JPH0449844A

JPH0449844A - Ｄｃ―ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH0449844A
Application number: JP15872390A
Authority: JP
Inventors: Osamu Yairo; 八色　修
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1990-06-19
Filing date: 1990-06-19
Publication date: 1992-02-19
Anticipated expiration: 2012-11-26
Also published as: JP2681409B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関する。

特に、そのフライホイール回路の改良に関する。

更に詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバータのフライホイール
回路において、電力損失が発生することがなく、しかも
、フライホイール動作に時間遅れが発生することがない
ようにする改良に関する。

〔従来の技術〕

従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータの１例の概略構成
図を第４図に示す。

第４図参照図において、Ｑは、例えばｐチャンネルエンハンスメン
ト型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であり
、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタである。

スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次側と
の間に直流入力電圧■１が印加され、キャパシタＣの両
端の電圧ＶＯが直流出力電圧ｖ０として出力される。Ｒ
は制御回路であり、直流出力電圧■。と基準電圧■、と
を入力されて、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧
ΔＶを零にするようなデユーティ比ΔＴ／Ｔ　（第２図
参照）を決定し、このデユーティ比ΔＴ／Ｔを実現する
ようにスイッチング手段Ｑをオン・オフ制御する。Ｄ、
はフライホイールダイオードであり、スイッチング手段
Ｑが閉路している期間に、インダクタンスしに蓄積され
たエネルギーを、スイッチング手段Ｑが開路している期
間に、負荷に放出する機能を有する。

上記の構成においては、フライホイールダイオードＤ３
の順方向電圧降下にもとづく電力損失が無視しえないと
云う欠点があるので、第５図に示すＤＣ−ＤＣコンバー
タが開発された。

第５図参照第４図に示す構成と異なるところは、フライホイールダ
イオードＤ、に替えて、例えばｎチャンネルエンハンス
メント型電界効果トランジスタ等のフライホイール用ス
イッチング手段Ｑ４が使用されていることである。そし
て、このフライホイール用スイッチング手段Ｑ４は、制
御回路Ｒの発生する信号を印加されて、スイッチング手
段Ｑと逆の開閉動作をなし、スイッチング手段Ｑが閉路
しているときはフライホイール用スイッチング手段Ｑ、
は開路し、スイッチング手段Ｑが開路しているときはフ
ライホイール用スイッチング手段Ｑ４は閉路してフライ
ホイール動作をなすものである。

〔発明が解決しようとする１ｉｌｆ１）第５図に示す改
良されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、第４図に示
すＤＣ−ＤＣコンバータに不可避なダイオードの順方向
電圧降下の問題は解消されているが、スイッチング手段
Ｑの開路からスイッチング手段Ｑ４の閉路への同期的移
行をスムーズに実行することが容易ではない。この同期
的移行を実現することは回路設計的には不可能ではない
が、スイッチング手段Ｑの蓄積電荷にもとづく動作遅れ
等正確には把握しにくい要素があるため、複雑な回路を
使用しても、なお、２個のスイッチング手段の同期的移
行を完全にスムーズに実行することは容易ではないと云
う欠点が避は難い。

本発明の目的は、この欠点を解消することにあり、フラ
イホイールダイオードに替えて電界効果トランジスタ等
のスイッチング手段よりなるフライホイール回路が使用
されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、主回路用のスイ
ッチング手段の動作とフライホイール回路用のスイッチ
ング手段の動作とがスムーズに同期的に移行するように
改良されているＤＣ−ＤＣコンバータを提供することに
ある。

［課題を解決するための手段〕上記の目的は、スイッチング手段（Ｑ）とインダクタン
ス（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）との直列回路が、直流入力
電源に接続されており、前記のキャパシタ（Ｃ）の両端
の電圧を直流出力電圧（ＶＯ）として出力する主回路を
有し、前記の直流出力電圧（ＶＯ）と基準電圧（ｖ２）
とを入力されて、その偏差電圧（ΔＶ）に応答して前記
のスイッチング手段（Ｑ）のデユーティ比（ΔＴ／Ｔ）
を決定して、このデユーティ比（ΔＴ／Ｔ　）をもって
前記のスイッチング手段（Ｑ）を制御する制御回路（Ｒ
）を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記のイン
ダクタンス（Ｌ）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の
二次側との間に、前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側
に接続される角形磁化特性を有するインダクタンス（Ｓ
Ｒ）とこのインダクタンス（ＳＲ）と接続されるダイオ
ード（Ｄ３）と第２のスイッチング手段（Ｃ２）との並
列回路との直列回路よりなるフライホイール回路（Ｆ）
が設けられており、このフライホイール回路（Ｆ）には
、前記のスイッチング手段（Ｑ）の閉路に応答して、第
２のキャパシタＣＣ１）を充電すると−もに、前記の第
２のスイッチング手段（Ｃ２）の制御電極を前記のキャ
パシタ（Ｃ）の二次側と接続して、前記の第２のスイッ
チング手段（Ｑ３）を開路し、また、前記のスイッチン
グ手段（Ｑ）の開路に応答して、前記のインダクタンス
（ＳＲ）に流れる電流の変化に起因して瞬間的に発生す
る電圧をもって、前記の充電されている第２のキャパシ
タ（Ｃ２）を前記の第２のスイッチング手段（Ｃ２）の
制御電極に接続して、前記の第２のスイッチング手段（
Ｑ３）を閉路する、フライホイール回路起動用回路（Ｋ
）が設けられており、前記のスイッチング手段（Ｑ）の
開路に応答して、前記のフライホイール回路（Ｆ）は、
前記のインダクタンス（Ｌ）の蓄積エネルギーを負荷に
放出するようにされてい・るＤＩ、−ＤＣコンバータに
よって達成される。

