JPH0447726A - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH0447726A JPH0447726A JP2155335A JP15533590A JPH0447726A JP H0447726 A JPH0447726 A JP H0447726A JP 2155335 A JP2155335 A JP 2155335A JP 15533590 A JP15533590 A JP 15533590A JP H0447726 A JPH0447726 A JP H0447726A
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野１
本発明は、周波数ホッピング（ＦＨ）方式及び直接拡散
（ＤＳ）方式を併用したハイブリッド方式によるスペク
トル拡散（ＳＳ）通信方式に関するものである。
（ＤＳ）方式を併用したハイブリッド方式によるスペク
トル拡散（ＳＳ）通信方式に関するものである。
［従来の技術１
従来から、ＳＳ通信方式がオフィスオートメジョン、移
動体通信、遠隔制御等種々の通信分野に利用すべく開発
され、一部では実用化されている。
動体通信、遠隔制御等種々の通信分野に利用すべく開発
され、一部では実用化されている。
ＳＳ通信方式は狭帯域信号を広帯域信号に拡散して伝送
するため、秘話性に富み、また、干渉等の耐雑音性に優
れる等種々の特徴を有している。
するため、秘話性に富み、また、干渉等の耐雑音性に優
れる等種々の特徴を有している。
ＳＳ通信方式には、大別して、周波数ホッピング（ＦＨ
）方式及び直接拡散（ＤＳ）方式がある。
）方式及び直接拡散（ＤＳ）方式がある。
ＦＨ方式は情報１ビツトが多数の周波数に分散されるた
め、フェージングや干渉に強いという反面、回路構成が
複雑になるという問題がある。
め、フェージングや干渉に強いという反面、回路構成が
複雑になるという問題がある。
方、ＤＳ方式は回路構成が簡単という利点を有する反面
、ＦＨ方式に比ベフエージング特性等が劣るという問題
がある。
、ＦＨ方式に比ベフエージング特性等が劣るという問題
がある。
そこで、上述した問題に鑑み、両者の利点を利用するた
めに、両者を併用したハイブリッド方式が検討されてい
る。
めに、両者を併用したハイブリッド方式が検討されてい
る。
第４図はこの種の従来のハイブリッドＳＳ通信方式に使
用される送受信機のブロック図である。
用される送受信機のブロック図である。
第４図において、送信用データであるベースバンドデー
タ信号Ｖ ＢＨはミキサ４０４により擬似雑音（ＰＮ）
符号発生器４０２からのＰＮ符号と乗算された後、ミキ
サ４０３の一方の入力部に入力される。ＰＮ符号として
は用途、帯域等によって相違するが、一般には数十乃至
数百ビットのＭ系列行帰が使用される。周波数シンセサ
イザ４０１は周波数の異なる複数の信号源を有しており
、ＰＮ符号発生器４０２からのＰＮ符号に応答するポツ
ピングパターンの出力信号を順次切換えてミキサ４０３
の他方の入力部に入力する。ミキサ４０３はミキサ４０
４及び周波数シンセサイザ４０１からの信号を乗算し、
ＦＨされた信号が送信アンテナ４０５から電波として送
信される。
タ信号Ｖ ＢＨはミキサ４０４により擬似雑音（ＰＮ）
符号発生器４０２からのＰＮ符号と乗算された後、ミキ
サ４０３の一方の入力部に入力される。ＰＮ符号として
は用途、帯域等によって相違するが、一般には数十乃至
数百ビットのＭ系列行帰が使用される。周波数シンセサ
イザ４０１は周波数の異なる複数の信号源を有しており
、ＰＮ符号発生器４０２からのＰＮ符号に応答するポツ
ピングパターンの出力信号を順次切換えてミキサ４０３
の他方の入力部に入力する。ミキサ４０３はミキサ４０
４及び周波数シンセサイザ４０１からの信号を乗算し、
ＦＨされた信号が送信アンテナ４０５から電波として送
信される。
前記送信信号は受信アンテナ４０６により受信され、ミ
キサ４０７の一方の入力部に入力される。ミキサ４０７
はミキサ４０８からの信号と前記受信信号とを乗算し、
復調器４１１に入力する。この信号は復調器４１１によ
って復調され、ベースバンド出力信号■Ｂｏとして出力
される。
キサ４０７の一方の入力部に入力される。ミキサ４０７
はミキサ４０８からの信号と前記受信信号とを乗算し、
復調器４１１に入力する。この信号は復調器４１１によ
って復調され、ベースバンド出力信号■Ｂｏとして出力
される。
ベースバンド出力信号ＶＢＯは送信装置側のベースバン
ド入力信号Ｖ Ｂ Ｈに対応している。
ド入力信号Ｖ Ｂ Ｈに対応している。
方、復調器４１１の出力信号は同期回路４１２に入力さ
れる。同期回路４１２は復調器４１１の出力信号を最大
にするようにＰＮ符号発生器４１０のＰＮ符号出力信号
の周波数を制御する。ＰＮ符号発生器４１０は送信装置
側のＰＮ符号発生器４０２と同一構成である。ＰＮ符号
発生器４１０の出力信号はミキサ４０８の一方の入力部
及び周波数シンセサイザ４０９へ入力される。
れる。同期回路４１２は復調器４１１の出力信号を最大
にするようにＰＮ符号発生器４１０のＰＮ符号出力信号
の周波数を制御する。ＰＮ符号発生器４１０は送信装置
側のＰＮ符号発生器４０２と同一構成である。ＰＮ符号
