JPH0448315B2 - - Google Patents
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- JPH0448315B2 JPH0448315B2 JP60194289A JP19428985A JPH0448315B2 JP H0448315 B2 JPH0448315 B2 JP H0448315B2 JP 60194289 A JP60194289 A JP 60194289A JP 19428985 A JP19428985 A JP 19428985A JP H0448315 B2 JPH0448315 B2 JP H0448315B2
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- Japan
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- signal
- circuit
- output
- division multiplexed
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- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 8
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000003638 chemical reducing agent Substances 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
- H04N25/40—Extracting pixel data from image sensors by controlling scanning circuits, e.g. by modifying the number of pixels sampled or to be sampled
- H04N25/44—Extracting pixel data from image sensors by controlling scanning circuits, e.g. by modifying the number of pixels sampled or to be sampled by partially reading an SSIS array
- H04N25/447—Extracting pixel data from image sensors by controlling scanning circuits, e.g. by modifying the number of pixels sampled or to be sampled by partially reading an SSIS array by preserving the colour pattern with or without loss of information
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
- H04N25/10—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof for transforming different wavelengths into image signals
- H04N25/11—Arrangement of colour filter arrays [CFA]; Filter mosaics
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Color Television Image Signal Generators (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビジヨン信号の同時化回路に係
り、例えばカラーテレビジヨンカメラにおいて線
順次時分割多重された信号をライン又は複数ライ
ン毎に同時化して取出す回路に関する。
り、例えばカラーテレビジヨンカメラにおいて線
