JPH0446527A - 高調波抑制装置の電流制御方法 - Google Patents
高調波抑制装置の電流制御方法Info
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- JPH0446527A JPH0446527A JP2152414A JP15241490A JPH0446527A JP H0446527 A JPH0446527 A JP H0446527A JP 2152414 A JP2152414 A JP 2152414A JP 15241490 A JP15241490 A JP 15241490A JP H0446527 A JPH0446527 A JP H0446527A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は系統電源の負荷電流中の高調波電流を半導体電
力変換装置（例えば電圧形ブリッジインバータ装置）を
介し、いわゆる電流瞬時値制御方式のうちの電流２値幅
制御方式（ヒステリシスコンパレータ方式ともいう）で
抑制する高調波抑制装置における出力電流の制御方法に
関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
力変換装置（例えば電圧形ブリッジインバータ装置）を
介し、いわゆる電流瞬時値制御方式のうちの電流２値幅
制御方式（ヒステリシスコンパレータ方式ともいう）で
抑制する高調波抑制装置における出力電流の制御方法に
関する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
第２図は従来の電流瞬時値制御方式の高調波抑制装置の
要部構成を示すブロック回路図である。 同図において、１は系統電源、２は３相の電源系統ライ
ン、ＩＬ（ＩＬＲ，ｉＬｓ、 ＩＬＴ）はそれぞれこ
の電源系統ライン２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相に流ねる系統負
荷電流、３はこの各系統負荷電流ＩＬＲ。 ＩＬＳ、 ＩＬＴをそれぞれ検出する電流検出器であ
る。 ４は各系統負荷電流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴからそ
れぞれ電源系統ライン２に残存させるべきＲ，Ｓ。 Ｔ各相別の電流調波成分としての基本波電流１１（ｉａ
ｌ、 ｉｂＬ １ｃｌ）を取り出す３和尚調波演算
回路である。なおこの３和尚調波演算回路４は演算方法
の指定により一般的には所望の任意の高調波成分をも取
り出すことができる。 ５ （５ａ、５ｂ、５ｃ ）はそれぞれＲ，Ｓ、Ｔ各相
別の加算器で、それぞれ基本波電流ｉ ａｌ、 ｉ
ｂＬｉｃｌから系統負荷電流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬ
Ｔを差し引いてこの系統負荷電流Ｉ ＬＲ，Ｉ ＬＳ、
Ｉ ＬＴから取り除くべき（抑制すべき）高調波電
流を高調波電流指令ｉ ”（ｉ ａ”、 ｉ ｂ”、
ｉ ｃ”）として出力する。 ８はこの電流指令ｉａ”、 ｔｂ“、ｉｃ”にそれぞ
れ相当するＲ、Ｓ、Ｔ各相別の高調波電流（変換装置出
力電流という） ｉ （ｉａ、 ｉｂ、 ｉｃ）を出
力して電源系統ライン２の各相Ｒ，Ｓ、Ｔに系統負荷電
流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴ内の高調波電流を相殺す
るようにそれぞれ注入する。この例では電圧型ブリッジ
インバータとしての半導体変換装置である。 ９はこの半導体変換装置８の出力電流１（ｉａ。 ｉｂ、ｉｃ）をそれぞれ検出する電流検出器、６ （６
ａ、 ６ ｂ、 ６ ｃ）はそれぞれ高調波電流指令ｉ
ａ”、 ｉ ｂ”、 ｉ ｃ”と変換装置出力電流ｉ
ａ、ｉｂ、ｉｃとの差としての偏差電流Δｉ（Δｉａ、
Δｉｂ、Δｉｃ）を取り出す加算器、 ７ （７ａ、７ｂ、７ｃ）はそれぞれ偏差電流Δｆａ。 Δｉｂ、Δｉｃが所定の許容範囲（例えば定格電流の±
１％）に納まるように、基準偏差設定器１０によって設
