JPH0332303B2 - - Google Patents
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- JPH0332303B2 JPH0332303B2 JP58153104A JP15310483A JPH0332303B2 JP H0332303 B2 JPH0332303 B2 JP H0332303B2 JP 58153104 A JP58153104 A JP 58153104A JP 15310483 A JP15310483 A JP 15310483A JP H0332303 B2 JPH0332303 B2 JP H0332303B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流
電圧源とその負荷装置からなる電力変換装置の制
御方法に関する。
電圧源とその負荷装置からなる電力変換装置の制
御方法に関する。
［発明の技術的背景］
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パ
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。
この問題を解決するために、交直電力変換器と
して、パルス幅変調制御（PWM）コンバータを
商用電源と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿
入する方式（特願昭57−171886等）が提案されて
いる。
して、パルス幅変調制御（PWM）コンバータを
商用電源と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿
入する方式（特願昭57−171886等）が提案されて
いる。
第１図は、交直電力変換器として、PWMコン
バータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示
す。
バータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示
す。
図中、SUPは単相交流電源、Lsは交流リアク
トル、CONVは交直電力変換器（コンバータ）、
Cdは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。コンバータCONVは、自己消弧能力のあ
る素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1
〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流
リアクトルL1，L2から構成され上記素子S1〜S4
は交流側電圧Vcの値を制御するため、公知のパ
ルス幅変調制御が行なわれている。すなわち、コ
ンバータCONVは直流電圧源（コンデンサ）Cd
から見た場合、パルス幅変調制御（PWM）イン
バータとなり、その場合交流電源SUP側は一種
の負荷と見ることができる。
トル、CONVは交直電力変換器（コンバータ）、
Cdは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。コンバータCONVは、自己消弧能力のあ
る素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1
〜S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流
リアクトルL1，L2から構成され上記素子S1〜S4
は交流側電圧Vcの値を制御するため、公知のパ
ルス幅変調制御が行なわれている。すなわち、コ
ンバータCONVは直流電圧源（コンデンサ）Cd
から見た場合、パルス幅変調制御（PWM）イン
バータとなり、その場合交流電源SUP側は一種
の負荷と見ることができる。
この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Cd
の電圧Vdがほぼ一定になるように、交流電源か
ら供給される電流Isを制御するもので、 負荷装置ＬADからの電力需要に応じて４
象限動作が可能なこと。
の電圧Vdがほぼ一定になるように、交流電源か
ら供給される電流Isを制御するもので、 負荷装置ＬADからの電力需要に応じて４
象限動作が可能なこと。
上記入力電流Isは電源電圧Vsと常に同相に
制御され、入力力率が１になること。
制御され、入力力率が１になること。
また、入力電流Isは正弦波状に制御されるた
め、高調波がきわめて小さくなること。
め、高調波がきわめて小さくなること。
が特長としてあげられる。
以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。
制御回路としては、次のものが用意されてい
る。CTcは交流電流検出器、R1，R2は直流電圧
を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、
VRは直流電圧設定器、C1〜C3は比較器、Gv（Ｓ）
は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転
演算増幅器、GI（Ｓ）は電流制御補償回路、TRG
は搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。
る。CTcは交流電流検出器、R1，R2は直流電圧
を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、
VRは直流電圧設定器、C1〜C3は比較器、Gv（Ｓ）
は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転
演算増幅器、GI（Ｓ）は電流制御補償回路、TRG
は搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制御回