さらに、上記いずれの構成においても、フライホイール
回路起動用回路（Ｋ）には、前記のインダクタンス（Ｌ
）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との間に
接続されるダイオード（ＤＩ　）と前記の第２のキャパ
シタ（Ｃ１）との直列回路と、前記の第２のキャパシタ
（Ｃ２）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側と
の間に接続され前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側の
電圧と前記の角形磁化特性を有するインダクタンス（Ｓ
Ｒ）とによって制御され、その一次側は前記の第２のス
イッチング手段（Ｃ２）の制御電極と接続されている第
３のスイッチング手段（Ｑ３）とを有する回路が使用可
能である。

〔作用〕

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、電界効果トラン
ジスタ等のスイッチング手段Ｑ、とダイオードＤｔとの
並列回路と角形磁化特性を有するインダクタンスＳＲ例
えば可飽和リアクトルとの直列回路をもってフライホイ
ール回路Ｆを構成し、これに、インダクタンス（Ｌ）の
一次側とキャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続される
ダイオード（Ｄ１）と前記の第２のキャパシタ（Ｃ２）
との直列回路と、前記の第２のキャパシタ（Ｃ２）の一
次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続さ
れ前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側の電圧と前記の
角形磁化特性を有するインダクタンス（ＳＲ）とによっ
て制御され、その一次側は前記の第２のスイッチング手
段（Ｃ２）の制御電極と接続されている第３のスイッチ
ング手段（Ｑ３）とを有するフライホイール回路起動用
回路Ｋを付加して、主回路のスイッチング手段Ｑが閉路
しているときは、フライホイール回路の第２のスイッチ
ング手段Ｑｔを開路させておくと−もにその期間に第２
のキャパシタＣｔに充電しておき、主回路のスイッチン
グ手段Ｑが開路すると、角形磁化特性を有するインダク
タンスＳＲ例えば可飽和リアクトルに流れはじめる電流
の変化に応答して瞬間的に発生する電圧を利用して、上
記の充電されている第２のキャパシタＣ１を第２のスイ
ッチング手段Ｑ、に接続して、これを閉路させて、フラ
イホイール回路Ｆを動作させ、主回路のスイッチング手
段Ｑが再び閉路すると、第２のスイッチング手段Ｑ、を
開路して、フライホイール回路Ｆの動作を終了させるも
のである。

〔実施例〕

以下、図面を参照して、本発明の二つの実施例に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータについて説明する。

芽」」舛図は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タの概略ブロック図である。

図において、Ｑは、例えばＰチャンネルエンハンスメン
ト型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であり
、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタである。

スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次側と
の間に直流入力電圧Ｖ１が印加され、キャパシタＣの両
端の電圧■。

が直流出力電圧Ｖ０として出力される。Ｒは制御回路で
あり、直流出力電圧ｖ０と基準電圧ｖｌとを入力されて
、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧ΔＶを零にす
るようなデユーティ比ΔＴ／Ｔ（第２図参照）を決定し
、このデユーティ比ΔＴ／Ｔを実現するようにスイッチ
ング手段Ｑをオン・オフ制御する。前記インダクタンス
Ｌの一次側に接続される角形磁化特性を有するインダク
タンスＳＲとこのインダクタンスＳＲと接続されるダイ
オードＤｔと第２のスイッチング手段Ｑ。