発生器４１０の出力信号はミキサ４０８の一方の入力部
及び周波数シンセサイザ４０９へ入力される。
周波数シンセサイザ４０９は送信装置側の周波数シンセ
サイザ４０１と同一構成であり、ＰＮ符号発生器４１０
からのＰＮ符号に応答して送信側と同一のホッピングパ
ターンで複数の周波数信号を順次ミキサ４０８の他方の
入力部に入力する。ミキサ４０８は周波数シンセサイザ
４０９及びＰＮ符号発生器４］０からの入力信号を乗算
し、ミキサ４０７の他方の入力部に入力する。ミキサ４
０７は前述したように、ミキサ４０８からの信号と受信
アンテナ４０６からの信号とを混合し、この信号を復調
器４１１に入力する。
サイザ４０１と同一構成であり、ＰＮ符号発生器４１０
からのＰＮ符号に応答して送信側と同一のホッピングパ
ターンで複数の周波数信号を順次ミキサ４０８の他方の
入力部に入力する。ミキサ４０８は周波数シンセサイザ
４０９及びＰＮ符号発生器４］０からの入力信号を乗算
し、ミキサ４０７の他方の入力部に入力する。ミキサ４
０７は前述したように、ミキサ４０８からの信号と受信
アンテナ４０６からの信号とを混合し、この信号を復調
器４１１に入力する。
以上の動作を繰り返すことにより復調器４１１の出力信
号が最大になったとき、送信装置と受信装置のホッピン
グ速度の同期が得られたことになり、ベースバンド入力
信号Ｖ Ｂ ＋に対応するベースバンド出力信号ＶＢｏ
が得られる。このようにして種々のデータ通信が可能と
なる。
号が最大になったとき、送信装置と受信装置のホッピン
グ速度の同期が得られたことになり、ベースバンド入力
信号Ｖ Ｂ ＋に対応するベースバンド出力信号ＶＢｏ
が得られる。このようにして種々のデータ通信が可能と
なる。
［発明が解決しようとする問題点］
しかしながら、」二連したハイブリッド方式による送受
信機は、同期補足及び同期保持回路として一般にＤ Ｌ
ｊ （Ｄｒａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路等が用いら
れているため、同期完了までに長時間要し、完全な同期
を確立することが困難であった。
信機は、同期補足及び同期保持回路として一般にＤ Ｌ
ｊ （Ｄｒａｙ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路等が用いら
れているため、同期完了までに長時間要し、完全な同期
を確立することが困難であった。
また、低速ホッピングと称してベースバンドデータの１
ビツトの情報を１ホツプ以下で周波数ホッピングした場
合には、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が
生ずると、その周波数全体のデータ復調が不可能どなり
、このデータ復調の不可能な部分の占める割合が大きく
、誤り率特性の低下を招くという問題があった。
ビツトの情報を１ホツプ以下で周波数ホッピングした場
合には、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が
生ずると、その周波数全体のデータ復調が不可能どなり
、このデータ復調の不可能な部分の占める割合が大きく
、誤り率特性の低下を招くという問題があった。
そこで、本発明は上述した問題点に鑑みてなされたもの
であって、その目的は、ＤＳ相関器の出力により周波数
の切換え周期を制御して確実な同期が行なえるとともに
、データの誤り率特性の向上が図れるスペクトル拡散通
信方式を提供することにある。
であって、その目的は、ＤＳ相関器の出力により周波数
の切換え周期を制御して確実な同期が行なえるとともに
、データの誤り率特性の向上が図れるスペクトル拡散通
信方式を提供することにある。
［問題点を解決するための手段］
上記目的を達成するため、本発明は、拡散符号で拡散さ
れた各情報データに基づく直接拡散信号を、相違する周
波数で周波数ホッピングするスペクトル拡散通信方式に
おいて、 前記周波数ホッピングの１周期中の少な（とも１周波数
は、直接拡散信号の１周期と等しい間隔でホッピングし
、ホッピング時の相関出力の出力タイミングに従って前
記周波数ホッピングの同期捕捉を行なうことを特徴とし
ている。
れた各情報データに基づく直接拡散信号を、相違する周
波数で周波数ホッピングするスペクトル拡散通信方式に
おいて、 前記周波数ホッピングの１周期中の少な（とも１周波数
は、直接拡散信号の１周期と等しい間隔でホッピングし
、ホッピング時の相関出力の出力タイミングに従って前
記周波数ホッピングの同期捕捉を行なうことを特徴とし
ている。
［イ乍用］
所定の情報データ毎に拡散符号の拡散によって得られる
各直接拡散信号は、周波数ホッピングの１周期中の少な
（とも１周波数が直接拡散信号の１周期と等しい間隔で
ポツピングされ、このホッピング時の相関出力の出力タ
イミングに従って周波数ホッピングの同期捕捉が行なわ
れる。
各直接拡散信号は、周波数ホッピングの１周期中の少な
（とも１周波数が直接拡散信号の１周期と等しい間隔で
ポツピングされ、このホッピング時の相関出力の出力タ
イミングに従って周波数ホッピングの同期捕捉が行なわ
れる。
［実施例］
第２図は、本発明に使用するＳＳ通信用送信装置のブロ
ック図である。
ック図である。
第２図において、送信用データとしてのベースバンドデ