定された所定の基準偏差εｌと比較して半導体変換装置
８へ２値のコンパレータ出力１１を与える比較装置（Ｃ
Ｐとも略記する）である。 この各比較装置７、例えば７ａは偏差電流Δｉａを前記
基準偏差ε１から作られた正の基準偏差＋εｌと比較す
る図外の比較器、および同じく偏差ｉｔ流Δｉａを前記
基準偏差ε１から作られた負の基準偏差−ε１と比較す
る図外の比較器からなり、変換装置出力電流ｉａが減少
して偏差電流Δｉａが前記の正基準偏差＋ε１を上回る
と、前記半導体変換装置８内の図外のブリッジ結線の半
導体スイッチング素子のＲ相に対応する上側アームをオ
ン（下側アームをオフ）すべき旨のコンパレータ出力１
１を出力しくこのとき電源系統ライン２のＲ相へは半導
体変換装置８内の図外の直流電源の電圧が正電圧として
印加される。）、変換装置出力電流ｉａを増大方向へ切
り換える。 逆に変換装置出力電流ｉａの増加によって偏差電流ｉａ
が前記の負基準偏差−ε１を下回ると、前記比較装置７
ａは前記ブリッジ結線の上側アームをオフ（下側アーム
をオン）すべき旨のコンパレータ出力１１を出力しくこ
のとき電源系統ライン２のＲ相へは半導体変換装置８内
の図外の直流電源の電圧が負電圧として印加される。）
、変換装置出力電流ｉａを減少方向へ切り換える。 このようにして偏差電流Δｉａが基準偏差±ε１（この
基準偏差の範囲を２値幅ともいう）内に納まるようにい
わゆる電流の２値幅制御が行われる。 なお比較装置７ｂ、７Ｃの動作も比較器７ａと同様であ
る。また前記の例では正と負の基準偏差上ε１．−ε１
の絶対値が等しいが一般的には等しくなければならぬ必
要はない。
要部構成を示すブロック回路図である。 同図において、１は系統電源、２は３相の電源系統ライ
ン、ＩＬ（ＩＬＲ，ｉＬｓ、 ＩＬＴ）はそれぞれこ
の電源系統ライン２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相に流ねる系統負
荷電流、３はこの各系統負荷電流ＩＬＲ。 ＩＬＳ、 ＩＬＴをそれぞれ検出する電流検出器であ
る。 ４は各系統負荷電流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴからそ
れぞれ電源系統ライン２に残存させるべきＲ，Ｓ。 Ｔ各相別の電流調波成分としての基本波電流１１（ｉａ
ｌ、 ｉｂＬ １ｃｌ）を取り出す３和尚調波演算
回路である。なおこの３和尚調波演算回路４は演算方法
の指定により一般的には所望の任意の高調波成分をも取
り出すことができる。 ５ （５ａ、５ｂ、５ｃ ）はそれぞれＲ，Ｓ、Ｔ各相
別の加算器で、それぞれ基本波電流ｉ ａｌ、 ｉ
ｂＬｉｃｌから系統負荷電流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬ
Ｔを差し引いてこの系統負荷電流Ｉ ＬＲ，Ｉ ＬＳ、
Ｉ ＬＴから取り除くべき（抑制すべき）高調波電
流を高調波電流指令ｉ ”（ｉ ａ”、 ｉ ｂ”、
ｉ ｃ”）として出力する。 ８はこの電流指令ｉａ”、 ｔｂ“、ｉｃ”にそれぞ
れ相当するＲ、Ｓ、Ｔ各相別の高調波電流（変換装置出
力電流という） ｉ （ｉａ、 ｉｂ、 ｉｃ）を出
力して電源系統ライン２の各相Ｒ，Ｓ、Ｔに系統負荷電
流ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴ内の高調波電流を相殺す
るようにそれぞれ注入する。この例では電圧型ブリッジ
インバータとしての半導体変換装置である。 ９はこの半導体変換装置８の出力電流１（ｉａ。 ｉｂ、ｉｃ）をそれぞれ検出する電流検出器、６ （６
ａ、 ６ ｂ、 ６ ｃ）はそれぞれ高調波電流指令ｉ
ａ”、 ｉ ｂ”、 ｉ ｃ”と変換装置出力電流ｉ
ａ、ｉｂ、ｉｃとの差としての偏差電流Δｉ（Δｉａ、
Δｉｂ、Δｉｃ）を取り出す加算器、 ７ （７ａ、７ｂ、７ｃ）はそれぞれ偏差電流Δｆａ。 Δｉｂ、Δｉｃが所定の許容範囲（例えば定格電流の±
１％）に納まるように、基準偏差設定器１０によって設
定された所定の基準偏差εｌと比較して半導体変換装置
