギーが小さくなり、
出力電圧V0が基準電圧に戻される。出力電圧V0
が基準値よりも低い場合には上記と逆の動作とな
る。
ジスタ３のオフ期間の３次巻線７の電圧で充電さ
れる。このオフ期間の３次巻線７の電圧は出力電
圧V0に対応した電圧であるので、出力電圧V0の
変動に対応した電圧がコンデンサ１２に充電され
る。尚トランジスタ３を逆バイアスする方向にコ
ンデンサ１２の充電が行われる。トランジスタ３
のエミツタ・ベース接合に並列即ちベース回路１
６に並列にツエナーダイオード１４とコンデンサ
１２との直列回路が接続され、ツエナーダイオー
ド１４はトランジスタ３をオンする電圧で降伏す
る方向性を有しているので、ツエナーダイオード
１４の両端に得られる定電圧即ち基準電圧とコン
デンサ１２の充電電圧との差の電圧によりトラン
ジスタ３のベースバイアス即ちベース電流が制御
され、定電圧特性が得られる。今、出力電圧が高
くなつたとすれば、オフ期間にコンデンサ１２は
ダイオード１３を介して高い電圧に充電される。
この結果、トランジスタ３のオン期間に３次巻線
７に発生する電圧でトランジスタ３にベース電流
を供給する際に、ツエナーダイオード１４を通し
て流れる電流が増大し、トランジスタ３に流れる
ベース電流が減少する。これにより、hFE・IBで
決定されるコレクタ電流ICのピークも低く抑えら
れ、トランス２の蓄積エネルギーが小さくなり、
出力電圧V0が基準電圧に戻される。出力電圧V0
が基準値よりも低い場合には上記と逆の動作とな
る。
負荷１０の短絡等でエミツタ電流IEが一定値以
上になると、過電流検出抵抗４の電圧降下が過電
流制限用トランジスタ１５のしきい値以上にな
り、トランジスタ１５はエミツタ電流に対応した
導通状態となる。このため、スイツチングトラン
ジスタ３のベース電流の一部が過電流制限用トラ
ンジスタ１５に分流し、ベース電流IBが低下し、
hFE・IBで決定されるコレクタ電流ICも低下する。
このため、トランス２の２次巻線６を通して放出
されるエネルギー量も減少し、定電圧特性を維持
することが不可能になり、第３図に示す如く出力
電圧V0が低下し、出力電流I0が無限大に向つて増
加することが制限され、垂下動作となる。しか
し、供給エネルギーに対応した出力電流I0は流れ
続け、この電流値は定電圧特性線から垂下特性線
への切換点即ち垂下動作開始点の電流値よりは大
になる。
上になると、過電流検出抵抗４の電圧降下が過電
流制限用トランジスタ１５のしきい値以上にな
り、トランジスタ１５はエミツタ電流に対応した
導通状態となる。このため、スイツチングトラン
ジスタ３のベース電流の一部が過電流制限用トラ
ンジスタ１５に分流し、ベース電流IBが低下し、
hFE・IBで決定されるコレクタ電流ICも低下する。
このため、トランス２の２次巻線６を通して放出
されるエネルギー量も減少し、定電圧特性を維持
することが不可能になり、第３図に示す如く出力
電圧V0が低下し、出力電流I0が無限大に向つて増
加することが制限され、垂下動作となる。しか
し、供給エネルギーに対応した出力電流I0は流れ
続け、この電流値は定電圧特性線から垂下特性線
への切換点即ち垂下動作開始点の電流値よりは大
になる。
また、電源１の電圧V1が変化すると、第３図
に示す出力電流I0対出力電圧V0の特性線に於ける
垂下動作開始点がP1，P2，P3のように大幅に変
化する。これは、過電流制限用トランジスタ１５
の動作開始点が１次側のエミツタ電流IEのみによ
つて決定され、２次側の出力電流I0によつて直接
に制御されないためである。これを更に詳しく説
明すると、過電流制限用トランジスタ１５の動作
開始のエミツタ電流IEは入力電圧V1の大小に無関
係に常に一定値である。従つて、入力電圧V1が
低い状態で垂下動作が開始する場合にはトランス
２の供給エネルギーは小であり、この垂下動作開
始点P1の電流値も第３図の特性線Ａで示す如く
比較的小さいI1となる。一方、入力電圧V1が中程
度の場合、及び高い場合には、トランス２の供給
エネルギーが大になり、垂下動作開始点P2，P3
の電流値も、特性線Ｂ，Ｃで示す如く、I2，I3と
順次大きくなる。このため、出力電流I0の所定値
で垂下動作を開始させることが不可能である。前
者の垂下動作時の電流の増大の問題及び後者の垂
下動作開始点の変動の問題は、出力電流I0を直接
に検出して過電流制御を行えば解決される。しか
し、回路構成が必然的に複雑になる。
に示す出力電流I0対出力電圧V0の特性線に於ける
垂下動作開始点がP1，P2，P3のように大幅に変
化する。これは、過電流制限用トランジスタ１５
の動作開始点が１次側のエミツタ電流IEのみによ
つて決定され、２次側の出力電流I0によつて直接
に制御されないためである。これを更に詳しく説
明すると、過電流制限用トランジスタ１５の動作
開始のエミツタ電流IEは入力電圧V1の大小に無関
係に常に一定値である。従つて、入力電圧V1が
低い状態で垂下動作が開始する場合にはトランス
２の供給エネルギーは小であり、この垂下動作開