ータ入力信号Ｖａ＋は、ミキシング手段であるミキサ２
０１の一方の入力部に入力される。
ータ入力信号Ｖａ＋は、ミキシング手段であるミキサ２
０１の一方の入力部に入力される。
ベースバンドデータ入力信号Ｖ Ｒ１としては、模型用
、産業用ラジオコントロール送信装置におけるスティッ
クの操作量を表すデジタルデータあるいはコンピュータ
の通信データ等種々の通信データが使用され、所定のビ
ット数、例えば１６ビツトで１単位のベースバンドデー
タが構成されている。ミキサ２０１の他方の入力部には
、ＰＮ符号発生器２０４からのＰＮ符号が入力される。
、産業用ラジオコントロール送信装置におけるスティッ
クの操作量を表すデジタルデータあるいはコンピュータ
の通信データ等種々の通信データが使用され、所定のビ
ット数、例えば１６ビツトで１単位のベースバンドデー
タが構成されている。ミキサ２０１の他方の入力部には
、ＰＮ符号発生器２０４からのＰＮ符号が入力される。
ＰＮ符号のチップレ−１・をＴｃ、符号長をＮとすると
、ＰＮ符号の周期はＮ−Ｔｃであり、これらの信号はミ
キサ２０１によって乗算される。これにより、ベースバ
ンドデータ入力信号Ｖｓ＋はＰＮ符号に応じて拡散され
た後、２次変調器２０２に人力される。２次変調器２０
２は交流信号源２０７からの信号ｆｃをミキサ２０１か
らの信号により変調して高周波信号に変換した後、ミキ
シング手段であるミキサ２０３の一方の入力部に入力す
る。変調器２０２としては周波数偏移変調（ＦＳＫ）、
振幅変調（ＡＭ）あるいは位相偏移変調（ＰＳＫ）等適
時、種々の変調器が使用される。
、ＰＮ符号の周期はＮ−Ｔｃであり、これらの信号はミ
キサ２０１によって乗算される。これにより、ベースバ
ンドデータ入力信号Ｖｓ＋はＰＮ符号に応じて拡散され
た後、２次変調器２０２に人力される。２次変調器２０
２は交流信号源２０７からの信号ｆｃをミキサ２０１か
らの信号により変調して高周波信号に変換した後、ミキ
シング手段であるミキサ２０３の一方の入力部に入力す
る。変調器２０２としては周波数偏移変調（ＦＳＫ）、
振幅変調（ＡＭ）あるいは位相偏移変調（ＰＳＫ）等適
時、種々の変調器が使用される。
一方、ＰＮ符号発生器２０４からのＰＮ符号は周波数シ
ンセサイザ２０５に入力される。周波数シンセサイザ２
０５はＰＮ符号に応答して異なる複数の周波数信号（ｆ
、−ｆｃ）、（ｆ２−ｆｃ） 、 −・・（ｔ’、−ｆ
ｃ）を順次切換え出力する。
ンセサイザ２０５に入力される。周波数シンセサイザ２
０５はＰＮ符号に応答して異なる複数の周波数信号（ｆ
、−ｆｃ）、（ｆ２−ｆｃ） 、 −・・（ｔ’、−ｆ
ｃ）を順次切換え出力する。
ここで、周波数ホッピングのタイミングは、第３図に示
すように１単位のベースバンドデータに対して３個の周
波数が割当てられており、この内ホッピング１周期に対
して１周波数は２次変調器２０２より出力される直接拡
散信号の１周期に等しい間隔、つまり、１単位のベース
バンドデータと同間隔でホッピングされるようになって
いる。更に言うと、周波数ホッピングの間隔は直接拡散
信号１周期の実数倍で、ホッピングのタイミングとＰＮ
符号の１周期の終了点が合っている。
すように１単位のベースバンドデータに対して３個の周
波数が割当てられており、この内ホッピング１周期に対
して１周波数は２次変調器２０２より出力される直接拡
散信号の１周期に等しい間隔、つまり、１単位のベース
バンドデータと同間隔でホッピングされるようになって
いる。更に言うと、周波数ホッピングの間隔は直接拡散
信号１周期の実数倍で、ホッピングのタイミングとＰＮ
符号の１周期の終了点が合っている。
尚、この実施例では、７種類の周波数が用いられ、周波
数ｆ＋、ｆ＜、ｆｔの何れかが１単位のベースバンドデ
ータと同間隔でホッピングされるようになっており、ま
た、ホッピング１周期毎にその周波数を変化させ干渉を
受けにくくさせている。
数ｆ＋、ｆ＜、ｆｔの何れかが１単位のベースバンドデ
ータと同間隔でホッピングされるようになっており、ま
た、ホッピング１周期毎にその周波数を変化させ干渉を
受けにくくさせている。
また、ホッピング１周期のホッピングシーケンスはラン
ダム性の強いコード、例えばリード・ソロモン系列等が
使用されており、周波数はランダムに切換わるようにな
っている。
ダム性の強いコード、例えばリード・ソロモン系列等が
使用されており、周波数はランダムに切換わるようにな
っている。
変調器２０２の出力信号はミキサ２０３によって、周波
数シンセサイザ２０５の出力信号（ｆ。
数シンセサイザ２０５の出力信号（ｆ。
ｆｃ）、（ｔ’ｚ−ｒｃ） 、−・・、（ｆｙ ｆｅ
）で順次周波数ホッピングされ、送信用アンテナ１０６
から送信される。
）で順次周波数ホッピングされ、送信用アンテナ１０６
から送信される。
尚、ここではミキサ２０３を用いて周波数ホッピング等
を行うようにしたが、これに限られず、周波数シンセサ
イザの出力信号を直接送信する等種々の方式で実現可能
である。
を行うようにしたが、これに限られず、周波数シンセサ
イザの出力信号を直接送信する等種々の方式で実現可能
である。
第１図は、本発明のＳＳ通信用受信装置のブロック図で
ある。
ある。
第２図の送信装置からの信号はアンテナ１０１で受信さ