８へ２値のコンパレータ出力１１を与える比較装置（Ｃ
Ｐとも略記する）である。 この各比較装置７、例えば７ａは偏差電流Δｉａを前記
基準偏差ε１から作られた正の基準偏差＋εｌと比較す
る図外の比較器、および同じく偏差ｉｔ流Δｉａを前記
基準偏差ε１から作られた負の基準偏差−ε１と比較す
る図外の比較器からなり、変換装置出力電流ｉａが減少
して偏差電流Δｉａが前記の正基準偏差＋ε１を上回る
と、前記半導体変換装置８内の図外のブリッジ結線の半
導体スイッチング素子のＲ相に対応する上側アームをオ
ン（下側アームをオフ）すべき旨のコンパレータ出力１
１を出力しくこのとき電源系統ライン２のＲ相へは半導
体変換装置８内の図外の直流電源の電圧が正電圧として
印加される。）、変換装置出力電流ｉａを増大方向へ切
り換える。 逆に変換装置出力電流ｉａの増加によって偏差電流ｉａ
が前記の負基準偏差−ε１を下回ると、前記比較装置７
ａは前記ブリッジ結線の上側アームをオフ（下側アーム
をオン）すべき旨のコンパレータ出力１１を出力しくこ
のとき電源系統ライン２のＲ相へは半導体変換装置８内
の図外の直流電源の電圧が負電圧として印加される。）
、変換装置出力電流ｉａを減少方向へ切り換える。 このようにして偏差電流Δｉａが基準偏差±ε１（この
基準偏差の範囲を２値幅ともいう）内に納まるようにい
わゆる電流の２値幅制御が行われる。 なお比較装置７ｂ、７Ｃの動作も比較器７ａと同様であ
る。また前記の例では正と負の基準偏差上ε１．−ε１
の絶対値が等しいが一般的には等しくなければならぬ必
要はない。
１）第１発明について：
従来の電流瞬時値制御方式の高調波抑制装置では前述の
ように比較装置７における比較器の基準となる正基準偏
差＋εｌ、負基準偏差−ε１の２値は、変換装置８の容
量及び半導体のスイッチング周波数などから決定される
固定値として設定されていた。このため系統負荷電流が
軽負荷となったときは、その時の電流指令ビの大きさも
小さくなるためこの小さくなった電流指令げに対する基
準偏差ε１の割合が大きくなり、その為、電流指令ｉ＊
の大きさによって電流指令１１に対する変換装置出力電
流ｉの波形追従性が悪化するという問題点があった。 そこでこの第１発明の課題は電流指令の大小にかかわら
ず、良好な波形追従性を得ることができる高調波抑制装
置の電流制御方法を提供することにある。 ２）第２発明について： また系統電源の軽負荷時には抑制すべき高調波電流の大
きさも小さくなり、半導体変換装置８内の半導体スイッ
チング素子のオン、オフによって偏差電流Δｉが基準偏
差（電流２値幅）±ε１に到達する時間も短かくなり、
コンパレータ出力１１の切り換わりの周波数（半導体ス
イッチング素子のスイッチング周波数）が増大し、結果
的に半導体スイッチング素子に附加されたスナバ回路の
損失が過大になるという問題があった。 そこで本第２発明の課題はこの問題を解消できる高調波
抑制装置の電流制御方法を提供することを課題とする。
ように比較装置７における比較器の基準となる正基準偏
差＋εｌ、負基準偏差−ε１の２値は、変換装置８の容
量及び半導体のスイッチング周波数などから決定される
固定値として設定されていた。このため系統負荷電流が
軽負荷となったときは、その時の電流指令ビの大きさも
小さくなるためこの小さくなった電流指令げに対する基
準偏差ε１の割合が大きくなり、その為、電流指令ｉ＊
の大きさによって電流指令１１に対する変換装置出力電
流ｉの波形追従性が悪化するという問題点があった。 そこでこの第１発明の課題は電流指令の大小にかかわら
ず、良好な波形追従性を得ることができる高調波抑制装
置の電流制御方法を提供することにある。 ２）第２発明について： また系統電源の軽負荷時には抑制すべき高調波電流の大
きさも小さくなり、半導体変換装置８内の半導体スイッ
チング素子のオン、オフによって偏差電流Δｉが基準偏
差（電流２値幅）±ε１に到達する時間も短かくなり、
コンパレータ出力１１の切り換わりの周波数（半導体ス
イッチング素子のスイッチング周波数）が増大し、結果