順次時分割多重された信号をライン又は複数ライ
ン毎に同時化して取出す回路に関する。
従来技術
第５図は一般のカラーテレビジヨンカメラの同
時化回路の一例のブロツク系統図を示す。前面に
第６図Ａに示す補色形色フイルタ１ａを設けられ
た撮像素子１における光電変換部に蓄積された各
色に対する電荷はインタラインCCD内で垂直方
向に２画素ずつ混合されて垂直CDD1段に供給さ
れ、奇数フイールド及び偶数フイールド毎に組合
わせを異ならせて取出される。
時化回路の一例のブロツク系統図を示す。前面に
第６図Ａに示す補色形色フイルタ１ａを設けられ
た撮像素子１における光電変換部に蓄積された各
色に対する電荷はインタラインCCD内で垂直方
向に２画素ずつ混合されて垂直CDD1段に供給さ
れ、奇数フイールド及び偶数フイールド毎に組合
わせを異ならせて取出される。
撮像素子１からの信号は低域フイルタ２にて輝
度信号Ywとされて加算器３に供給される一方、
サンプルホールド回路４1，４2に供給されて180°
位相の異なるサンプリングパルスにてホールドさ
れ、サンプルホールド回路４1からは例えば（Ｗ
＋Ye）及び（Ｗ＋Cy）サンプルホールド回路４2
からは例えば（Ｇ＋Cy）及び（Ｇ＋Ye）が取出
され、減算器５にて減算されてＲ信号及びＢ信号
が取出され、減算器６から色差信号（Ｒ−Ｙ），
（Ｂ−Ｙ）（時分割多重信号）が線順次に出力され
る。
度信号Ywとされて加算器３に供給される一方、
サンプルホールド回路４1，４2に供給されて180°
位相の異なるサンプリングパルスにてホールドさ
れ、サンプルホールド回路４1からは例えば（Ｗ
＋Ye）及び（Ｗ＋Cy）サンプルホールド回路４2
からは例えば（Ｇ＋Cy）及び（Ｇ＋Ye）が取出
され、減算器５にて減算されてＲ信号及びＢ信号
が取出され、減算器６から色差信号（Ｒ−Ｙ），
（Ｂ−Ｙ）（時分割多重信号）が線順次に出力され
る。
色差信号（Ｒ−Ｙ），（Ｂ−Ｙ）は、低域フイル
タ７を介して同時化回路８に供給され、ここで
1H遅延回路９及びライン毎に切換えられるスイ
ツチ回路１０にて同時化されて取出され、平衡変
調回路１１にて変調クロマ信号とされ、加算器３
にて輝度信号Ywと加算されてコンポジツト映像
信号とされ、出力端子１２より取出される。
タ７を介して同時化回路８に供給され、ここで
1H遅延回路９及びライン毎に切換えられるスイ
ツチ回路１０にて同時化されて取出され、平衡変
調回路１１にて変調クロマ信号とされ、加算器３
にて輝度信号Ywと加算されてコンポジツト映像
信号とされ、出力端子１２より取出される。
ところで、一般に、第６図Ａに示す補色形色フ
イルタ１ａを用いた単板カラーテレビジヨンカメ
ラの方が、第６図Ｂに示す原色形色フイルタ１ｂ
を用いたそれに比して色信号の輝度信号に対する
SN比が悪いことが知られているが、次に、これ
を説明する。
イルタ１ａを用いた単板カラーテレビジヨンカメ
ラの方が、第６図Ｂに示す原色形色フイルタ１ｂ
を用いたそれに比して色信号の輝度信号に対する
SN比が悪いことが知られているが、次に、これ
を説明する。
インタラインCCDのダイナミツクレンジは垂
直に隣接する２画素分の電荷が供給される垂直
CCDの１段当たりの転送電荷量により定まり、
いま、この電荷量の最大値をOmaxとする。発生
する電荷量がOmax／ｋ（但し、定数ｋ＝３〜４）
となる様に入射光を調整し、この状態を標準状態
とする。標準状態において、第６図Ａに示す補色
形色フイルタ１ａのフイールド蓄積モードCCD
の水平に２画素分隣接する４画素のレベル（輝度
信号レベル）は、 （Ｗ＋Ye）＋（Ｇ＋Cy） ＝４ｇ＋2r＋2b ＝２・Omax／ｋ となる。ここで、簡単のために、照明及びCCD
の分光特性をフラツト（ｇ：ｒ：ｂ＝１：１：
１）にすれば、上式より ｇ＝ｒ＝ｂ＝１／４・Omax／ｋ となる。従つて、色信号の復調量は、例えばＲ信
号では、 Ｒ＝（Ｗ＋Ye）−（Ｇ＋Cy） ＝2r ＝１／２・Omax／ｋ (1) となる。
直に隣接する２画素分の電荷が供給される垂直
CCDの１段当たりの転送電荷量により定まり、
いま、この電荷量の最大値をOmaxとする。発生
する電荷量がOmax／ｋ（但し、定数ｋ＝３〜４）
となる様に入射光を調整し、この状態を標準状態