路である。
まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流
電圧Vdと電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*を
比較器C1に入力し、偏差εv＝Vd*−Vdを求める。
当該偏差εvは、制御補償回路Gv（Ｓ）に入力さ
れ、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電流
Isの波高値指令Imとなる。
電圧Vdと電圧設定器VRからの電圧指令値Vd*を
比較器C1に入力し、偏差εv＝Vd*−Vdを求める。
当該偏差εvは、制御補償回路Gv（Ｓ）に入力さ
れ、積分増幅あるいは比例増幅されて、入力電流
Isの波高値指令Imとなる。
当該波高値指令Imは乗算器MLに入力され、も
う一方の入力sinωtと掛け合わせられる。当該入
力信号sinωtは電源電圧Vs＝Vm・sinωtに同期し
た単位正弦波で、当該電源電圧Vsを検出し、定
数倍（１／Vm倍）することによつて求められ
る。
う一方の入力sinωtと掛け合わせられる。当該入
力信号sinωtは電源電圧Vs＝Vm・sinωtに同期し
た単位正弦波で、当該電源電圧Vsを検出し、定
数倍（１／Vm倍）することによつて求められ
る。
乗算器MLの出力信号Is*は電源から供給される
べき電流の指令値を与えるもので、次式のように
なる。
べき電流の指令値を与えるもので、次式のように
なる。
Is*＝Im・sinωt …(1)
当該入力電流指令値Is*は反転増幅器OAで反転
され、コンバータCONVから電源SUPへ供給さ
れる交流電流Icの指令値Ic*となる。以下、ここ
ではIc*をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
され、コンバータCONVから電源SUPへ供給さ
れる交流電流Icの指令値Ic*となる。以下、ここ
ではIc*をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。
コンバータ出力電流Icは交流電流検出器CTcに
よつて検出され比較器C2に入力される。比較器
C2によつて上記指令値Ic*と検出値Icが比較され、
偏差εI＝Ic*−Icが求められる。当該偏差εIは次の
制御補償回路GI（Ｓ）に入力され、比例増幅され
て、パルス幅変調制御のための制御入力信号eiと
なる。
よつて検出され比較器C2に入力される。比較器
C2によつて上記指令値Ic*と検出値Icが比較され、
偏差εI＝Ic*−Icが求められる。当該偏差εIは次の
制御補償回路GI（Ｓ）に入力され、比例増幅され
て、パルス幅変調制御のための制御入力信号eiと
なる。
パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生
器TRG，比較器C3及びゲート制御回路GCによつ
て当該制御を行つている。
器TRG，比較器C3及びゲート制御回路GCによつ
て当該制御を行つている。
すなわち搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度
の三角波eTを発生し、比較器C3は当該三角波eTと
前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eTに
応じてゲート制御回路GCから、ゲートターンオ
フサイリスタS1〜S4にオン，オフ信号を与えてい
る。
の三角波eTを発生し、比較器C3は当該三角波eTと
前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eTに
応じてゲート制御回路GCから、ゲートターンオ
フサイリスタS1〜S4にオン，オフ信号を与えてい
る。
ei＞eTのとき、すなわち偏差εTが正のとき、サ
イリスタS1とS4がオンされ（このときS2，S3はオ
フ）コンバータの交流出力電圧Vcは＋Vdとな
る。
イリスタS1とS4がオンされ（このときS2，S3はオ
フ）コンバータの交流出力電圧Vcは＋Vdとな
る。
またei＜eTのとき、すなわち偏差εTが負のとき、
サイリスタS2とS3がオンされ（このとき、S1，S4
はオフ）、Vc＝−Vdとなる。
サイリスタS2とS3がオンされ（このとき、S1，S4
はオフ）、Vc＝−Vdとなる。
しかも、eiが正の値で大きれば上記S1とS4のオ
ン期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短くなつ
て、Vcの平均値は入力信号eiに比例した電圧で正
の値となる。逆にeiが負の値のときはS1とS4のオ
ン期間よりS2とS3のオン期間のほうが長くなつ
て、コンバータの出力電圧Vcの平均値は、入力
信号eiに比例した値で負の値となる。
ン期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短くなつ
て、Vcの平均値は入力信号eiに比例した電圧で正
の値となる。逆にeiが負の値のときはS1とS4のオ
ン期間よりS2とS3のオン期間のほうが長くなつ
て、コンバータの出力電圧Vcの平均値は、入力
信号eiに比例した値で負の値となる。
すなわち入力信号eiに比例した値に、コンバー
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
コンバータの出力電流Ic（電源から供給される
入力電流Isの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
入力電流Isの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
交流リアクトルLsには電源電圧Vsと、上記コ
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