始点P1の電流値も第３図の特性線Ａで示す如く
比較的小さいI1となる。一方、入力電圧V1が中程
度の場合、及び高い場合には、トランス２の供給
エネルギーが大になり、垂下動作開始点P2，P3
の電流値も、特性線Ｂ，Ｃで示す如く、I2，I3と
順次大きくなる。このため、出力電流I0の所定値
で垂下動作を開始させることが不可能である。前
者の垂下動作時の電流の増大の問題及び後者の垂
下動作開始点の変動の問題は、出力電流I0を直接
に検出して過電流制御を行えば解決される。しか
し、回路構成が必然的に複雑になる。
発明の目的
そこで、本発明の目的は１次側で過電流検出を
行う方式に於いて垂下動作時の出力電流の増大を
容易に制限することが可能な直流−直流変換器を
提供することにある。
行う方式に於いて垂下動作時の出力電流の増大を
容易に制限することが可能な直流−直流変換器を
提供することにある。
発明の構成
上記目的を達成するための本発明は、理解を容
易にするために実施例を示す図面の符号を参照し
て説明すると、トランス２の１次巻線５と、前記
１次巻線５に直列に接続されたスイツチングトラ
ンジスタ３と、前記スイツチングトランジスタ３
のエミツタに直列に接続された過電流検出抵抗４
と、前記１次巻線５と前記スイツチングトランジ
スタ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回
路に直流電圧を供給する直流電源１と、前記トラ
ンス２の前記１次巻線５に電磁結合された２次巻
線６と、前記スイツチングトランジスタ３のオン
期間に前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツ
チングトランジスタ３のオフ期間に前記トランス
２の蓄積エネルギーを得るように前記２次巻線６
に接続された出力整流平滑回路８と、前記直流電
源１から前記スイツチングトランジスタ３のコレ
クタに至る電源ラインと前記スイツチングトラン
ジスタ３のベースとの間に接続された起動用抵抗
１７と、前記トランス２の前記１次巻線５及び前
記２次巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチン
グトランジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧に
よつて前記スイツチングトランジスタ３にベース
電流を供給するように前記スイツチングトランジ
スタ３のベースとエミツタとの間に接続された３
次巻線７と、出力電圧に対応する電圧と基準電圧
とに基づいて一定の前記出力電圧を得るように前
記スイツチングトランジスタのベース電流を制御
する定電圧制御回路１５と、ベースがベース電流
調整抵抗１９を介して前記過電流検出抵抗４の一
端に接続され、エミツタが前記過電流検出抵抗４
の他端に接続され、コレクタが前記スイツチング
トランジスタ３のベースに接続された過電流制限
用トランジスタ１８と、から成る自励式オンオフ
型トランジスタ直流−直流変換器に於いて、出力
電圧に対応した充電電圧に基づいて前記過電流制
限用トランジスタ１８に逆方向バイアスを与える
ために一端が前記過電流検出抵抗４の一端に接続
され他端が直接に又は抵抗２３を通して前記過電
流制限用トランジスタ１８のベースに接続された
逆バイアス用コンデンサ１２と、前記逆バイアス
用コンデンサ１２を前記スイツチングトランジス
タ３のオフ期間に於ける前記３次巻線７の電圧又
は前記トランス２に設けた電圧検出用４次巻線の
電圧に充電するために前記３次巻線７又は前記４
次巻線と前期逆バイアス用コンデンサ１２の他端
との間に接続された整流ダイオード１３と、を具
備していることを特徴とする直流−直流変換器に
係わるものである。
易にするために実施例を示す図面の符号を参照し
て説明すると、トランス２の１次巻線５と、前記
１次巻線５に直列に接続されたスイツチングトラ
ンジスタ３と、前記スイツチングトランジスタ３
のエミツタに直列に接続された過電流検出抵抗４
と、前記１次巻線５と前記スイツチングトランジ
スタ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回
路に直流電圧を供給する直流電源１と、前記トラ
ンス２の前記１次巻線５に電磁結合された２次巻
線６と、前記スイツチングトランジスタ３のオン
期間に前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツ
チングトランジスタ３のオフ期間に前記トランス
２の蓄積エネルギーを得るように前記２次巻線６
に接続された出力整流平滑回路８と、前記直流電
源１から前記スイツチングトランジスタ３のコレ
クタに至る電源ラインと前記スイツチングトラン
ジスタ３のベースとの間に接続された起動用抵抗
１７と、前記トランス２の前記１次巻線５及び前
記２次巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチン
グトランジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧に
よつて前記スイツチングトランジスタ３にベース
電流を供給するように前記スイツチングトランジ
スタ３のベースとエミツタとの間に接続された３
次巻線７と、出力電圧に対応する電圧と基準電圧
とに基づいて一定の前記出力電圧を得るように前
記スイツチングトランジスタのベース電流を制御
する定電圧制御回路１５と、ベースがベース電流
調整抵抗１９を介して前記過電流検出抵抗４の一
端に接続され、エミツタが前記過電流検出抵抗４
の他端に接続され、コレクタが前記スイツチング
トランジスタ３のベースに接続された過電流制限
用トランジスタ１８と、から成る自励式オンオフ
型トランジスタ直流−直流変換器に於いて、出力
電圧に対応した充電電圧に基づいて前記過電流制
限用トランジスタ１８に逆方向バイアスを与える
ために一端が前記過電流検出抵抗４の一端に接続
され他端が直接に又は抵抗２３を通して前記過電
流制限用トランジスタ１８のベースに接続された
逆バイアス用コンデンサ１２と、前記逆バイアス
用コンデンサ１２を前記スイツチングトランジス
タ３のオフ期間に於ける前記３次巻線７の電圧又
は前記トランス２に設けた電圧検出用４次巻線の
電圧に充電するために前記３次巻線７又は前記４
次巻線と前期逆バイアス用コンデンサ１２の他端
との間に接続された整流ダイオード１３と、を具
備していることを特徴とする直流−直流変換器に
係わるものである。
なお、回路構成を簡略化するために、定電圧制
御回路１５を第６図に示すように定電圧ダイオー
ド即ちツエナーダイオード１４と、コンデンサ１
２と、整流ダイオード１３と、抵抗１１とで構成
し、コンデンサ１２の充電電圧によつて過電流制
限用トランジスタ１８を逆バイアスするためにコ
ンデンサ１２の一端を電流検出用抵抗４の一端に
接続し、他端を直接に又は抵抗２３を介して過電
流制限用トランジスタ１８のベースに接続しても
よい。
御回路１５を第６図に示すように定電圧ダイオー
ド即ちツエナーダイオード１４と、コンデンサ１
２と、整流ダイオード１３と、抵抗１１とで構成
し、コンデンサ１２の充電電圧によつて過電流制
限用トランジスタ１８を逆バイアスするためにコ
ンデンサ１２の一端を電流検出用抵抗４の一端に
接続し、他端を直接に又は抵抗２３を介して過電
流制限用トランジスタ１８のベースに接続しても
よい。
発明の効果
上記発明によれば、コンデンサ１２に出力電圧
に対応した電圧が充電され、これが過電流制限用
トランジスタ１８に逆バイアスとして印加される
ので、垂下動作で出力電圧が小さくなればなる程
逆バイアス成分も小さくなり、過電流制限用トラ
ンジスタ１８が導通しやすくなる。従つて、スイ
ツチングトランジスタ３のベース電流が制限さ
れ、そのコレクタ電流IC及び出力電流I0も大幅に
制限される。
に対応した電圧が充電され、これが過電流制限用
トランジスタ１８に逆バイアスとして印加される
ので、垂下動作で出力電圧が小さくなればなる程
逆バイアス成分も小さくなり、過電流制限用トラ
ンジスタ１８が導通しやすくなる。従つて、スイ
ツチングトランジスタ３のベース電流が制限さ
れ、そのコレクタ電流IC及び出力電流I0も大幅に
制限される。
実施例
次に、第４図及び第５図を参照して本発明の実
施例に係わる自励式オンオフ型DC−DCコンバー
タについて述べる。但し、第４図及び第５図に於
いて第１図〜第３図と共通する部分には同一の符
合を付してその説明を省略する。第４図のコンバ
ータでは、定電圧制御用の第１のコンデンサ１２
の他に垂下制御用の第２のコンデンサ２０が設け
られ、また第１の整流ダイオード１３の他に第２
の整流ダイオード２１が設けられ、更に２つの抵
抗２２，２３が追加され、前記第２のコンデンサ
２０と前記第２の整流ダイオード２１とが直列に
接続され、この直列回路が３次巻線７に並列接続
されている。そして第２のダイオード２１のアノ
ードが３次巻線７の一端に接続されているので、
３次巻線７にスイツチングトランジスタ３をオン
する方向の電圧が誘起されている時に、第２のダ
イオード２１はオンになり、垂下特性制御用の第
２のコンデンサ２０はオン期間の電圧に充電され
る。コンデンサ２０の一端は３次巻線７の下端及
び抵抗１９の一端に接続され、このコンデンサ２
０の他端は抵抗２２を通してトランジスタ１８の
ベース即ち抵抗１９の他端に接続されているの
で、このコンデンサ２０の電圧が電流制限用トラ
ンジスタ１８に順バイアスを与えるように作用
し、トランジスタ１８の導通状態を制御する。ま
た、抵抗２３は定電圧制御用コンデンサ１２の他
端とトランジスタ１８のベースとの間に接続され
ているので、コンデンサ１２の充電電圧が電流制
限用トランジスタ１８に逆バイアスとして作用す
る。従つて、第１のコンデンサ１２を垂下制御用
コンデンサ又は逆バイアス用コンデンサと呼ぶこ
とも出来る。
施例に係わる自励式オンオフ型DC−DCコンバー
タについて述べる。但し、第４図及び第５図に於
いて第１図〜第３図と共通する部分には同一の符