とする。標準状態において、第６図Ａに示す補色
形色フイルタ１ａのフイールド蓄積モードCCD
の水平に２画素分隣接する４画素のレベル（輝度
信号レベル）は、 （Ｗ＋Ye）＋（Ｇ＋Cy） ＝４ｇ＋2r＋2b ＝２・Omax／ｋ となる。ここで、簡単のために、照明及びCCD
の分光特性をフラツト（ｇ：ｒ：ｂ＝１：１：
１）にすれば、上式より ｇ＝ｒ＝ｂ＝１／４・Omax／ｋ となる。従つて、色信号の復調量は、例えばＲ信
号では、 Ｒ＝（Ｗ＋Ye）−（Ｇ＋Cy） ＝2r ＝１／２・Omax／ｋ (1) となる。
一方、第６図Ｂに示す原色形色フイルタ１ｂの
フレーム蓄積モードCCDについて同様に計算す
ると、水平に隣接する２画素のレベル（輝度信号
レベル）は、 Ｇ＋Ｒ＝ｇ＋ｒ ＝２・Omax／ｋ となり、ｇ：ｒ：ｂ＝１：１：１とすると、 ｇ＝ｒ＝ｂ＝Omax／ｋ となり、従つて、色信号の復調量は、例えばＲ信
号では、 Ｒ＝ｒ ＝Omax／ｋ (2) となる。
フレーム蓄積モードCCDについて同様に計算す
ると、水平に隣接する２画素のレベル（輝度信号
レベル）は、 Ｇ＋Ｒ＝ｇ＋ｒ ＝２・Omax／ｋ となり、ｇ：ｒ：ｂ＝１：１：１とすると、 ｇ＝ｒ＝ｂ＝Omax／ｋ となり、従つて、色信号の復調量は、例えばＲ信
号では、 Ｒ＝ｒ ＝Omax／ｋ (2) となる。
CCD転送電荷の１パケツト当りの発生するノ
イズがフイールド蓄積及びフレーム蓄積の間にお
いて差がなければ、色信号のSN比は復調信号電
荷量に比例し、上記計算では、(1)式，(2)式より、
補色形色フイルタ１ａを用いた方が6dBSN比が
悪くなる。
イズがフイールド蓄積及びフレーム蓄積の間にお
いて差がなければ、色信号のSN比は復調信号電
荷量に比例し、上記計算では、(1)式，(2)式より、
補色形色フイルタ１ａを用いた方が6dBSN比が
悪くなる。
発明が解決しようとする問題点
このように、従来の回路では補色形色フイルタ
１ａを用いると色信号の変調度が下がり、色信号
のSN比が低下する問題点があつた。
１ａを用いると色信号の変調度が下がり、色信号
のSN比が低下する問題点があつた。
すなわち、補色形色フイルタの透過光の帯域
は、周知のとおり原色形色フイルタの透過光の帯
域の略２倍の帯域幅を有しているため、補色形色
フイルタ１ａを用いることにより良好なＹ特性が
得られる。しかしこの反面、帯域幅が広いため
SN比の点では不利になる。そこで、本発明では、
補色形色フイルタを用いた場合でも線順次色差信
号のSN比を高く同時化して取出し得るテレビジ
ヨン信号の同時化回路を提供することを目的とす
る。
は、周知のとおり原色形色フイルタの透過光の帯
域の略２倍の帯域幅を有しているため、補色形色
フイルタ１ａを用いることにより良好なＹ特性が
得られる。しかしこの反面、帯域幅が広いため
SN比の点では不利になる。そこで、本発明では、
補色形色フイルタを用いた場合でも線順次色差信
号のSN比を高く同時化して取出し得るテレビジ
ヨン信号の同時化回路を提供することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段
第１図において、1H遅延回路１５，１６は時
分割多重信号を構成する一の信号の期間に相当す
る遅延量をもち時分割多重信号の数縦続接続した
回路、減算器１７は1H遅延回路１５の入力と1H
遅延回路１６の出力とを減算する演算回路、ノン
リニアアンプ１８は演算手段の出力を1H遅延回
路１５の入力に入力−出力特性がノンリニアに変
化するノンリニア回路、スイツチ回路１０は縦続
接続された遅延素子の各入力を繰返し周期毎の切
換信号にて同時化して取出す回路の各一実施例で
ある。
分割多重信号を構成する一の信号の期間に相当す
る遅延量をもち時分割多重信号の数縦続接続した
回路、減算器１７は1H遅延回路１５の入力と1H
遅延回路１６の出力とを減算する演算回路、ノン
リニアアンプ１８は演算手段の出力を1H遅延回
路１５の入力に入力−出力特性がノンリニアに変
化するノンリニア回路、スイツチ回路１０は縦続
接続された遅延素子の各入力を繰返し周期毎の切
換信号にて同時化して取出す回路の各一実施例で
ある。
作 用
1H遅延回路１６の出力信号ｃ（第２図Ｃ）から