Vs＞Vcのとき、電源電流Isは図の矢印の方向
に増加する。言いかえるとコンバータ出力電流Ic
は図の矢印方向へは減少するように働らく。逆に
Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図の矢
印の方向に増加しようと働らく。
に増加する。言いかえるとコンバータ出力電流Ic
は図の矢印方向へは減少するように働らく。逆に
Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図の矢
印の方向に増加しようと働らく。
コンバータの出力電流指令値Ic*に対して実電
流IcがIc*＞Icの関係にあるとき、偏差εI＝Ic*−
Icは正の値となり、制御補償回路GI（Ｓ）を介し
てPWM制御の入力信号eiを増加させる。故にコ
ンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例して大き
くなり、Vc＞Vsとなりコンバータ出力電流Icを
図の矢印方向に増加させる。逆にIc*＜Icとなつ
た場合、偏差εIは負の値となりeiすなわちVcを減
少させる。故にコンバータの出力電流Icはその指
令値Ic*に一致するように制御される。当該指令
値Ic*を正弦波状に変化させれば、それに追従し
て実電流Icも正弦波状に制御される。
流IcがIc*＞Icの関係にあるとき、偏差εI＝Ic*−
Icは正の値となり、制御補償回路GI（Ｓ）を介し
てPWM制御の入力信号eiを増加させる。故にコ
ンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例して大き
くなり、Vc＞Vsとなりコンバータ出力電流Icを
図の矢印方向に増加させる。逆にIc*＜Icとなつ
た場合、偏差εIは負の値となりeiすなわちVcを減
少させる。故にコンバータの出力電流Icはその指
令値Ic*に一致するように制御される。当該指令
値Ic*を正弦波状に変化させれば、それに追従し
て実電流Icも正弦波状に制御される。
コンバータの出力電流Icは電源からの入力電流
Isの反転値であり、また、コンバータ出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に、入力電流Isはその指令値Is*
に追従して制御されることになる。
Isの反転値であり、また、コンバータ出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に、入力電流Isはその指令値Is*
に追従して制御されることになる。
次に直流コンデンサCdの電圧Vdの制御動作を
説明する。
説明する。
比較器C1によつて、直流電圧検出値Vdとその
指令値Vd*を比較する。Vd*＞Vdの場合偏差εV
は正の値となり、制御補償回路GV（Ｓ）を介し
て、入力電流波高値Imを増加させる。入力電流
指令値Is*は、(1)式で示したように電源電圧と同
相の正弦波で与えられる。故に、実入力電流Isが
前述の如く、Is＝Is*に制御されるものとすれば、
上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される
有効電力Psが単相電源SUPからコンバータＣ
NVを介して直流コンデンサCdに供給される。
指令値Vd*を比較する。Vd*＞Vdの場合偏差εV
は正の値となり、制御補償回路GV（Ｓ）を介し
て、入力電流波高値Imを増加させる。入力電流
指令値Is*は、(1)式で示したように電源電圧と同
相の正弦波で与えられる。故に、実入力電流Isが
前述の如く、Is＝Is*に制御されるものとすれば、
上記波高値Imが正の値のとき、次式で示される
有効電力Psが単相電源SUPからコンバータＣ
NVを介して直流コンデンサCdに供給される。
Ps＝Vs×Is
＝Vm・Im・（sinεt）2
＝Vm・Im・（１−cos2εt）／２ …(2)
従つて、エネルギーPs・ｔが直流コンデンサ
Cdに１／２CdVd2として蓄積され、その結果、直流 電圧Vdが上昇する。
Cdに１／２CdVd2として蓄積され、その結果、直流 電圧Vdが上昇する。
逆にVd*＜Vdとなつた場合、偏差εVは負の値
となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介して上記波高
値Imを減少させついにはIm＜０とする。故に、
有効電力Psも負の値となり、今度は、エネルギ
ーPstが直流コンデンサCdから電源に回生され
る。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終的に
Vd＝Vd*に制御される。
となり、制御補償回路Gv（Ｓ）を介して上記波高
値Imを減少させついにはIm＜０とする。故に、
有効電力Psも負の値となり、今度は、エネルギ
ーPstが直流コンデンサCdから電源に回生され
る。その結果、直流電圧Vdは低下し、最終的に
Vd＝Vd*に制御される。
負荷装置ＬADは例えば、公知のPWMイン
バータ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる
直流コンデンサCdに対して、電力のやりとりを
行う。負荷装置ＬADが電力を消費すれば、直
流電圧Vdが低下するが上記制御によつて、電源
から有効電力Psを供給して常にVd≒Vd*に制御
される。逆に負荷装置ＬADから電力回生（誘
導電動機を回生運転した場合）が行われると、
Vdが一旦上昇するが、その分電源SUPに有効電
力Psを回生することにより、やはりVd≒Vd*と
なる。すなわち、負荷装置ＬADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給す
る電力Psが自動的に調整されているのである。
バータ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる
直流コンデンサCdに対して、電力のやりとりを
行う。負荷装置ＬADが電力を消費すれば、直