れ、ミキシング手段としてのミキサ１０２の一方の入力
部に入力される。
れ、ミキシング手段としてのミキサ１０２の一方の入力
部に入力される。
ミキサ１０２は周波数シンセサイザ手段としての周波数
シンセサイザ１０３からの信号と前記受信信号とを乗算
し周波数変換を行ない、直接拡散（ＤＳ）相関器２０５
に入力する。周波数シンセサイザ１０３は第２図の周波
数シンセサイザ２０５と同一のホッピングパターンの信
号を出力するものであり、ＰＮ符号発生手段としてのＰ
Ｎ符号発生器１０４からのＰＮ符号に応答して、相違す
る周波数の信号 （ｆ＋＋ｆ＋ｒｌ、 ｆｆｇ＋ｆ＋ｐ
ｌ、（ｆ、＋ＬＦ）を順次ミキサ１０２の一方の入力部
に入力する。
シンセサイザ１０３からの信号と前記受信信号とを乗算
し周波数変換を行ない、直接拡散（ＤＳ）相関器２０５
に入力する。周波数シンセサイザ１０３は第２図の周波
数シンセサイザ２０５と同一のホッピングパターンの信
号を出力するものであり、ＰＮ符号発生手段としてのＰ
Ｎ符号発生器１０４からのＰＮ符号に応答して、相違す
る周波数の信号 （ｆ＋＋ｆ＋ｒｌ、 ｆｆｇ＋ｆ＋ｐ
ｌ、（ｆ、＋ＬＦ）を順次ミキサ１０２の一方の入力部
に入力する。
尚、ＰＮ符号発生器１０４はビット長等の点で第２図の
ＰＮ符号発生器２０４と同一の構成であり同一のＰＮパ
ターンを発生するが、クロック信号発生手段としてのク
ロック信号発生器２０９からのクロック信号によってそ
の周期が制御される点で相違する。
ＰＮ符号発生器２０４と同一の構成であり同一のＰＮパ
ターンを発生するが、クロック信号発生手段としてのク
ロック信号発生器２０９からのクロック信号によってそ
の周期が制御される点で相違する。
また、同期状態で直接拡散信号の周期と周波数シンセサ
イザ１０３の切換え周期とが実数倍になるように設定さ
れるが、これらは送信装置側と同構成であるため、本例
では両者は同一周期に設定さ第１ている。
イザ１０３の切換え周期とが実数倍になるように設定さ
れるが、これらは送信装置側と同構成であるため、本例
では両者は同一周期に設定さ第１ている。
相関器１０５４：ｊミキサ１０２の出力信号と前記ＰＮ
符号との相関をとり相関信号を出力する。前記相関信号
は、復調手段としての復調器１０６及び位相比較手段と
しての位相比較器１０７の一方の入力部に入力される。
符号との相関をとり相関信号を出力する。前記相関信号
は、復調手段としての復調器１０６及び位相比較手段と
しての位相比較器１０７の一方の入力部に入力される。
復調器１０６は第２図の変調器２０２に対応して設けら
れたもので、その入力信号を復調し、第１図のベースバ
ンド入力信号Ｖａｔに対応するベースバンド出力信号Ｖ
ｅｏを出力する。
れたもので、その入力信号を復調し、第１図のベースバ
ンド入力信号Ｖａｔに対応するベースバンド出力信号Ｖ
ｅｏを出力する。
尚、送信装置側の２次変調器２０２が設けられていなけ
れば復調器１０６は不要である。
れば復調器１０６は不要である。
方、位相比較器１０７は相関器１０５からの相関信号及
びクロック信号発生器１０９からのクロック信号の位相
差を比較し、その差に応じた信号をクロック制御手段と
してのクロック制御器１０８に入力する。クロック制御
器１０８はその入力信号に応じたクロック制御信号をク
ロック信号発生器１０９に入力する。クロック制御器１
０８の制御端子には同期補足用の強制信号■８が入力さ
れる。クロック信号発生器１０９はクロック制御信号に
応じた周波数のクロック信号をＰＮ符号発生器１．０４
及び位相比較器１０７の他方の入力部に入力する。尚、
位相比較器１０７、クロック制御器］、 ０８及びクロ
ック信号発生器１０９は制御手段を構成している。
びクロック信号発生器１０９からのクロック信号の位相
差を比較し、その差に応じた信号をクロック制御手段と
してのクロック制御器１０８に入力する。クロック制御
器１０８はその入力信号に応じたクロック制御信号をク
ロック信号発生器１０９に入力する。クロック制御器１
０８の制御端子には同期補足用の強制信号■８が入力さ
れる。クロック信号発生器１０９はクロック制御信号に
応じた周波数のクロック信号をＰＮ符号発生器１．０４
及び位相比較器１０７の他方の入力部に入力する。尚、
位相比較器１０７、クロック制御器］、 ０８及びクロ
ック信号発生器１０９は制御手段を構成している。
以上の様に構成された本発明の受信装置の動作を第１図
、第２図及びこれらのタイミング図である第３図を用い
て以下説明する。
、第２図及びこれらのタイミング図である第３図を用い
て以下説明する。
送信装置にベースバンド入力信号ＶＲ，（Ａ）が入力さ
れると、前述の様に、ＤＳ拡散により信号（Ｂ）が得ら
れた後、変調、周波数ポツピングがなされ、アンテナ２
０６から信号（Ｃ）が送信される。周波数ポツピング時
はポツピング１周期に対して１周波数がベースバンドデ
ータ１単位と同間隔となるようにホッピングされる。
れると、前述の様に、ＤＳ拡散により信号（Ｂ）が得ら
れた後、変調、周波数ポツピングがなされ、アンテナ２
０６から信号（Ｃ）が送信される。周波数ポツピング時
はポツピング１周期に対して１周波数がベースバンドデ
ータ１単位と同間隔となるようにホッピングされる。
受信装置はアンテナ１０１により信号（Ｃ）を受信する