的に半導体スイッチング素子に附加されたスナバ回路の
損失が過大になるという問題があった。 そこで本第２発明の課題はこの問題を解消できる高調波
抑制装置の電流制御方法を提供することを課題とする。
前記の課題を解決するために、系統電源（１など）の負
荷電流（ＩＬ（ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴ）など）に
含まれる高調波電流（高調波電流指令ｉ ”（ｉ ａ”
。 １ ｂ”＋ Ｉ Ｃ”）など）を検出する手段（電流検
出器３゜３相高調波演算回路４．加算器５など）と、半
導体スイッチング素子を介しこの検出された高調波電流
に等しい電流（ｉ （ｉａ、 ｉｂ、 ｉｃ）など、以
下変換装置出力電流という）を発生して前記系統電源に
前記高調波電流を打ち消すように注入する電力変換装置
であって、（加算器６ （６ａ、６ｂ。 ６ｃ）などを介して求められた）前記の検出された高調
波電流と変換装置出力電流との偏差電流（Δｉ（Δｉａ
、Δｉｂ、Δｉｃ）など）が正、負の所定の許容限界値
（基準偏差±εｌなど）の範囲内から逸脱しようとする
つど、比較装置７（７ａ、７ｂ。 ７ｃ）のコンパレータ出力１１などに基づいて）前記半
導体スイッチング素子をオンまたはオフする電力変換装
置（半導体装置８など）とを備えた高調波抑制装置にお
いて、 第１発明の方法は、 （実効値演算器２１などを介して求められた）前記の検
出された高調波電流の大きさに比例した稙（基準偏差ε
２など）を、前記許容限界値へその絶対値を増加させる
ように（加算器２３などを介し）加算するようにするも
のとし、 また第２発明の方法は、 （Ｆ／Ｖ変換器２２などを介して求められた）前記半導
体スイッチング周波数に比例した値（基準偏差ε３など
）を、前記許容限界値へその絶対値を増加させるように
（加算器２３などを介し）加算するようにするものとす
る。
荷電流（ＩＬ（ＩＬＲ，ＩＬＳ、 ＩＬＴ）など）に
含まれる高調波電流（高調波電流指令ｉ ”（ｉ ａ”
。 １ ｂ”＋ Ｉ Ｃ”）など）を検出する手段（電流検
出器３゜３相高調波演算回路４．加算器５など）と、半
導体スイッチング素子を介しこの検出された高調波電流
に等しい電流（ｉ （ｉａ、 ｉｂ、 ｉｃ）など、以
下変換装置出力電流という）を発生して前記系統電源に
前記高調波電流を打ち消すように注入する電力変換装置
であって、（加算器６ （６ａ、６ｂ。 ６ｃ）などを介して求められた）前記の検出された高調
波電流と変換装置出力電流との偏差電流（Δｉ（Δｉａ
、Δｉｂ、Δｉｃ）など）が正、負の所定の許容限界値
（基準偏差±εｌなど）の範囲内から逸脱しようとする
つど、比較装置７（７ａ、７ｂ。 ７ｃ）のコンパレータ出力１１などに基づいて）前記半
導体スイッチング素子をオンまたはオフする電力変換装
置（半導体装置８など）とを備えた高調波抑制装置にお
いて、 第１発明の方法は、 （実効値演算器２１などを介して求められた）前記の検
出された高調波電流の大きさに比例した稙（基準偏差ε
２など）を、前記許容限界値へその絶対値を増加させる
ように（加算器２３などを介し）加算するようにするも
のとし、 また第２発明の方法は、 （Ｆ／Ｖ変換器２２などを介して求められた）前記半導
体スイッチング周波数に比例した値（基準偏差ε３など
）を、前記許容限界値へその絶対値を増加させるように
（加算器２３などを介し）加算するようにするものとす
る。
■）第１発明について：
基準偏差の大きさ（電流２値幅）を高調波電流指令の大
、小に応じ増加、減少させることで系統電源軽負荷時に
電流指令値から見た基準偏差の大きさを従来より小にし
、高調波電流指令に対する変換装置出力電源の波形追従
性を改善する。 ２）第２発明について： 基準偏差の大きさを半導体変換装置のスイッチング周波
数の大、小に応じ増加、減少させることで系統電源軽負
荷時のスイッチング周波数の過昇を抑える。
、小に応じ増加、減少させることで系統電源軽負荷時に
電流指令値から見た基準偏差の大きさを従来より小にし
、高調波電流指令に対する変換装置出力電源の波形追従