流電圧Vdが低下するが上記制御によつて、電源
から有効電力Psを供給して常にVd≒Vd*に制御
される。逆に負荷装置ＬADから電力回生（誘
導電動機を回生運転した場合）が行われると、
Vdが一旦上昇するが、その分電源SUPに有効電
力Psを回生することにより、やはりVd≒Vd*と
なる。すなわち、負荷装置ＬADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給す
る電力Psが自動的に調整されているのである。
このとき入力電流Isは電源電圧と同相あるいは
逆相（回生時）の正弦波に制御されるので、当然
入力力率＝１で、高調波成分はきわめて小さい値
となつている。
逆相（回生時）の正弦波に制御されるので、当然
入力力率＝１で、高調波成分はきわめて小さい値
となつている。
［従来技術の問題点］
このような従来の電力変換装置には次のような
問題点があつた。
問題点があつた。
すなわち負荷装置の直流電圧源となる直流コン
デンサ電圧は負荷電流の大小あるいは力行回生運
転にかかわらず設定電圧値に一定に保持されるこ
とが望ましいのであるが、従来の装置では当該直
流電圧制御にいわゆるフイードバツク制御法を採
用していたため制御応答の遅れが生じ急激の負荷
変動に対して上記直流電圧が大きく変動するとい
う欠点があつた。
デンサ電圧は負荷電流の大小あるいは力行回生運
転にかかわらず設定電圧値に一定に保持されるこ
とが望ましいのであるが、従来の装置では当該直
流電圧制御にいわゆるフイードバツク制御法を採
用していたため制御応答の遅れが生じ急激の負荷
変動に対して上記直流電圧が大きく変動するとい
う欠点があつた。
特に直流電圧指令値Vd*と実電圧検出値Vdの
偏差εV＝Vd*−Vdの定常分を零にするために次
の電圧制御補償回路に積分要素を用いることが多
く、あまり速い応答は期待できなかつた。
偏差εV＝Vd*−Vdの定常分を零にするために次
の電圧制御補償回路に積分要素を用いることが多
く、あまり速い応答は期待できなかつた。
上記制御遅れによつて直流電圧が大きく変動し
た場合、その変動分だけ装置の耐電圧を高く設計
しなければならず、不経済なシステムとなつてい
た。また当該直流電圧変動はパルス幅変調制御コ
ンバータの制御動作に影響を与え、正確な電流制
御ができなくなり、入力電流の波形歪みの原因を
つくつていた。さらに負荷側から見た場合、上記
直流電圧源は出力インピーダンスの大きい電源と
考えられ、特に過渡的な負荷耐量の小さい電源と
なつていた。
た場合、その変動分だけ装置の耐電圧を高く設計
しなければならず、不経済なシステムとなつてい
た。また当該直流電圧変動はパルス幅変調制御コ
ンバータの制御動作に影響を与え、正確な電流制
御ができなくなり、入力電流の波形歪みの原因を
つくつていた。さらに負荷側から見た場合、上記
直流電圧源は出力インピーダンスの大きい電源と
考えられ、特に過渡的な負荷耐量の小さい電源と
なつていた。
［発明の目的］
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、前記直流電圧制御系の応答の改善を図り、負
荷電流の急変にもとづく直流電圧の変動をなくす
ようにした電力変換装置の制御方法を提供するこ
とを目的とする。
で、前記直流電圧制御系の応答の改善を図り、負
荷電流の急変にもとづく直流電圧の変動をなくす
ようにした電力変換装置の制御方法を提供するこ
とを目的とする。
［発明の概要］
本発明は、交流電源と該交流電源に交流リアク
トルを介して接続されたパルス幅変調制御コンバ
ータと、このパルス幅変調制御コンバータの直流
側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置とからなる電力変
換装置において、前記負荷装置に供給される電流
を検出し、その値に基づく前記交流電源から供給
すべき電流の指令値を算出し、前記パルス幅変調
制御コンバータによつて前記交流電源から供給さ
れる電流を制御することにより、直流電圧制御系
の応答の改善を図つた電力変換装置の制御方法で
ある。
トルを介して接続されたパルス幅変調制御コンバ
ータと、このパルス幅変調制御コンバータの直流
側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置とからなる電力変
換装置において、前記負荷装置に供給される電流
を検出し、その値に基づく前記交流電源から供給
すべき電流の指令値を算出し、前記パルス幅変調
制御コンバータによつて前記交流電源から供給さ
れる電流を制御することにより、直流電圧制御系
の応答の改善を図つた電力変換装置の制御方法で
ある。
［発明の実施例］
第２図は本発明の電力変換装置の実施例を示す
構成図である。
構成図である。
図中、SUPは単相交流電源、Lsは交流リアク
トル、ＣNVはパルス幅変調制御コンバータ、
Cdは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。コンバータＣNVは自己消弧能力のある
素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1〜
S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流リ
アクトルL1，L2から構成されている。
トル、ＣNVはパルス幅変調制御コンバータ、
Cdは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。コンバータＣNVは自己消弧能力のある
素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S1〜
S4、ホイーリングダイオードD1〜D4及び直流リ
アクトルL1，L2から構成されている。
また、制御回路として、電流検出用変流器
CTc，CTo、直流電圧検出用分圧抵抗器R1，R2、