。受信装置側の初期の同期補足過程は以下の様にしてな
される。
。受信装置側の初期の同期補足過程は以下の様にしてな
される。
第１図において、受信装置の電源投入に連動して所定レ
ベルの強制信号■３がクロック制御器１０８に入力され
る。クロック制御器１０８は前記強制信号に応答して、
クロック信号発生器１０９から同期周波数よりも低周波
数のクロック信号が出力されるようにクロック信号発生
器１０９を制御する。クロック信号発生器１．０９から
のクロック信号（Ｅ）に同期して、ＰＮ符号発１−器１
０４は周波数シンセサイザ１０３にＰＮＮ１３；を出力
する。これにより、周波数ポツピングの速度が送信袋を
側よりも遅くなる。この状態を維■ ２ 持すると、ある時点で送信装置と受信装置の位相が一致
し、相関器１０５の出力信号に第３図（Ｆ）に示す様な
ピークが生じ同期がとれる。このとき、強制信号Ｖｓを
除去することにより同期補足が完了したことになる。
ベルの強制信号■３がクロック制御器１０８に入力され
る。クロック制御器１０８は前記強制信号に応答して、
クロック信号発生器１０９から同期周波数よりも低周波
数のクロック信号が出力されるようにクロック信号発生
器１０９を制御する。クロック信号発生器１．０９から
のクロック信号（Ｅ）に同期して、ＰＮ符号発１−器１
０４は周波数シンセサイザ１０３にＰＮＮ１３；を出力
する。これにより、周波数ポツピングの速度が送信袋を
側よりも遅くなる。この状態を維■ ２ 持すると、ある時点で送信装置と受信装置の位相が一致
し、相関器１０５の出力信号に第３図（Ｆ）に示す様な
ピークが生じ同期がとれる。このとき、強制信号Ｖｓを
除去することにより同期補足が完了したことになる。
次に、同期保持過程を説明する。
受信装置の受信信号は第３図（Ｃ）に示すように、送信
装置の出力信号ｆ１〜ｆ７によってホッピングされた時
系列的に直列な信号である。
装置の出力信号ｆ１〜ｆ７によってホッピングされた時
系列的に直列な信号である。
一方、クロック信号発生器１０９からのクロック信号（
Ｅ）に同期して、ＰＮ符号発生器１０４は周波数シンセ
サイザ１０３にＰＮ符号を出力する。周波数シンセサイ
ザ１０３はこれに応答して信号（Ｄ）をミキサ１０２に
入力する。信号（Ｃ）はミキサ１０２により周波数シン
セサイザ１０３の出力信号（Ｄ）と乗算され、一定の中
間周波数信号ｆ１Ｆを出力する。
Ｅ）に同期して、ＰＮ符号発生器１０４は周波数シンセ
サイザ１０３にＰＮ符号を出力する。周波数シンセサイ
ザ１０３はこれに応答して信号（Ｄ）をミキサ１０２に
入力する。信号（Ｃ）はミキサ１０２により周波数シン
セサイザ１０３の出力信号（Ｄ）と乗算され、一定の中
間周波数信号ｆ１Ｆを出力する。
このミキサｌ○２の出力信号は相関器１０５によりＰＮ
符号発生器１０４のＰＮ符号と相関がとられ、相関信号
（Ｆ）として出力される。位相比較器１０７は相関信号
（Ｆ）とクロック信号（Ｅ）との位相を比較することに
より、位相誤差に相当する信号（Ｇ）をクロック制御器
１０８に入力する。この場合、信号（Ｃ）、（Ｄ）から
明らかなように、時間Ｔａにおける信号ｆ１〜ｆ７゜ｆ
１〜ｆ３及びこれに対応する信号 ｆＬ＋ｆ＋ｒ ｌ〜
（ｆ７＋ Ｌｒ ｌ 、 （Ｌ＋ Ｌｒ ｌ〜（ｆ３
＋ｆｌＦ）では受信装置側のホッピングのタイミングが
送信装置側よりも遅れているため、正の信号（Ｇ）が出
力される。この信号（Ｇ）に応答してクロック制御器１
０．８がクロック信号発生器ＩＱ９の周波数を変化させ
、位相誤差を小さくするように制御する。即ち、クロッ
ク信号（Ｅ）の周波数を高くするように制御し、これに
より同期保持が可能となる。逆に、信号（Ｃ）の時間Ｔ
ｂにおけるｆ４〜ｆ７及びこれに対応する信号（Ｄ）の
（ｆ４＋ｆｌＦｌ〜 （ｆ７＋ｆ＋ｒ）のように受信
装置側の位相が進んでいる場合には、位相比較器１０７
の出力信号（Ｇ）はレベルが反転する。これに応答して
クロック信号（Ｅ）の周波数を低くするように制御し、
これにより同期保持が可能となる。前記プロセスを繰り
返すことにより送受信装置間の周波数ホッピングの同期
保持がなされ、ベースバンドデータ入力信号Ｖ Ｂ Ｉ
に対応するベースバンドデータ出力信号Ｖａｏを得るこ
とができる。
符号発生器１０４のＰＮ符号と相関がとられ、相関信号
（Ｆ）として出力される。位相比較器１０７は相関信号
（Ｆ）とクロック信号（Ｅ）との位相を比較することに
より、位相誤差に相当する信号（Ｇ）をクロック制御器
１０８に入力する。この場合、信号（Ｃ）、（Ｄ）から
明らかなように、時間Ｔａにおける信号ｆ１〜ｆ７゜ｆ
１〜ｆ３及びこれに対応する信号 ｆＬ＋ｆ＋ｒ ｌ〜
（ｆ７＋ Ｌｒ ｌ 、 （Ｌ＋ Ｌｒ ｌ〜（ｆ３
＋ｆｌＦ）では受信装置側のホッピングのタイミングが
送信装置側よりも遅れているため、正の信号（Ｇ）が出
力される。この信号（Ｇ）に応答してクロック制御器１
０．８がクロック信号発生器ＩＱ９の周波数を変化させ
、位相誤差を小さくするように制御する。即ち、クロッ
ク信号（Ｅ）の周波数を高くするように制御し、これに
より同期保持が可能となる。逆に、信号（Ｃ）の時間Ｔ
ｂにおけるｆ４〜ｆ７及びこれに対応する信号（Ｄ）の
（ｆ４＋ｆｌＦｌ〜 （ｆ７＋ｆ＋ｒ）のように受信
装置側の位相が進んでいる場合には、位相比較器１０７