合を付してその説明を省略する。第４図のコンバ
ータでは、定電圧制御用の第１のコンデンサ１２
の他に垂下制御用の第２のコンデンサ２０が設け
られ、また第１の整流ダイオード１３の他に第２
の整流ダイオード２１が設けられ、更に２つの抵
抗２２，２３が追加され、前記第２のコンデンサ
２０と前記第２の整流ダイオード２１とが直列に
接続され、この直列回路が３次巻線７に並列接続
されている。そして第２のダイオード２１のアノ
ードが３次巻線７の一端に接続されているので、
３次巻線７にスイツチングトランジスタ３をオン
する方向の電圧が誘起されている時に、第２のダ
イオード２１はオンになり、垂下特性制御用の第
２のコンデンサ２０はオン期間の電圧に充電され
る。コンデンサ２０の一端は３次巻線７の下端及
び抵抗１９の一端に接続され、このコンデンサ２
０の他端は抵抗２２を通してトランジスタ１８の
ベース即ち抵抗１９の他端に接続されているの
で、このコンデンサ２０の電圧が電流制限用トラ
ンジスタ１８に順バイアスを与えるように作用
し、トランジスタ１８の導通状態を制御する。ま
た、抵抗２３は定電圧制御用コンデンサ１２の他
端とトランジスタ１８のベースとの間に接続され
ているので、コンデンサ１２の充電電圧が電流制
限用トランジスタ１８に逆バイアスとして作用す
る。従つて、第１のコンデンサ１２を垂下制御用
コンデンサ又は逆バイアス用コンデンサと呼ぶこ
とも出来る。
第４図の回路の正常時の動作は第１図と同じで
あるので説明を省き、過電流動作について説明す
る。スイツチングトランジスタ３がオンの期間に
は１次巻線５に電源１の電圧即ち入力電圧V1が
ほぼそのまま印加される。この結果、３次巻線７
にも入力電圧V1に対応する電圧が得られ、順バ
イアス用の第２のコンデンサ２０は入力電圧V1
に対応した電圧に充電される。一方、従来から設
けられている第１のコンデンサ１２はトランジス
タ３のオフ期間の電圧即ち出力電流I0に対応した
電圧に充電される。尚、第２のコンデンサ２０は
スイツチングトランジスタ３のエミツタ電位を基
準にして正に充電され、第１のコンデンサ１２は
負に充電される。
あるので説明を省き、過電流動作について説明す
る。スイツチングトランジスタ３がオンの期間に
は１次巻線５に電源１の電圧即ち入力電圧V1が
ほぼそのまま印加される。この結果、３次巻線７
にも入力電圧V1に対応する電圧が得られ、順バ
イアス用の第２のコンデンサ２０は入力電圧V1
に対応した電圧に充電される。一方、従来から設
けられている第１のコンデンサ１２はトランジス
タ３のオフ期間の電圧即ち出力電流I0に対応した
電圧に充電される。尚、第２のコンデンサ２０は
スイツチングトランジスタ３のエミツタ電位を基
準にして正に充電され、第１のコンデンサ１２は
負に充電される。
従つて、電流制限用トランジスタ１８の動作
は、過電流検出抵抗４の両端電圧と、コンデンサ
２０から供給される順方向の直流バイアスと、コ
ンデンサ１２から与えられる逆方向直流バイアス
との合成によつて決定される。ところで、定電圧
制御されている状態では入力電圧の変動に無関係
に第１のコンデンサ１２の充電電圧はほぼ一定に
保たれている。従つて、入力電圧の変動と垂下動
作の開始点の変動との関係に対して第１のコンデ
ンサ１２は実質的に無関係である。一方、第２の
コンデンサ２０は入力電圧に対応した充電電圧を
有するので、垂下動作開始点に直接関係する。即
ち、第２のコンデンサ２０の充電電圧は、抵抗２
２とトランジスタ１８のベース・エミツタ接合と
過電流検出抵抗４と第２のコンデンサ２０とから
成る閉回路及び、抵抗２２と抵抗１９と第２のコ
ンデンサ２０とから成る閉回路で決定される順バ
イアスを過電流制限用トランジスタ１８に付与す
る。そして、入力電圧が高いことに応答してコン
デンサ２０に基づく順バイアスが大きければ、エ
ミツタ電流IEに基づく過電流検出抵抗４の電圧が
小さい状態で過電流制限用トランジスタ１８が導
通を開始する。一方、入力電圧が低いことに応答
してコンデンサ２０に基づく順バイアスが小さけ
れば、エミツタ電流IEに基づく過電流検出抵抗４
の電圧が高い状態でトランジスタ１８が導通す
る。即ち、入力電圧が高い時にはスイツチングト
ランジスタ３のエミツタ電流IEが小さい状態で過
電流制限用トランジスタ１８が導通し、入力電圧
が低い時にはスイツチングトランジスタ３のエミ
ツタ電流IEが大きい状態で過電流制限用トランジ
スタ１８が導通する。トランス２の蓄積エネルギ
ーは入力電圧V1とエミツタ流IEとの積にほぼ等し
いので、過電流制限用トランジスタ１８の導通開
始に入力電圧V1とエミツタ電流IEとが前述の関係
で影響するということは、トランジスタ１８の導
通開始時点でのトランス２の蓄積エネルギーを入
力電圧V1の変動に無関係にほぼ一定にすること
が出来ることを意味する。このため、第５図の特
性線Ａ，Ｂ，Ｃで示す如く、入力電圧V1が低、
中、高と順次に変化したとしても、負荷電流I0対
出力電圧V0特性の垂下動作開始点P1，P2，P3は