絶縁増幅器ISO、直流電圧設定器VR、比較器C1，
C2，C3、電圧制御補償回路Gv（Ｓ）、加算器AD、
乗算器MLo，MLs、演算増幅器Km、反転演算
増幅器OA、電流制御補償回路GI（Ｓ）、搬送波発
生器TRG、ゲート制御回路GCが用意されてい
る。
CTc，CTo、直流電圧検出用分圧抵抗器R1，R2、
絶縁増幅器ISO、直流電圧設定器VR、比較器C1，
C2，C3、電圧制御補償回路Gv（Ｓ）、加算器AD、
乗算器MLo，MLs、演算増幅器Km、反転演算
増幅器OA、電流制御補償回路GI（Ｓ）、搬送波発
生器TRG、ゲート制御回路GCが用意されてい
る。
直流平滑コンデンサCdの電圧Vdは分圧抵抗器
R1，R2及び絶縁増幅器ISOを介して検出され、
１つは比較器C1に入力され、他の１つは乗算器
MLoに入力される。
R1，R2及び絶縁増幅器ISOを介して検出され、
１つは比較器C1に入力され、他の１つは乗算器
MLoに入力される。
比較器C1によつて、直流電圧設定器VRからの
電圧指令値Vd*と上記直流電圧検出値Vdを比較
し、その偏差εV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差
εVは次の電圧制御補償回路GV（Ｓ）に入力され
る。GV（Ｓ）は通常積分要素が使われ、上記偏差
εVの定常分が零になるようにゆつくり制御してい
る。GV（Ｓ）の出力ｄは加算器ADに入力され、
後述の演算増幅器Kmの出力Imと加算されて入力
電流Isの波高値指令となる。
電圧指令値Vd*と上記直流電圧検出値Vdを比較
し、その偏差εV＝Vd*−Vdを求める。当該偏差
εVは次の電圧制御補償回路GV（Ｓ）に入力され
る。GV（Ｓ）は通常積分要素が使われ、上記偏差
εVの定常分が零になるようにゆつくり制御してい
る。GV（Ｓ）の出力ｄは加算器ADに入力され、
後述の演算増幅器Kmの出力Imと加算されて入力
電流Isの波高値指令となる。
電流検出器CToは直流電圧源（平滑コンデン
サCd）から負荷装置ＬADに供給される電流Io
を検出するもので、その検出値Ioは乗算器MLo
に入力される。
サCd）から負荷装置ＬADに供給される電流Io
を検出するもので、その検出値Ioは乗算器MLo
に入力される。
乗算器MLoによつて、上記負荷電流検出値Io
と前記直流電圧検出値Vdの積が演算され、負荷
に供給される直流電力Po＝Vd・Ioを求めてい
る。この直流電力Poは演算増幅器Kmに入力され
定数倍（２／Vm倍）されて、前述の波高値指令
Imとなる。ここでVmは電源電圧の波高値であ
る。
と前記直流電圧検出値Vdの積が演算され、負荷
に供給される直流電力Po＝Vd・Ioを求めてい
る。この直流電力Poは演算増幅器Kmに入力され
定数倍（２／Vm倍）されて、前述の波高値指令
Imとなる。ここでVmは電源電圧の波高値であ
る。
加算器ADの出力信号Im＋ｄは別の乗算器MLs
に入力され、電源電圧Vsに同期した単位正弦波
sinεtと掛け合わせられる。乗算器MLsの出力Is*
＝（Im＋ｄ）・sinεtは電源SUPから供給される入
力電流Isの指令値となるもので、その反転値Io*
＝−Is*はコンバータＣNVの交流出力電流Ic
（＝−Is）の指令値となる。なお、反転演算増幅
器OAは倍率＝１の反転器である。
に入力され、電源電圧Vsに同期した単位正弦波
sinεtと掛け合わせられる。乗算器MLsの出力Is*
＝（Im＋ｄ）・sinεtは電源SUPから供給される入
力電流Isの指令値となるもので、その反転値Io*
＝−Is*はコンバータＣNVの交流出力電流Ic
（＝−Is）の指令値となる。なお、反転演算増幅
器OAは倍率＝１の反転器である。
比較器C2には、電流検出器CTcによつて検出
したコンバータ出力電流Icと、上記指令値Ic*が
入力され、その偏差εI＝Ic*−Icを求めている。
当該偏差εIは次の電流制御補償回路GI（Ｓ）に入
力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のため
の制御入力信号eiとなる。
したコンバータ出力電流Icと、上記指令値Ic*が
入力され、その偏差εI＝Ic*−Icを求めている。
当該偏差εIは次の電流制御補償回路GI（Ｓ）に入
力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のため
の制御入力信号eiとなる。
パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生
器TRG、比較器C3及びゲート制御回路GCによつ
て当該制御を行つている。
器TRG、比較器C3及びゲート制御回路GCによつ
て当該制御を行つている。
すなわち、搬送波発生器TRGは周波数1kHz程
度の三角波eTを発生し、比較器C3は当該三角波eT
と前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eT
に応じてゲート制御回路GCからゲートターンオ
フサイリスタS1〜S4にオン、オフ信号を与えてい
る。
度の三角波eTを発生し、比較器C3は当該三角波eT
と前記入力信号eiを比較し、その偏差εT＝ei−eT
に応じてゲート制御回路GCからゲートターンオ
フサイリスタS1〜S4にオン、オフ信号を与えてい
る。
ei＞eTのとき、すなわち偏差εTが正のときサイ
リスタS1とS4がオンされ（このときS2，S3はオ
フ）コンバータCONVの交流側出力電圧Vcは＋
Vdとなる。また、ei＜eTのとき、すなわち偏差εT
が負のとき、サイリスタS2とS3がオンされ、（こ
のときS1とS4はオフ）、Vc＝−Vdとなる。しか
も、eiが正の値で大きければ、上記S1とS4のオン
期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短かくなつ
てVcの平均値は入力信号eiの値に比例した正の電
圧値となる。逆に、eiが負の値のときは、S1とS4