性を改善する。 ２）第２発明について： 基準偏差の大きさを半導体変換装置のスイッチング周波
数の大、小に応じ増加、減少させることで系統電源軽負
荷時のスイッチング周波数の過昇を抑える。
第１図は本発明の実施例としての高調波抑制装置の要部
構成を示すブロック図で第２図に対応するものである。 第１図においては第２図に対し系統電源ｌより検出した
３相の負荷電流Ｉ Ｌ（Ｉ ＬＲ。 Ｉ ＬＳ、 Ｉ ＬＴ）から系統電流内に含ま れる
高調波成分を演算した回路より求められた半導体変換装
置出力電流指令１０の実効値を求めて基準偏差（電圧）
ε２として出力する実効値演算器２１と、半導体変換装
置８の半導体素子のスイッチング周波数と同一となるコ
ンパレータ出力１１の周波数を電圧変換して基準偏差（
電圧）ε３として出力するＦ／Ｖ変換器２２と、基準偏
差設定器１０の設定電圧としての基準偏差ε１．実効値
演算器２１の出力電圧としての基準偏差ε２およびＦ／
Ｖ変換器２２の出力電圧としての基準偏差ε３を加算し
て比較装置７ （７ａ、 ７ｂ、 ７ｃ）へ新たな比較
用基準偏差として与える加算器２３とが新設されている
。 この場合、比較装置？ （７ａ、 ７ｂ、 ７ｃ）の比
較器において偏差電流Δｉ（Δｉａ、Δｉｂ、Δｉｃ、
）と比較される基準偏差としては正基準偏差は＋（ε１
＋ε２＋ε３）となり負基準偏差としては−（ε１＋ε
２＋ε３）となる。 従って系統電源の軽負荷時には定格負荷時に比し実効値
演算器出力電圧ε２は小さくなることから、基準偏差の
絶対値εｌ＋ε２＋ε３を小にすることで、このときの
軽い電源系統負荷電流ＩＬに対する基準偏差の割合も従
来に比し小になり、電流指令五〇に対する変換装置出力
電流ｉの波形追従性が改善される。 また電源軽負荷時は変換装置８の出力が電源ライン２に
与える影響度が相対的に高まることから、コンパレータ
出力１１の２値の変化頻度（周波数）が増大し、Ｆ／Ｖ
変換器２２の出力電圧ε３が系統電源定格負荷時に比し
て増大することで、基準偏差の絶対値εｌ＋ε２＋ε３
を大にし、コンパレータ出力１１の変化頻度、従って半
導体素子のスイッチング周波数の増加を抑え、半導体ス
イッチング素子に附加されたスナバ回路の損失の過大な
増加を防ぐことができる。
構成を示すブロック図で第２図に対応するものである。 第１図においては第２図に対し系統電源ｌより検出した
３相の負荷電流Ｉ Ｌ（Ｉ ＬＲ。 Ｉ ＬＳ、 Ｉ ＬＴ）から系統電流内に含ま れる
高調波成分を演算した回路より求められた半導体変換装
置出力電流指令１０の実効値を求めて基準偏差（電圧）
ε２として出力する実効値演算器２１と、半導体変換装
置８の半導体素子のスイッチング周波数と同一となるコ
ンパレータ出力１１の周波数を電圧変換して基準偏差（
電圧）ε３として出力するＦ／Ｖ変換器２２と、基準偏
差設定器１０の設定電圧としての基準偏差ε１．実効値
演算器２１の出力電圧としての基準偏差ε２およびＦ／
Ｖ変換器２２の出力電圧としての基準偏差ε３を加算し
て比較装置７ （７ａ、 ７ｂ、 ７ｃ）へ新たな比較
用基準偏差として与える加算器２３とが新設されている
。 この場合、比較装置？ （７ａ、 ７ｂ、 ７ｃ）の比
較器において偏差電流Δｉ（Δｉａ、Δｉｂ、Δｉｃ、
）と比較される基準偏差としては正基準偏差は＋（ε１
＋ε２＋ε３）となり負基準偏差としては−（ε１＋ε
２＋ε３）となる。 従って系統電源の軽負荷時には定格負荷時に比し実効値
演算器出力電圧ε２は小さくなることから、基準偏差の
絶対値εｌ＋ε２＋ε３を小にすることで、このときの
軽い電源系統負荷電流ＩＬに対する基準偏差の割合も従
来に比し小になり、電流指令五〇に対する変換装置出力
電流ｉの波形追従性が改善される。 また電源軽負荷時は変換装置８の出力が電源ライン２に
与える影響度が相対的に高まることから、コンパレータ
出力１１の２値の変化頻度（周波数）が増大し、Ｆ／Ｖ
変換器２２の出力電圧ε３が系統電源定格負荷時に比し
て増大することで、基準偏差の絶対値εｌ＋ε２＋ε３
を大にし、コンパレータ出力１１の変化頻度、従って半