端子１３に入来した信号ａ（同図Ａ）を減算して
信号ｄ（同図Ｄ）を得、信号ｄをノンリニアアン
プ１８を通してノイズ信号ｅ（同図Ｅ）とし、加
算器１４にて信号ａと信号ｅを加算してノイズ成
分を軽減された信号ｇ（同図Ｇ）を得ると共に
1H遅延回路１５にてノイズ成分を軽減された信
号ｂ（同図Ｂ）を得、スイツチ回路１０にて信号
ｇ，ｂを同時化して取出す。
端子１３に入来した信号ａ（同図Ａ）を減算して
信号ｄ（同図Ｄ）を得、信号ｄをノンリニアアン
プ１８を通してノイズ信号ｅ（同図Ｅ）とし、加
算器１４にて信号ａと信号ｅを加算してノイズ成
分を軽減された信号ｇ（同図Ｇ）を得ると共に
1H遅延回路１５にてノイズ成分を軽減された信
号ｂ（同図Ｂ）を得、スイツチ回路１０にて信号
ｇ，ｂを同時化して取出す。
実施例
第１図は本発明回路の一実施例のブロツク系統
図を示す。同図において、端子１３に入来した色
差信号（Ｂ−Ｙ）及び（Ｒ−Ｙ）（第５図示の低
域フイルタ７の出力で、色差信号（Ｂ−Ｙ）を第
２図Ａに示す）は後述の加算器１４を介して1H
遅延回路１５，１６に順次供給され、1H遅延回
路１６から信号ｃ（同図Ｃ）が取出され、信号ｃ
は減算器１７に供給されて色差信号（Ｂ−Ｙ）か
ら減算れる。色差信号は本来強い垂直相関性を有
し、かつ、線順次信号の繰返しは2Hであるので、
減算器１７に供給された２つの色差信号は垂直相
関性が強く、これにより、減算器１７からは非相
関性のノイズの反転成分及び色差信号の非相関成
分（垂直エツジ）からなる信号ｄ（同図Ｄ）が取
出される。
図を示す。同図において、端子１３に入来した色
差信号（Ｂ−Ｙ）及び（Ｒ−Ｙ）（第５図示の低
域フイルタ７の出力で、色差信号（Ｂ−Ｙ）を第
２図Ａに示す）は後述の加算器１４を介して1H
遅延回路１５，１６に順次供給され、1H遅延回
路１６から信号ｃ（同図Ｃ）が取出され、信号ｃ
は減算器１７に供給されて色差信号（Ｂ−Ｙ）か
ら減算れる。色差信号は本来強い垂直相関性を有
し、かつ、線順次信号の繰返しは2Hであるので、
減算器１７に供給された２つの色差信号は垂直相
関性が強く、これにより、減算器１７からは非相
関性のノイズの反転成分及び色差信号の非相関成
分（垂直エツジ）からなる信号ｄ（同図Ｄ）が取
出される。
信号ｄは例えば第３図Ａに示す入力−出力特性
を持つノンリニアアンプ１８に供給され、これに
より、色差信号の非相関成分が抑圧されて信号ｅ
（第２Ｅ）とされる。これを実質上ノイズの逆相
成分とみなす。このノイズ成分ｅは加算器１４に
て色差信号（Ｂ−Ｙ）に加算され、これにより、
加算器１４からはノイズ成分ｅを低減された色差
信号（Ｂ−Ｙ）′（同図Ｇ）が取出され、スイツ
チ回路１０に供給される。又、1H遅延回路１５
からは、上記色差信号（Ｂ−Ｙ）′と同様にノイ
ズ成分を低減された色差信号（Ｒ−Ｙ）′が取出
され、スイツチ回路１０に供給される。
を持つノンリニアアンプ１８に供給され、これに
より、色差信号の非相関成分が抑圧されて信号ｅ
（第２Ｅ）とされる。これを実質上ノイズの逆相
成分とみなす。このノイズ成分ｅは加算器１４に
て色差信号（Ｂ−Ｙ）に加算され、これにより、
加算器１４からはノイズ成分ｅを低減された色差
信号（Ｂ−Ｙ）′（同図Ｇ）が取出され、スイツ
チ回路１０に供給される。又、1H遅延回路１５
からは、上記色差信号（Ｂ−Ｙ）′と同様にノイ
ズ成分を低減された色差信号（Ｒ−Ｙ）′が取出
され、スイツチ回路１０に供給される。
スイツチ回路１０では従来回路と同様にライン
切換信号によりライン毎にスイツチングが行なわ
れ、色差信号（Ｂ−Ｙ）′，（Ｒ−Ｙ）′が同時化
されて端子１９1，１９2より取出される。スイツ
チ回路１０の入力は上記信号の組合せのみでな
く、遅延回路１５，１６の出力でもよい。
切換信号によりライン毎にスイツチングが行なわ
れ、色差信号（Ｂ−Ｙ）′，（Ｒ−Ｙ）′が同時化
されて端子１９1，１９2より取出される。スイツ
チ回路１０の入力は上記信号の組合せのみでな
く、遅延回路１５，１６の出力でもよい。
なお、ノンリニアアンプ１８の入力−出力特性
は第３図Ｂに示すものでもよく、この場合、ノン
リニアアンプの出力であるノイズ成分は第２図Ｆ
に示す如くであり、上記実施例のものと略同様に