のオン期間より、S2とS3のオン期間のほうが長く
なつて、コンバータの出力電圧Vcの平均値は入
力信号eiに比例した値で負の値となる。
リスタS1とS4がオンされ（このときS2，S3はオ
フ）コンバータCONVの交流側出力電圧Vcは＋
Vdとなる。また、ei＜eTのとき、すなわち偏差εT
が負のとき、サイリスタS2とS3がオンされ、（こ
のときS1とS4はオフ）、Vc＝−Vdとなる。しか
も、eiが正の値で大きければ、上記S1とS4のオン
期間は長くなり、S2とS3のオン期間は短かくなつ
てVcの平均値は入力信号eiの値に比例した正の電
圧値となる。逆に、eiが負の値のときは、S1とS4
のオン期間より、S2とS3のオン期間のほうが長く
なつて、コンバータの出力電圧Vcの平均値は入
力信号eiに比例した値で負の値となる。
すなわち、入力信号eiに比例した値にコンバー
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
タの出力電圧Vcが制御されることになる。
コンバータの出力電流Ic（電源から供給される
入力電流Isの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
入力電流Isの反転値）は上記コンバータの出力電
圧Vcを調整することにより制御される。
交流リアクトルLsには電源電圧Vsと、上記コ
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
ンバータの出力電圧Vcとの差電圧VL＝Vs−Vc
が印加される。
Vs＞Vcのとき、電源電流Isは図の矢印の方向
に増加する。言いかえるとコンバータ出力電流Ic
は図の矢印方向へは減少するように働らく。逆に
Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図の矢
印の方向に増加しようと働らく。
に増加する。言いかえるとコンバータ出力電流Ic
は図の矢印方向へは減少するように働らく。逆に
Vs＜Vcのとき、コンバータ出力電流Icは図の矢
印の方向に増加しようと働らく。
コンバータの出力電流指令値Ic*に対して実電
流IcがIc*＞Icの関係にあるとき、偏差εT＝Ic*−
Icは正の値となり、制御補償回路GI（Ｓ）を介し
てPWM制御の入力信号eiを増加させる。故に、
コンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例して大
きくなり、Vc＞Vsとなつてコンバータ出力電流
Icを図の矢印方向に増加させる。逆に、Ic*＜Ic
となつた場合偏差εIは負の値となり、eiすなわち
Vcを減少させてVc＜Vsとなり、出力電流Icを減
少させる。この結果コンバータの出力電流Icはそ
の指令値Ic*に一致するように制御される。当該
指令値Ic*を正弦波状に変化させればそれに追従
して実電流Icも正弦波状に制御される。
流IcがIc*＞Icの関係にあるとき、偏差εT＝Ic*−
Icは正の値となり、制御補償回路GI（Ｓ）を介し
てPWM制御の入力信号eiを増加させる。故に、
コンバータ出力電圧Vcも入力信号eiに比例して大
きくなり、Vc＞Vsとなつてコンバータ出力電流
Icを図の矢印方向に増加させる。逆に、Ic*＜Ic
となつた場合偏差εIは負の値となり、eiすなわち
Vcを減少させてVc＜Vsとなり、出力電流Icを減
少させる。この結果コンバータの出力電流Icはそ
の指令値Ic*に一致するように制御される。当該
指令値Ic*を正弦波状に変化させればそれに追従
して実電流Icも正弦波状に制御される。
コンバータの出力電流Icは電源からの入力電流
Isの反転値であり、またコンバータの出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に入力電流Isはその指令値Is*に
追従して制御されることになる。
Isの反転値であり、またコンバータの出力電流の
指令値Ic*は電源からの入力電流の指令値Is*の反
転値である。故に入力電流Isはその指令値Is*に
追従して制御されることになる。
次に本発明装置の直流コンデンサCdの電圧Vd
の制御動作について説明する。
の制御動作について説明する。
まず乗算器MLoによつて、直流電圧Vdと負荷
ＬADに供給される直流電流Ioの積をとり Po＝Vd・Io …(3) を求める。これは負荷ＬADに供給される有効
電力である。
ＬADに供給される直流電流Ioの積をとり Po＝Vd・Io …(3) を求める。これは負荷ＬADに供給される有効
電力である。
この有効電力Poを次の演算増幅器Kmに入力
し、電源SUPから供給される入力電流Isの波高値
指令Imを求める。
し、電源SUPから供給される入力電流Isの波高値
指令Imを求める。
Im＝（２／Vm）・Po …(4)
実際の波高値指令I′m＝Im＋ｄには補正量ｄが
加えられるが、まずこの補正量ｄは零として説明
する。
加えられるが、まずこの補正量ｄは零として説明
する。
次の乗算器MLsによつて上記波高値指令Imと、
電源電圧Vs＝Vm・sinεtに同期した単位正弦波
sinεtを掛け合わせ、入力電流指令値Is*として Is*＝Im・sinωt …(5) を求める。実際の入力電流Isはこの指令値Is*に
追従して、電源電圧Vsと同相の正弦波に制御さ
れる。
電源電圧Vs＝Vm・sinεtに同期した単位正弦波
sinεtを掛け合わせ、入力電流指令値Is*として Is*＝Im・sinωt …(5) を求める。実際の入力電流Isはこの指令値Is*に
追従して、電源電圧Vsと同相の正弦波に制御さ
れる。
故に、交流電源SUPから供給される有効電力
Psは次式のように表わさせる。
Psは次式のように表わさせる。
Ps＝Vs・Is
＝Vm・Im・（sinωt）2
＝Vm・Im・（１−cos2ωt）／２ …(6)
この有効電力Psは交流電源SUPの角周波数ω
の２倍の角周波数で変化しており、その平均値