大幅に変動しない。即ち、入力電圧が変動して
も、ほぼ一定の負荷電流I0で垂下動作を開始させ
ることが出来る。
は、過電流検出抵抗４の両端電圧と、コンデンサ
２０から供給される順方向の直流バイアスと、コ
ンデンサ１２から与えられる逆方向直流バイアス
との合成によつて決定される。ところで、定電圧
制御されている状態では入力電圧の変動に無関係
に第１のコンデンサ１２の充電電圧はほぼ一定に
保たれている。従つて、入力電圧の変動と垂下動
作の開始点の変動との関係に対して第１のコンデ
ンサ１２は実質的に無関係である。一方、第２の
コンデンサ２０は入力電圧に対応した充電電圧を
有するので、垂下動作開始点に直接関係する。即
ち、第２のコンデンサ２０の充電電圧は、抵抗２
２とトランジスタ１８のベース・エミツタ接合と
過電流検出抵抗４と第２のコンデンサ２０とから
成る閉回路及び、抵抗２２と抵抗１９と第２のコ
ンデンサ２０とから成る閉回路で決定される順バ
イアスを過電流制限用トランジスタ１８に付与す
る。そして、入力電圧が高いことに応答してコン
デンサ２０に基づく順バイアスが大きければ、エ
ミツタ電流IEに基づく過電流検出抵抗４の電圧が
小さい状態で過電流制限用トランジスタ１８が導
通を開始する。一方、入力電圧が低いことに応答
してコンデンサ２０に基づく順バイアスが小さけ
れば、エミツタ電流IEに基づく過電流検出抵抗４
の電圧が高い状態でトランジスタ１８が導通す
る。即ち、入力電圧が高い時にはスイツチングト
ランジスタ３のエミツタ電流IEが小さい状態で過
電流制限用トランジスタ１８が導通し、入力電圧
が低い時にはスイツチングトランジスタ３のエミ
ツタ電流IEが大きい状態で過電流制限用トランジ
スタ１８が導通する。トランス２の蓄積エネルギ
ーは入力電圧V1とエミツタ流IEとの積にほぼ等し
いので、過電流制限用トランジスタ１８の導通開
始に入力電圧V1とエミツタ電流IEとが前述の関係
で影響するということは、トランジスタ１８の導
通開始時点でのトランス２の蓄積エネルギーを入
力電圧V1の変動に無関係にほぼ一定にすること
が出来ることを意味する。このため、第５図の特
性線Ａ，Ｂ，Ｃで示す如く、入力電圧V1が低、
中、高と順次に変化したとしても、負荷電流I0対
出力電圧V0特性の垂下動作開始点P1，P2，P3は
大幅に変動しない。即ち、入力電圧が変動して
も、ほぼ一定の負荷電流I0で垂下動作を開始させ
ることが出来る。
上述の如く、過電流制限用トランジスタ１８が
導通を開始すると、トランジスタ１８による分流
回路が形成されるので、スイツチングトランジス
タ３のベース電流IBが小さくなり、結局hFE・IBで
決定されるICのピーク値も小さくなり、トランス
２の蓄積エネルギーが低下し、出力電圧V0が低
下する。
導通を開始すると、トランジスタ１８による分流
回路が形成されるので、スイツチングトランジス
タ３のベース電流IBが小さくなり、結局hFE・IBで
決定されるICのピーク値も小さくなり、トランス
２の蓄積エネルギーが低下し、出力電圧V0が低
下する。
垂下動作で出力電圧V0の低下が開始すると、
逆バイアス用コンデンサ用即ち定電圧制御用の第
１のコンデンサ１２の充電電圧も出力電圧V0の
低下に追従して低下する。このため、第１のコン
デンサ１２と抵抗４とトランジスタ１８のエミツ
タ・ベース接合と抵抗２３とから成る閉回路、及
び第１のコンデンサ１２と抵抗１９と抵抗２３と
から成る閉回路とに基づいて決定されるトランジ
スタ１８に対する逆バイアスの量が低下し、トラ
ンジスタ１８は導通しやすい状態となる。従つ
て、スイツチングトランジスタ３のベース電流が
大幅に低減され、コレクタ電流ICが小さくなり、
蓄積エネルギーも低下するので、出力電流I0の増
大が抑制される。即ち正帰還動作となつてコレク
タ電流ICの増大が抑制され、第５図に示す如く出
力電流I0は垂下開始時点の電流値近傍に抑えら
れ、定電流型又はフの字型の垂下特性が得られ
る。尚コレクタ電流IC減少すれば、過電流検出抵
抗４の両端電圧も低下するが、第１のコンデンサ
１２に基づく逆バイアスが大幅に低減するので、
過電流制限用トランジスタ１８のオンは維持され
る。
逆バイアス用コンデンサ用即ち定電圧制御用の第
１のコンデンサ１２の充電電圧も出力電圧V0の
低下に追従して低下する。このため、第１のコン
デンサ１２と抵抗４とトランジスタ１８のエミツ
タ・ベース接合と抵抗２３とから成る閉回路、及
び第１のコンデンサ１２と抵抗１９と抵抗２３と
から成る閉回路とに基づいて決定されるトランジ
スタ１８に対する逆バイアスの量が低下し、トラ
ンジスタ１８は導通しやすい状態となる。従つ
て、スイツチングトランジスタ３のベース電流が
大幅に低減され、コレクタ電流ICが小さくなり、
蓄積エネルギーも低下するので、出力電流I0の増
大が抑制される。即ち正帰還動作となつてコレク
タ電流ICの増大が抑制され、第５図に示す如く出
力電流I0は垂下開始時点の電流値近傍に抑えら
れ、定電流型又はフの字型の垂下特性が得られ