導体素子のスイッチング周波数の増加を抑え、半導体ス
イッチング素子に附加されたスナバ回路の損失の過大な
増加を防ぐことができる。
電流瞬時値制御方式の高調波抑制装置において、本第１
発明によれば系統電源負荷電流に打ち消すべき高調波電
流を注入する半導体変換装置への電流指令の実効値に依
存させて電流制御２値幅（基準偏差）を変化させるよう
にしたので、特に系統電源軽負荷時における半導体変換
装置出力電流の電流指令への追従性を向上させるように
コンパレータ（比較器）動作レベルを自動修正できる。 一方、波形の追従性を向上させるということは半導体の
スイッチング周波数の上昇につながることになるが本第
２発明によれば、コンパレータ出力をＦ／Ｖ変換してそ
の変換電圧を基準偏差に加えるようにしたので、系統電
源軽負荷時における半導体素子のスイッチング周波数が
抑制され、スナバ回路の温度の過昇を防止することがで
きる。 このようにして系統側の負荷電流により変換装置出力電
流の波形追従性が損われることなく、常に安定な運転が
可能となる。
発明によれば系統電源負荷電流に打ち消すべき高調波電
流を注入する半導体変換装置への電流指令の実効値に依
存させて電流制御２値幅（基準偏差）を変化させるよう
にしたので、特に系統電源軽負荷時における半導体変換
装置出力電流の電流指令への追従性を向上させるように
コンパレータ（比較器）動作レベルを自動修正できる。 一方、波形の追従性を向上させるということは半導体の
スイッチング周波数の上昇につながることになるが本第
２発明によれば、コンパレータ出力をＦ／Ｖ変換してそ
の変換電圧を基準偏差に加えるようにしたので、系統電
源軽負荷時における半導体素子のスイッチング周波数が
抑制され、スナバ回路の温度の過昇を防止することがで
きる。 このようにして系統側の負荷電流により変換装置出力電
流の波形追従性が損われることなく、常に安定な運転が
可能となる。
第１図は本発明の実施例としての要部構成を示すブロッ
ク図、 第２図は第１図に対応する従来のブロック図である。 １：系統電源、２：系統ライン、３，９：電流検出器、
４：３和尚調波演算回路、５ （５ａ、５ｂ。 ５ｃ）、 ６ （６ａ、６ｂ、６ｃ）、 ２３：加算
器、７（７ａ。 ７ｂ、７ｃ）：比較装置、８：半導体変換装置、１０：
基準偏差設定器、１１：コンパレータ出力、２１：実効
値演算器、２２：Ｆ／Ｖ変換器、Ｉ Ｌ（Ｉ ＬＲ，Ｉ
ＬＳ。 ＩＬＴ）：系統負荷電流、１Ｈｉａｌ、 ｉｂｌ、
１ｃｌ）二基本波電流、ｉ ”（ｉ ａ”、 ｉ
ｂ”、 ｉ ｃ”）高調波電流指令、Δｉ （Δｉａ
、Δｉｂ、Δｉｃ）：偏差電流、ε１．ｅ２．ｔ３
：基準偏差（電圧）、１（ｉａ、ｉｂ。
ク図、 第２図は第１図に対応する従来のブロック図である。 １：系統電源、２：系統ライン、３，９：電流検出器、
４：３和尚調波演算回路、５ （５ａ、５ｂ。 ５ｃ）、 ６ （６ａ、６ｂ、６ｃ）、 ２３：加算
器、７（７ａ。 ７ｂ、７ｃ）：比較装置、８：半導体変換装置、１０：
基準偏差設定器、１１：コンパレータ出力、２１：実効
値演算器、２２：Ｆ／Ｖ変換器、Ｉ Ｌ（Ｉ ＬＲ，Ｉ
ＬＳ。 ＩＬＴ）：系統負荷電流、１Ｈｉａｌ、 ｉｂｌ、
１ｃｌ）二基本波電流、ｉ ”（ｉ ａ”、 ｉ
ｂ”、 ｉ ｃ”）高調波電流指令、Δｉ （Δｉａ
、Δｉｂ、Δｉｃ）：偏差電流、ε１．ｅ２．ｔ３
：基準偏差（電圧）、１（ｉａ、ｉｂ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）系統電源の負荷電流に含まれる高調波電流を検出す
る手段と、 半導体スイッチング素子を介しこの検出された高調波電
流に等しい電流（以下変換装置出力電流という）を発生
して前記系統電源に前記高調波電流を打ち消すように注
入する電力変換装置であって、前記の検出された高調波
電流と変換装置出力電流との偏差電流が正、負の所定の
許容限界値の範囲内から逸脱しょうとするつど、前記半
導体スイッチング素子をオンまたはオフする電力変換装
置とを備えた高調波抑制装置において、 前記の検出された高調波電流の大きさに比例した値を、