ノイズ成分を低減された色差信号を得ることがで
きる。
は第３図Ｂに示すものでもよく、この場合、ノン
リニアアンプの出力であるノイズ成分は第２図Ｆ
に示す如くであり、上記実施例のものと略同様に
ノイズ成分を低減された色差信号を得ることがで
きる。
又、端子１３に入来する時分割多重信号が2H
毎に反転する信号であれば、第１図中減算器１７
の代りに加算器を用いて、時分割多重信号を1H
遅延回路１６の出力信号ｃと加算すれば良い。
毎に反転する信号であれば、第１図中減算器１７
の代りに加算器を用いて、時分割多重信号を1H
遅延回路１６の出力信号ｃと加算すれば良い。
ところで、第１図に示す端子１３に同時化信号
が入来し、1H遅延回路１５の出力から信号を取
出さず、加算器１４の出力又は遅延回路１６の出
力から信号を取出す構成の回路はいわゆる巡回形
ノイズリデユーサである。第３図Ａ，Ｂに示す入
力−出力特性の原点付近の傾斜をＫとし、1H遅
延に対応する単位遅延演算子をZ-1とすれば、入
力信号に2H周期の垂直相関がある場合の伝達関
数Ｈ（Ｚ）は、 Ｈ（Ｚ）＝（１−Ｋ）／（１−KZ-2） ＝（１−Ｋ）／（１−KZ-2＋k2Z-4 ＋…＋KoZ-2n＋…） (3) となる。信号は振幅平均，ランダム雑音は電力和
の平方根となるので、信号の伝達関数Hs（Ｋ）、
雑音の伝達関数Ho（Ｋ）は、 Hs（Ｋ）＝（１−Ｋ）（１＋Ｋ＋K2＋K3 ＋…＋Kn＋…）＝１ Hs（Ｋ）＝｛（１−Ｋ）（１＋K2＋K4＋K6 ＋…＋K2n＋…）｝1/2 ＝√（１−Ｋ）／（１＋Ｋ） とになる。
が入来し、1H遅延回路１５の出力から信号を取
出さず、加算器１４の出力又は遅延回路１６の出
力から信号を取出す構成の回路はいわゆる巡回形
ノイズリデユーサである。第３図Ａ，Ｂに示す入
力−出力特性の原点付近の傾斜をＫとし、1H遅
延に対応する単位遅延演算子をZ-1とすれば、入
力信号に2H周期の垂直相関がある場合の伝達関
数Ｈ（Ｚ）は、 Ｈ（Ｚ）＝（１−Ｋ）／（１−KZ-2） ＝（１−Ｋ）／（１−KZ-2＋k2Z-4 ＋…＋KoZ-2n＋…） (3) となる。信号は振幅平均，ランダム雑音は電力和
の平方根となるので、信号の伝達関数Hs（Ｋ）、
雑音の伝達関数Ho（Ｋ）は、 Hs（Ｋ）＝（１−Ｋ）（１＋Ｋ＋K2＋K3 ＋…＋Kn＋…）＝１ Hs（Ｋ）＝｛（１−Ｋ）（１＋K2＋K4＋K6 ＋…＋K2n＋…）｝1/2 ＝√（１−Ｋ）／（１＋Ｋ） とになる。
従つて、垂直相関のある信号に対しては、Ｋを
１に近ずけることによつて雑音を低減し得、一
方、垂直相関のない信号に対しては、Ｋを小にす
ることにより前記(3)式中KZ-2以下の項を無視し
得、垂直方向の画像のぼけを少なくし得る。
１に近ずけることによつて雑音を低減し得、一
方、垂直相関のない信号に対しては、Ｋを小にす
ることにより前記(3)式中KZ-2以下の項を無視し
得、垂直方向の画像のぼけを少なくし得る。
第４図は本発明回路の他の実施例のブロツク系
統図を示し、同図中、第１図と同一構成部分には
同一番号を付してその説明を省略する。端子１３
に入来した色差信号は可変利得アンプ２０にて利
得（１−Ｋ）を乗ぜられ、この出力は可変利得ア
ンプ２２にて利得Ｋを乗ぜられた1H遅延回路１
６の出力と加算器２１にて加算されて1H遅延回
路１５，スイツチ回路１０に供給される。
統図を示し、同図中、第１図と同一構成部分には
同一番号を付してその説明を省略する。端子１３
に入来した色差信号は可変利得アンプ２０にて利
得（１−Ｋ）を乗ぜられ、この出力は可変利得ア
ンプ２２にて利得Ｋを乗ぜられた1H遅延回路１
６の出力と加算器２１にて加算されて1H遅延回
路１５，スイツチ回路１０に供給される。
この場合、1H遅延回路１６の出力及び端子１
３に入来した信号は減算器２３にて減算され、第
３図Ｃの入力−出力特性を有する絶対値回路２４
からは差に応じた制御信号c1，c2が取出されて可
変利得アンプ２０，２２のＫの値を可変する。減
算器２３にて得られた信号の値が閾値を越えた
時、Ｋが小となるように制御される。
３に入来した信号は減算器２３にて減算され、第
３図Ｃの入力−出力特性を有する絶対値回路２４
からは差に応じた制御信号c1，c2が取出されて可
変利得アンプ２０，２２のＫの値を可変する。減