る。尚コレクタ電流IC減少すれば、過電流検出抵
抗４の両端電圧も低下するが、第１のコンデンサ
１２に基づく逆バイアスが大幅に低減するので、
過電流制限用トランジスタ１８のオンは維持され
る。
上述から明らかなように、本実施例によれば入
力電圧の変動に基づく垂下動作開始点の変動の抑
制を簡単な回路で達成することが出来る。
力電圧の変動に基づく垂下動作開始点の変動の抑
制を簡単な回路で達成することが出来る。
また、コンデンサ１２による逆バイアス電圧と
エミツタ電流による抵抗４の電圧との合成で垂下
電流が決定されるので、出力電流I0の増大の抑制
を簡単に達成することが出来る。
エミツタ電流による抵抗４の電圧との合成で垂下
電流が決定されるので、出力電流I0の増大の抑制
を簡単に達成することが出来る。
変形例
(A) 入力電圧の変動に対する垂下動作開始点の変
動を抑える必要がない場合には、第６図に示す
如くコンデンサ２０、ダイオード２１、抵抗２
２の回路を除去し、第７図に示すような垂下特
性としてもよい。
動を抑える必要がない場合には、第６図に示す
如くコンデンサ２０、ダイオード２１、抵抗２
２の回路を除去し、第７図に示すような垂下特
性としてもよい。
(B) コンデンサ１２及びコンデンサ２０を充電す
るために、トランス２に４次巻線を設け、４次
巻線の一端をトランジスタ３のエミツタに共通
接続し、この４次巻線とコンデンサ１２，２０
との間にダイオード１３，２１を接続し、３次
巻線７と同様な電圧が得られる４次巻線の電圧
でコンデンサ１２，２０を充電してもよい。
るために、トランス２に４次巻線を設け、４次
巻線の一端をトランジスタ３のエミツタに共通
接続し、この４次巻線とコンデンサ１２，２０
との間にダイオード１３，２１を接続し、３次
巻線７と同様な電圧が得られる４次巻線の電圧
でコンデンサ１２，２０を充電してもよい。
(C) 第４図及び第６図に於いて、抵抗１１を３次
巻線７の下端ラインに接続し、コンデンサ１２
を３次巻線７の上端に接続し、整流ダイオード
１３及びツエナーダイオード１４を下端ライン
とコンデンサ１２との間に接続してもよい。
巻線７の下端ラインに接続し、コンデンサ１２
を３次巻線７の上端に接続し、整流ダイオード
１３及びツエナーダイオード１４を下端ライン
とコンデンサ１２との間に接続してもよい。
(D) 定電圧制御回路１５は第４図の回路に限定さ
れるものでははく、出力電圧と基準電圧とに基
づいてスイツチングトランジスタ３のベース電
流を調整して定電圧特性を得ることが出来る回
路であれば、どのような構成のものでもよい。
例えばベース回路１６に並列にトランジスタを
接続し、このトランジスタの導通状態を出力電
圧に応じて変化させ、定電圧特性を得るように
してもよい。
れるものでははく、出力電圧と基準電圧とに基
づいてスイツチングトランジスタ３のベース電
流を調整して定電圧特性を得ることが出来る回
路であれば、どのような構成のものでもよい。
例えばベース回路１６に並列にトランジスタを
接続し、このトランジスタの導通状態を出力電
圧に応じて変化させ、定電圧特性を得るように
してもよい。
(E) コンデンサ１２を定電圧制御と第５図に示す
定電流型垂下制御（正帰還制御）とに共用して
いるが、逆バイアスによる垂下制御用のコンデ
ンサを別に設けてもよい。
定電流型垂下制御（正帰還制御）とに共用して
いるが、逆バイアスによる垂下制御用のコンデ
ンサを別に設けてもよい。
(F) 起動抵抗１７をトランジスタ３のコレクタに
接続してもよい。また起動後の発振を継続する
ために、１次巻線５に並列にコンデンサ、抵
抗、ダイオード等を接続し、例えばリンギング
チヨークコンバータ方式としてもよい。
接続してもよい。また起動後の発振を継続する
ために、１次巻線５に並列にコンデンサ、抵
抗、ダイオード等を接続し、例えばリンギング
チヨークコンバータ方式としてもよい。
第１図は従来のコンバータの回路図、第２図は
第１図の回路のスイツチングトランジスタのベー
ス電流とコレクタ電流とを示す波形図、第３図は
第１図の回路の出力電流−電圧特性図である。第
４図は本発明の実施例のコンバータを示す回路
図、第５図は第４図の回路の出力電流−電圧特性
図である。第６図は変形例のコンバータを示す回
路図、第７図は第６図の出力電流−電圧特性図で
ある。 １……直流電源、２……トランス、３……スイ
ツチングトランジスタ、４……過電流検出抵抗、
５……１次巻線、６……２次巻線、７……３次巻
線、８……整流平滑回路、１１……抵抗、１２…
…定電圧制御用コンデンサ、１３……整流ダイオ
ード、１４……定電圧制御用ツエナーダイオー
ド、１５……定電圧制御回路、１７……起動抵
抗、１８……過電流制限用トランジスタ、１９…
…ベース電流調整用抵抗、２０……垂下制御用コ
ンデンサ、２１……整流ダイオード、２２，２３
……抵抗。
第１図の回路のスイツチングトランジスタのベー
ス電流とコレクタ電流とを示す波形図、第３図は
第１図の回路の出力電流−電圧特性図である。第
４図は本発明の実施例のコンバータを示す回路