の出力信号（Ｇ）はレベルが反転する。これに応答して
クロック信号（Ｅ）の周波数を低くするように制御し、
これにより同期保持が可能となる。前記プロセスを繰り
返すことにより送受信装置間の周波数ホッピングの同期
保持がなされ、ベースバンドデータ入力信号Ｖ Ｂ Ｉ
に対応するベースバンドデータ出力信号Ｖａｏを得るこ
とができる。
従って、上述した実施例では、周波数ホッピングの１周
期中に少なくとも１周波数は直接拡散信号の１周期と等
しい間隔でホッピングし、相関器１０５の出力信号によ
り周波数ホッピングの同期捕捉をとるようにしているの
で、ＤＳ用同期回路とＦＳ用同期回路とを別個に設ける
必要もな（、簡単な構成で確実な同期動作が可能になる
。また、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が
生じても、その周波数によるデータ復調の不可能な部分
の占める割合が小さく、従来の低速ホッピングに比べて
誤り率特性の向上を図ることができる。
期中に少なくとも１周波数は直接拡散信号の１周期と等
しい間隔でホッピングし、相関器１０５の出力信号によ
り周波数ホッピングの同期捕捉をとるようにしているの
で、ＤＳ用同期回路とＦＳ用同期回路とを別個に設ける
必要もな（、簡単な構成で確実な同期動作が可能になる
。また、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が
生じても、その周波数によるデータ復調の不可能な部分
の占める割合が小さく、従来の低速ホッピングに比べて
誤り率特性の向上を図ることができる。
さらに、周波数シンセサイザの切換え周期がＰＮ符号周
期の実数倍に設定され、ホッピングのタイミングは相関
出力のピークと一致しているので、相関器１０５の出力
信号が最適になるように同期保持を行なっており、ＦＨ
部とＤＳ部の双方の同期が得られたことになり、同期動
作を容易に行うことができる。また、ＤＳ方式とＦＨ方
式を併用しているため、処理利得は各々の方式の積とな
り、単一方式よりも処理□利得の向上が図れる。
期の実数倍に設定され、ホッピングのタイミングは相関
出力のピークと一致しているので、相関器１０５の出力
信号が最適になるように同期保持を行なっており、ＦＨ
部とＤＳ部の双方の同期が得られたことになり、同期動
作を容易に行うことができる。また、ＤＳ方式とＦＨ方
式を併用しているため、処理利得は各々の方式の積とな
り、単一方式よりも処理□利得の向上が図れる。
尚、本実施例では電波を用いた送受信装置の例を説明し
たが、電機ケーブルを使用する送受信装置等にも利用可
能である。また、ＤＳ相関器としてマツチドフィルタを
使用すれば同期検出を高速に行い得る。
たが、電機ケーブルを使用する送受信装置等にも利用可
能である。また、ＤＳ相関器としてマツチドフィルタを
使用すれば同期検出を高速に行い得る。
また、上述した実施例では、ホッピングに使用される周
波数を７種類とし、ベースバンドデータ１単位に対して
３個の周波数が割当てられた場合（１データ３ホツピン
グ）を例にとって説明したが、ホッピングのタイミング
が相関出力のピークと一致し、周波数ホッピングの１周
期中の少なくとも１周波数が直接拡散信号の１周期と等
しい間隔でホッピングされていればよく、ベースバンド
データ１ビツトに対する周波数の数は間ゎない。
波数を７種類とし、ベースバンドデータ１単位に対して
３個の周波数が割当てられた場合（１データ３ホツピン
グ）を例にとって説明したが、ホッピングのタイミング
が相関出力のピークと一致し、周波数ホッピングの１周
期中の少なくとも１周波数が直接拡散信号の１周期と等
しい間隔でホッピングされていればよく、ベースバンド
データ１ビツトに対する周波数の数は間ゎない。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によるスペクトル拡散通信方
式 は、周波数ホッピングの１周期中に少なくとも１周波数
は直接拡散信号の１周期と等しい間隔でホッピングし、
相関器の出力信号によりホッピングの切換え周期を制御
して同期を得ているので、確実な同期が可能になるとと
もに、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が生
じても、その周波数によるデータ復調の不可能な部分の
占める割合が小さく、従来の低速ホッピングに比べて誤
り率特性の向上を図ることができる。
式 は、周波数ホッピングの１周期中に少なくとも１周波数
は直接拡散信号の１周期と等しい間隔でホッピングし、
相関器の出力信号によりホッピングの切換え周期を制御
して同期を得ているので、確実な同期が可能になるとと
もに、外部からのノイズ等によりある周波数に妨害が生
じても、その周波数によるデータ復調の不可能な部分の
占める割合が小さく、従来の低速ホッピングに比べて誤
り率特性の向上を図ることができる。
第１図は本発明のスペクトル拡散通信方式が適用される
受信装置のブロック図、第２図は本発明のスペクトル拡
散通信方式が適用される送信装置のブロック図、第３図
は受信装置の各部におけるタイミング図、第４図は従来
の送受信装置のブロック図である。 ２０１２０３４０３４０４４０７４０８・・・ミキサ、