算器２３にて得られた信号の値が閾値を越えた
時、Ｋが小となるように制御される。
その他の動作は第１図示の回路と同様であるの
で、その説明を省略する。
で、その説明を省略する。
発明の効果
本発明回路によれば、線順次信号をSN比高く
同時化して取出し得る等の特長を有する。
同時化して取出し得る等の特長を有する。
第１図及び第２図は夫々本発明回路の一実施例
のブロツク系統図及びその信号波形図、第３図は
本発明回路に用いるノンリニアアンプ及び絶対値
回路の入力−出力特性図、第４図は本発明回路の
他の実施例のブロツク系統図、第５図は従来回路
の一例のブロツク系統図、第６図は補色形色フイ
ルタ及び原色形色フイルタの概略図である。 １０……スイツチ回路、１３……色差信号入力
端子、１４……加算器、１５，１６……1H遅延
回路、１７……減算器、１８……ノンリニアアン
プ、１９1，１９2……色差信号出力端子。
のブロツク系統図及びその信号波形図、第３図は
本発明回路に用いるノンリニアアンプ及び絶対値
回路の入力−出力特性図、第４図は本発明回路の
他の実施例のブロツク系統図、第５図は従来回路
の一例のブロツク系統図、第６図は補色形色フイ
ルタ及び原色形色フイルタの概略図である。 １０……スイツチ回路、１３……色差信号入力
端子、１４……加算器、１５，１６……1H遅延
回路、１７……減算器、１８……ノンリニアアン
プ、１９1，１９2……色差信号出力端子。
Claims (1)
- １ テレビジヨン信号の１ライン又は複数ライン
毎の繰返し周期を以て時分割多重され、該繰返し
周期毎に相関を有する時分割多重信号を同時化し
て取出すテレビジヨン信号の同時化回路におい
て、上記時分割多重信号を構成する一の信号の期
間に相当する遅延量を持つ遅延素子を上記時分割
多重信号の数縦続接続した回路と、上記時分割多
重信号と該縦続接続された遅延素子の後段の出力
とを減算又は加算する演算回路と、該演算回路の
出力をノンリニアに変化せしめるノンリニア回路
と、該縦続接続された遅延素子の各入力を上記繰
返し周期毎の切換信号にて同時化して取出す回路
とを具備し、上記時分割多重信号と上記ノンリニ
ア回路の出力とを混合した後上記縦続接続された
遅延素子に入力することを特徴とするテレビジヨ
ン出力の同時化回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60194289A JPS6258793A (ja) | 1985-09-03 | 1985-09-03 | テレビジヨン信号の同時化回路 |
| US06/900,707 US4748499A (en) | 1985-09-03 | 1986-08-27 | Demultiplexing and noise reduction circuit for time division multiplexed signal |
| DE198686306776T DE213955T1 (de) | 1985-09-03 | 1986-09-02 | Schaltung zur gleichzeitigen herstellung paralleler signale aus einem zeitmultiplexierten signal. |
| EP86306776A EP0213955B1 (en) | 1985-09-03 | 1986-09-02 | Circuit for simultaneously obtaining in parallel signals constituting a time division multiplexed signal |
| DE8686306776T DE3685532T2 (de) | 1985-09-03 | 1986-09-02 | Schaltung zur gleichzeitigen herstellung paralleler signale aus einem zeitmultiplexierten signal. |
Applications Claiming Priority (1)
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