図、第５図は第４図の回路の出力電流−電圧特性
図である。第６図は変形例のコンバータを示す回
路図、第７図は第６図の出力電流−電圧特性図で
ある。 １……直流電源、２……トランス、３……スイ
ツチングトランジスタ、４……過電流検出抵抗、
５……１次巻線、６……２次巻線、７……３次巻
線、８……整流平滑回路、１１……抵抗、１２…
…定電圧制御用コンデンサ、１３……整流ダイオ
ード、１４……定電圧制御用ツエナーダイオー
ド、１５……定電圧制御回路、１７……起動抵
抗、１８……過電流制限用トランジスタ、１９…
…ベース電流調整用抵抗、２０……垂下制御用コ
ンデンサ、２１……整流ダイオード、２２，２３
……抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランス２の１次巻線５と、 前記１次巻線５に直列に接続されたスイツチン
グトランジスタ３と、 前記スイツチングトランジスタ３のエミツタに
直列に接続された過電流検出抵抗４と、 前記１次巻線５と前記スイツチングトランジス
タ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回路
に直流電圧を供給する直流電源１と、 前記トランス２の前記１次巻線５に電磁結合さ
れた２次巻線６と、 前記スイツチングトランジスタ３のオン期間に
前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツチング
トランジスタ３のオフ期間に前記トランス２の蓄
積エネルギーを得るように前記２次巻線６に接続
された出力整流平滑回路８と、 前記直流電源１から前記スイツチングトランジ
スタ３のコレクタに至る電源ラインと前記スイツ
チングトランジスタ３のベースとの間に接続され
た起動用抵抗１７と、 前記トランス２の前記１次巻線５及び前記２次
巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチングトラ
ンジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧によつて
前記スイツチングトランジスタ３にベース電流を
供給するように前記スイツチングトランジスタ３
のベースとエミツタとの間に接続された３次巻線
７と、 出力電圧に対応する電圧と基準電圧とに基づい
て一定の前記出力電圧を得るように前記スイツチ
ングトランジスタのベース電流を制御する定電圧
制御回路１５と、 ベースがベース電流調整抵抗１９を介して前記
過電流検出抵抗４の一端に接続され、エミツタが
前記過電流検出抵抗４の他端に接続され、コレク
タが前記スイツチングトランジスタ３のベースに
接続された過電流制限用トランジスタ１８と、 から成る自励式オンオフ型トランジスタ直流−直
流変換器に於いて、 出力電圧に対応した充電電圧に基づいて前記過
電流制限用トランジスタ１８に逆方向バイアスを
与えるために一端が前記過電流検出抵抗４の一端
に接続され他端が直接に又は抵抗２３を通して前
記過電流制限用トランジスタ１８のベースに接続
された逆バイアス用コンデンサ１２と、 前記逆バイアス用コンデンサ１２を前記スイツ
チングトランジスタ３のオフ期間に於ける前記３
次巻線７の電圧又は前記トランス２に設けた電圧
検出用４次巻線の電圧に充電するために前記３次
巻線７又は前記４次巻線と前記逆バイアス用コン
デンサ１２の他端との間に接続された整流ダイオ
ード１３と、 を具備していることを特徴とする直流−直流変換
器。 ２ トランス２の１次巻線５と、 前記１次巻線５に直列に接続されたスイツチン
グトランジスタ３と、 前記スイツチングトランジスタ３のエミツタに
直列に接続された過電流検出抵抗４と、 前記１次巻線５と前記スイツチングトランジス
タ３と前記過電流検出抵抗４とから成る直列回路
に直流電圧を供給する直流電源１と、 前記トランス２の前記１次巻線５に電磁結合さ
れた２次巻線６と、 前記スイツチングトランジスタ３のオン期間に
前記２次巻線６の出力を阻止し前記スイツチング
トランジスタ３のオフ期間に前記トランス２の蓄
積エネルギーを得るように前記２次巻線６に接続
された出力整流平滑回路８と、 前記直流電源１から前記スイツチングトランジ
スタ３のコレクタに至る電源ラインと前記スイツ
チングトランジスタ３のベースとの間に接続され
た起動用抵抗１７と、 前記トランス２の前記１次巻線５及び前記２次
巻線６に電磁結合され且つ前記スイツチングトラ
ンジスタ３のオン期間に生じる誘起電圧によつて
前記スイツチングトランジスタ３にベース電流を
供給するように前記スイツチングトランジスタ３
のベースとエミツタとの間に接続された３次巻線
７と、 ベースがベース電流調整抵抗１９を介して前記
過電流検出抵抗４の一端に接続され、エミツタが
前記過電流検出抵抗４の他端に接続され、コレク
タが前記スイツチングトランジスタ３のベースに
接続された過電流制限用トランジスタ１８と、 前記スイツチングトランジスタ３のオン期間に
於ける前記３次巻線７の電圧で定電圧が得られる