Psは ＝Vm・Im／２＝Po …(7) となる。すなわち、回路損失がないものとすれ
ば、負荷ＬADに供給される有効電力Poは電源
SUPから供給される有効電力Psの平均値に等し
くなり、直流平滑コンデンサCdへのエネルギー
の出し入れはほとんどないものと考えることがで
きる。ただし単相電源の場合、上述の如く有効電
力Psは電源周波数の２倍の周波数で変動するの
で、その変動分を平滑化できる容量の直流コンデ
ンサCdを用意するものと仮定する。
の２倍の角周波数で変化しており、その平均値
Psは ＝Vm・Im／２＝Po …(7) となる。すなわち、回路損失がないものとすれ
ば、負荷ＬADに供給される有効電力Poは電源
SUPから供給される有効電力Psの平均値に等し
くなり、直流平滑コンデンサCdへのエネルギー
の出し入れはほとんどないものと考えることがで
きる。ただし単相電源の場合、上述の如く有効電
力Psは電源周波数の２倍の周波数で変動するの
で、その変動分を平滑化できる容量の直流コンデ
ンサCdを用意するものと仮定する。
このため、負荷ＬADに必要な有効電力Poは
ただちに、交流電源SUPから交流電力Psとして
供給され、急激な負荷変動に対しても、直流コン
デンサCdの電圧Vdはほとんど変動することなく
ほぼ一定値に保持される。
ただちに、交流電源SUPから交流電力Psとして
供給され、急激な負荷変動に対しても、直流コン
デンサCdの電圧Vdはほとんど変動することなく
ほぼ一定値に保持される。
しかし、実際の回路では、回路損失が必ず存在
し、何らかの有効電力補正が必要になつてくる。
し、何らかの有効電力補正が必要になつてくる。
加算器ADに入力される補正量ｄは上記有効電
力補正を行うもので、従来のフイードバツク制御
による直流電圧制御を行なつて求めている。すな
わち、比較器C1によつて直流電圧指令値Vd*と直
流電圧検出値Vdを比較しその偏差εV＝Vd*−Vd
を制御補償回路GV（Ｓ）を介して補正量ｄを求め
ている。
力補正を行うもので、従来のフイードバツク制御
による直流電圧制御を行なつて求めている。すな
わち、比較器C1によつて直流電圧指令値Vd*と直
流電圧検出値Vdを比較しその偏差εV＝Vd*−Vd
を制御補償回路GV（Ｓ）を介して補正量ｄを求め
ている。
当該制御補償回路GV（Ｓ）は積分要素等で構成
され、ゆつくりとした制御応答を示すように設計
される。
され、ゆつくりとした制御応答を示すように設計
される。
回路損失がある場合、その損失分によつて除々
に直流コンデンサCdのエネルギーが減少し、直
流電圧Vdが低下してくる。Vd*＞Vdとなつた場
合、偏差εV＝Vd*−Vdは正の値となり、制御補
償回路GV（Ｓ）を介して補正量ｄを増加させる。
故に入力電流指令値 Is*＝（Im＋ｄ）・sinεt …(8) の波高値Im′＝Im＋ｄが増大し、交流電源SUPか
ら供給する有効電力の平均値を増大させ、Vd
＝Vd*となるように制御する。
に直流コンデンサCdのエネルギーが減少し、直
流電圧Vdが低下してくる。Vd*＞Vdとなつた場
合、偏差εV＝Vd*−Vdは正の値となり、制御補
償回路GV（Ｓ）を介して補正量ｄを増加させる。
故に入力電流指令値 Is*＝（Im＋ｄ）・sinεt …(8) の波高値Im′＝Im＋ｄが増大し、交流電源SUPか
ら供給する有効電力の平均値を増大させ、Vd
＝Vd*となるように制御する。
逆にVd*＜Vdとなつた場合、偏差εVは負の値
となつて補正量ｄを減少させ、交流電源SUPか
ら供給する有効電力の平均値をへらして、や
はりVd＝Vd*となるように制御される。
となつて補正量ｄを減少させ、交流電源SUPか
ら供給する有効電力の平均値をへらして、や
はりVd＝Vd*となるように制御される。
この電圧制御はきわめてゆつくり行なわれ、負
荷の急変には応答しない。
荷の急変には応答しない。
すなわち本発明の電力変換装置では、負荷の急
変に対しては、負荷電流値からただちに電源から
供給すべき入力電流の波高値指令Imを演算によ
つて求め、入力電流Isを制御し、また回路損失等
にもとづく直流電圧誤差はゆつくりとした電圧制
御系を構成して補正しているのである。
変に対しては、負荷電流値からただちに電源から
供給すべき入力電流の波高値指令Imを演算によ
つて求め、入力電流Isを制御し、また回路損失等
にもとづく直流電圧誤差はゆつくりとした電圧制
御系を構成して補正しているのである。
なお、第２図の実施例では、単相交流電源を例
にとつて説明したが、３相あるいは多相交流電源
にも同様に適用できることは言うまでもない。
にとつて説明したが、３相あるいは多相交流電源
にも同様に適用できることは言うまでもない。
また負荷装置ＬADとしては、直流チヨツパ
装置＋直流電動機あるいはパルス幅変調制御イン
バータ＋誘導電動機などが考えられる。
装置＋直流電動機あるいはパルス幅変調制御イン
バータ＋誘導電動機などが考えられる。
さらに、第２図の実施例では、負荷に供給され
る有効電力Poを求めるに際し、直流電圧の実測
値Vdと直流電流Ioの積から求めたが当該直流電
圧Vdがその指令値Vd*にほとんど一致している
ことを前提にしてPo＝Vd*・Ioとして求めても
よい。
る有効電力Poを求めるに際し、直流電圧の実測
値Vdと直流電流Ioの積から求めたが当該直流電
圧Vdがその指令値Vd*にほとんど一致している
ことを前提にしてPo＝Vd*・Ioとして求めても
よい。
また、負荷装置ＬADが、パルス幅変調制御
インバータ＋交流電動機等である場合、当該交流
負荷に供給している有効電力Poを求めてその値
から入力電流の波高値指令Imを求めてもよい。
インバータ＋交流電動機等である場合、当該交流
負荷に供給している有効電力Poを求めてその値
から入力電流の波高値指令Imを求めてもよい。
［発明の効果］
以上のように、本発明の電力変換装置の制御方
法によれば、負荷急変に対して電源から供給すべ
き入力電流Isの波高値指令がただちに与えられ、
従来問題となつていた制御遅れにもとづく直流電