２０５４０１４０９・・・周波数シンセサイザ、２０４
４０２４］０・・・ＰＮ符号発生器、・・・ＤＳ相関器
、 １０６・・・復調器・・・クロック制御器、 ・・・クロック信号発生器、 ・・・変調器、 ２０７・・・交流信号源、・
・・同期回路。
受信装置のブロック図、第２図は本発明のスペクトル拡
散通信方式が適用される送信装置のブロック図、第３図
は受信装置の各部におけるタイミング図、第４図は従来
の送受信装置のブロック図である。 ２０１２０３４０３４０４４０７４０８・・・ミキサ、
２０５４０１４０９・・・周波数シンセサイザ、２０４
４０２４］０・・・ＰＮ符号発生器、・・・ＤＳ相関器
、 １０６・・・復調器・・・クロック制御器、 ・・・クロック信号発生器、 ・・・変調器、 ２０７・・・交流信号源、・
・・同期回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 拡散符号で拡散された各情報データに基づく直接拡散信
号を、相違する周波数で周波数ホッピングするスペクト
ル拡散通信方式において、 前記周波数ホッピングの１周期中の少なくとも１周波数
は、直接拡散信号の１周期と等しい間隔でホッピングし
、ホッピング時の相関出力の出力タイミングに従って前
記周波数ホッピングの同期捕捉を行なうことを特徴とす
るスペクトル拡散通信方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2155335A JPH07118668B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | スペクトル拡散通信方式 |
| US07/715,395 US5222098A (en) | 1990-06-15 | 1991-06-14 | Spectrum spread communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2155335A JPH07118668B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | スペクトル拡散通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0447726A true JPH0447726A (ja) | 1992-02-17 |
| JPH07118668B2 JPH07118668B2 (ja) | 1995-12-18 |
Family
ID=15603644
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2155335A Expired - Lifetime JPH07118668B2 (ja) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5222098A (ja) |
| JP (1) | JPH07118668B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05327659A (ja) * | 1992-03-23 | 1993-12-10 | Sharp Corp | スペクトル拡散通信方式 |
| US5541954A (en) * | 1993-11-24 | 1996-07-30 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Frequency hopping communication method and apparatus changing a hopping frequency as a result of a counted number of errors |
| JP2002520945A (ja) * | 1998-07-10 | 2002-07-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 符号分割多重アクセスチャネルを使用した高速データ送受信のための方法及び装置 |
| US6894893B2 (en) | 1999-03-10 | 2005-05-17 | Fujitsu Limited | Electronic apparatus |
| JP2010249839A (ja) * | 2010-06-30 | 2010-11-04 | Toshiba Corp | 自動分析装置 |
| WO2015109501A1 (zh) * | 2014-01-23 | 2015-07-30 | 华为技术有限公司 | 信息发送和接收方法及对应装置 |
Families Citing this family (14)
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|---|---|---|---|---|
| USRE38627E1 (en) | 1991-05-15 | 2004-10-19 | Interdigital Technology Corp. | High capacity spread spectrum channel |