方向性を有して一端が前記スイツチングトランジ
スタ３のベース又はエミツタに接続されている定
電圧ダイオード１４と、 前記定電圧ダイオード１４に直列に接続され且
つ前記スイツチングトランジスタ３のエミツタ・
ベース間接合に並列となるように配されている定
電圧制御兼逆バイアス用コンデンサ１２と、 前記定電圧制御兼逆バイアス用コンデンサ１２
を前記スイツチングトランジスタ３のオフ期間に
前記３次巻線７に誘起する電圧に充電するように
前記３次巻線７と前記定電圧制御兼逆バイアス用
コンデンサ１２との間に接続されているコンデン
サ充電用整流ダイオード１３と、 前記３次巻線７から前記スイツチングトランジ
スタ３に至るベース回路に直列に接続され且つ前
記定電圧ダイオード１４と前記３次巻線７との間
に配されている電流制限用抵抗１１と、 を備え、前記定電圧制御兼逆バイアス用コンデン
サ１２の出力電圧に対応した充電電圧に基づいて
前記過電流制限用トランジスタ１８に逆方向バイ
アスを与えるために前記定電圧制御兼逆バイアス
用コンデンサ１２の一端が前記過電流検出抵抗４
の一端に接続され、前記定電圧制御兼逆バイアス
用コンデンサ１２の他端が直接に又は抵抗２３を
通して前記過電流制限用トランジスタ１８のベー
スに接続されていることを特徴とする直流−直流
変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1939683A JPS59148563A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 直流−直流変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1939683A JPS59148563A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 直流−直流変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59148563A JPS59148563A (ja) | 1984-08-25 |
| JPH0150187B2 true JPH0150187B2 (ja) | 1989-10-27 |
Family
ID=11998111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1939683A Granted JPS59148563A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 直流−直流変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59148563A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4083714A1 (en) | 2021-04-30 | 2022-11-02 | Ricoh Company, Ltd. | Image forming method and image forming apparatus |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62166777A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| US4758937A (en) * | 1986-01-16 | 1988-07-19 | Sanken Electric Company, Ltd. | DC-DC converter |
| JPS62166776A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPH067748B2 (ja) * | 1987-10-16 | 1994-01-26 | 横河電機株式会社 | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
| JP2563188B2 (ja) * | 1987-10-20 | 1996-12-11 | サンケン電気株式会社 | 過電流保護機能付自励形コンバータ |
-
1983
- 1983-02-08 JP JP1939683A patent/JPS59148563A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP4083714A1 (en) | 2021-04-30 | 2022-11-02 | Ricoh Company, Ltd. | Image forming method and image forming apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59148563A (ja) | 1984-08-25 |
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