圧Vdの変動をきわめて少なくすることが可能と
なつた。この結果、当該直流電圧変動に基因する
種々の弊害（コンバータ容量の増大、入力電流の
波形歪みあるいは過渡的な負荷耐量の低下等の問
題点）がなくなり、きわめて経済的で信頼性の高
い電力変換装置を提供することができる。
法によれば、負荷急変に対して電源から供給すべ
き入力電流Isの波高値指令がただちに与えられ、
従来問題となつていた制御遅れにもとづく直流電
圧Vdの変動をきわめて少なくすることが可能と
なつた。この結果、当該直流電圧変動に基因する
種々の弊害（コンバータ容量の増大、入力電流の
波形歪みあるいは過渡的な負荷耐量の低下等の問
題点）がなくなり、きわめて経済的で信頼性の高
い電力変換装置を提供することができる。
なお、入力力率＝１、入力電流の高調波含有率
が少ないという特長を有していることは言うまで
もない。
が少ないという特長を有していることは言うまで
もない。
第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２図
は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。 SUP…交流電源、Ls…交流リアクトル、
CONV…パルス幅変調制御コンバータ、Cd…直
流平滑コンデンサ、LOAD…負荷装置、S1〜S4
…ゲートターンオフサイリスタ、D1〜D4…ホイ
ーリングダイオード、L1，L2…直流リアクトル、
R1，R2…分圧抵抗器、ISO…絶縁増幅器、CTc，
CTo…電流検出器、VR…直流電圧設定器、C1〜
C8…比較器、AD…加算器、ALo，Mls…乗算器、
GV（Ｓ），GI（Ｓ）…制御補償回路、Km…演算増
幅器、OA…反転演算増幅器、TRG…搬送波発生
器、GC…ゲート制御回路。
は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図で
ある。 SUP…交流電源、Ls…交流リアクトル、
CONV…パルス幅変調制御コンバータ、Cd…直
流平滑コンデンサ、LOAD…負荷装置、S1〜S4
…ゲートターンオフサイリスタ、D1〜D4…ホイ
ーリングダイオード、L1，L2…直流リアクトル、
R1，R2…分圧抵抗器、ISO…絶縁増幅器、CTc，
CTo…電流検出器、VR…直流電圧設定器、C1〜
C8…比較器、AD…加算器、ALo，Mls…乗算器、
GV（Ｓ），GI（Ｓ）…制御補償回路、Km…演算増
幅器、OA…反転演算増幅器、TRG…搬送波発生
器、GC…ゲート制御回路。
Claims (1)
- １ リアクトルを介して交流電源に接続され、パ
ルス幅変調制御により交流の入力電流を制御する
と共に、所望の直流電圧を出力する回生動作の可
能なコンバータと、このコンバータの出力側に接
続され前記直流電圧を平滑するコンデンサと、前
記直流電圧と該直流電圧から負荷へ供給される電
流を乗算して第１の電流基準を得る第１の演算手
段と、前記直流電圧と基準電圧を比較して補正信
号を得る電圧制御手段と、前記第１の電流基準と
前記補正信号の加算値に応じた第２の電流基準を
得る第２の演算手段を設け、この第２の電流基準
と前記入力電流を比較してパルス幅変調制御を行
うことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58153104A JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58153104A JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6046775A JPS6046775A (ja) | 1985-03-13 |
| JPH0332303B2 true JPH0332303B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=15555056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58153104A Granted JPS6046775A (ja) | 1983-08-24 | 1983-08-24 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6046775A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61221576A (ja) * | 1985-03-27 | 1986-10-01 | Toshiba Corp | 高周波変調交直変換装置 |
| JPH0634579B2 (ja) * | 1986-03-28 | 1994-05-02 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 |
| JP3539782B2 (ja) * | 1995-01-26 | 2004-07-07 | 新電元工業株式会社 | 制御回路 |
| JP4886820B2 (ja) * | 2009-06-26 | 2012-02-29 | パナソニック電工電路株式会社 | 電子機器収納箱 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5736580A (en) * | 1980-08-13 | 1982-02-27 | Hitachi Ltd | Protecting method for converter |
-
1983
- 1983-08-24 JP JP58153104A patent/JPS6046775A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6046775A (ja) | 1985-03-13 |
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