前記許容限界値へその絶対値を増加させるように加算す
るようにしたことを特徴とする。 高調波抑制装置の電流制御方法。 ２）系統電源の負荷電流に含まれる高調波電流を検出す
る手段と、 半導体スイッチング素子を介しこの検出された高調波電
流に等しい電流（以下変換装置出力電流という）を発生
して前記系統電源に前記高調波電流を打ち消すように注
入する電力変換装置であって、前記の検出された高調波
電流と変換装置出力電流との偏差電流が正、負の所定の
許容限界値の範囲内から逸脱しょうとするつど、前記半
導体スイッチング素子をオンまたはオフする電力変換装
置とを備えた高調波抑制装置において、 前記半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に比
例した値を、前記許容限界値へその絶対値を増加させる
ように加算するようにしたことを特徴とする高調波抑制
装置の電流制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2152414A JPH0446527A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 高調波抑制装置の電流制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2152414A JPH0446527A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 高調波抑制装置の電流制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0446527A true JPH0446527A (ja) | 1992-02-17 |
Family
ID=15539993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2152414A Pending JPH0446527A (ja) | 1990-06-11 | 1990-06-11 | 高調波抑制装置の電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0446527A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9240473B2 (en) | 2007-03-23 | 2016-01-19 | Cree, Inc. | High temperature performance capable gallium nitride transistor |
| US9419124B2 (en) | 2001-07-24 | 2016-08-16 | Cree, Inc. | Insulating gate AlGaN/GaN HEMT |
| CN110829432A (zh) * | 2019-10-14 | 2020-02-21 | 北京精密机电控制设备研究所 | 一种apf的限幅方法 |
-
1990
- 1990-06-11 JP JP2152414A patent/JPH0446527A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9419124B2 (en) | 2001-07-24 | 2016-08-16 | Cree, Inc. | Insulating gate AlGaN/GaN HEMT |
| US9240473B2 (en) | 2007-03-23 | 2016-01-19 | Cree, Inc. | High temperature performance capable gallium nitride transistor |
| CN110829432A (zh) * | 2019-10-14 | 2020-02-21 | 北京精密机电控制设备研究所 | 一种apf的限幅方法 |
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