| US5539775A (en) * | 1993-03-17 | 1996-07-23 | Micron Technology, Inc. | Modulated spread spectrum in RF identification systems method |
| US5677927A (en) * | 1994-09-20 | 1997-10-14 | Pulson Communications Corporation | Ultrawide-band communication system and method |
| US7321611B2 (en) | 1994-09-20 | 2008-01-22 | Alereen, Inc. | Method and transceiver for full duplex communication of ultra wideband signals |
| US5832035A (en) | 1994-09-20 | 1998-11-03 | Time Domain Corporation | Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications |
| US6047015A (en) * | 1995-10-20 | 2000-04-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Mobile radio apparatus |
| US5862132A (en) * | 1996-04-22 | 1999-01-19 | Motorola, Inc. | System and method for multiple access short message communications |
| JP3141784B2 (ja) * | 1996-07-10 | 2001-03-05 | 双葉電子工業株式会社 | 受信アンテナ選択方法およびダイバーシティ受信機 |
| JPH10154948A (ja) * | 1996-11-21 | 1998-06-09 | Brother Ind Ltd | 周波数ホッピング通信装置 |
| US7539237B2 (en) * | 1996-12-06 | 2009-05-26 | Alereon, Inc. | Fast locking mechanism for channelized ultrawide-band communications |
| FR2759519B1 (fr) * | 1997-02-07 | 2000-08-04 | Ecole Nale Sup Artes Metiers | Procede de transmission de signaux numeriques, emetteur et recepteur correspondants |
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| GB2475229B (en) * | 2009-11-05 | 2016-08-03 | Thales Holdings Uk Plc | Ultra-wideband radio reception |
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| US4922506A (en) * | 1988-01-11 | 1990-05-01 | Sicom Corporation | Compensating for distortion in a communication channel |
| JPH02172338A (ja) * | 1988-12-26 | 1990-07-03 | G D S:Kk | 連続チヤープ変調式スペクトラム拡散通信装置 |
| JP2660441B2 (ja) * | 1989-07-03 | 1997-10-08 | 双葉電子工業 株式会社 | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
-
1990
- 1990-06-15 JP JP2155335A patent/JPH07118668B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-06-14 US US07/715,395 patent/US5222098A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
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| JP2013066183A (ja) * | 1998-07-10 | 2013-04-11 | Qualcomm Inc | 符号分割多重アクセスチャネルを使用した高速データ送受信のための方法及び装置 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07118668B2 (ja) | 1995-12-18 |
| US5222098A (en) | 1993-06-22 |
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