との並列回路との直列回路をもって構成されるフライホ
イール回路Ｆと、前記のインダクタンスＬの一次側と前
記キャパシタＣの二次側との間に接続されるダイオード
Ｄ、と前記の第２のキャパシタＣｔ　との直列回路と、
前記の第２のキャパシタＣ２の一次側と前記のキャパシ
タＣの二次側との間に接続され前記のインダクタンスＬ
の一次側の電圧と前記の角形磁化特性を有するインダク
タンスＳＲとによって制御され、その一次側は前記第２
のスイッチング手段Ｑ、の制御電極と接続されている第
３のスイッチング手段Ｑ、とを有するフライホイール回
路起動用回路にとが本発明の要旨に係る構成要素である
。

第２図参照以下、第２図に示すタイムチャートを参照して、第１図
に概略ブロック図を示す本発明の第１の実施例に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作を説明する。

王回路のスイッチング手段Ｑ（本例においては、ｐチャ
ンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタ）が閉
路すると、直流入力電圧Ｖ、はインダクタンスＬを介し
てキャパシタＣと負荷に印加され、キャパシタＣを充電
すると−もに、直流出力電圧Ｖ。を負荷に与える。直流
出力電圧Ｖ。は制御回路Ｒにも印加されているから、こ
−で、基準電圧Ｖ、と比較され、その偏差電圧ΔＶに対
応してデユーティ比ΔＴ／Ｔを決定し、主回路のスイッ
チング手段Ｑが、ΔＴ期間は閉路しくＴ−ΔＴ）期間は
開路するように制御されて、基準電圧■、と一致した直
流出力電圧■。が負荷に供給される。

王回路のスイッチング手段Ｑが閉路している期間には、
ｎｐｎ　）ランリスタＱ、のベースに正電圧が印加され
てこれが閉路しているので、フライホイール回路Ｆを構
成する第２のスイッチング手段Ｑ、（本例においては、
ｎチャンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタ
）は開路しており、フライホイール回路ＦにはｔｆＬは
流れない。

しかし、この期間に、第２のキャパシタＣ７には充電が
なされる。

次に、八Ｔの期間が経過して制御回路Ｒが動作して、主
回路のスイッチング手段Ｑが開路すると、キャパシタＣ
に蓄えられていた電荷とインダクタンスＬに磁気的に蓄
えられていたエネルギーとが放出されて、直流出力は引
き続き供給される。

このとき、インダクタンスＬの一次側（図にＡをもって
示す点）の電位が低下するので、ダイオードＤ、と角形
磁化特性を有するインダクタンスＳＲ（本例においては
可飽和リアクトル）とを介して電流が流れ始めるが、角
形磁化特性を有するインダクタンスＳＲは瞬間的に大き
なインダクタンスとして機能して逆方向電圧を発生する
から、Ａ点の電位は瞬間的に負電位となる。そのため、
ｎｐｎ　）ランリスタＱ３は開路し、すでに充電されて
いた第２のキャパシタＣ２の正電位が第２のスイッチン
グ手段Ｑ、のゲートに印加されて、第２のスイッチング
手段Ｑ２は閉路し、フライホイール回路Ｆが導通状態と
なり、インダクタンスＬ中に蓄えられていたエネルギー
はこのフライホイール回路Ｆを介して放出される。そし
て、この状態は、ｎｐｎ　）ランリスタＱ３が閉路する
まで持続される。

一方、角形磁化特性を有するインダクタンスＳＲは、僅
少の電流の流入をもって飽和し、その後はインダクタン
スとして機能しないので、フライホイール回路Ｆ中に多
大な電力損失が発生することはない。

なお、スイッチング手段Ｑが開路している期間に、万一
、第２のスイッチング手段Ｑ、が開路するようなことが
あっても、フライホイール回路ＦはダイオードＤ８を介
して導通状態に保持されるので、信転性が高い。

また、抵抗Ｒ，・Ｒ２・Ｒｓはいづれも電流制限用抵抗
であり、回路動作に対して重大な意義は有しない、一方
、ダイオードＤ４は単なる保護手段であり、これも、回
路動作に重大な影響を及ぼさない。

Ｔの期間が完了して、スイッチング手段Ｑが再び閉路す
ると、当初の状態に復帰するが、この時、第２のスイッ
チング手段Ｑ２は、まだ閉路状態にある。しかし、角形
磁化特性を有するインダクタンスＳＲは、電流の流れる
方向が逆転する際には大きなインダクタンス値をしめず
ため、角形磁化特性を有するインダクタンスＳＲの両端
に電圧が発生し、Ａ点の電位が上昇する。そして、その
時にｎｐｎ　）ランリスタＱ３のベースに正電圧が印加
され、ｎｐｎ）ランリスタＱ、が閉路することによって
、第２のスイッチング手段Ｑ、が開路することになる。

したがって、ｎｐｎ　トランジスタＱ、が閉路し、第２
のスイッチング手段Ｑ、が開路するまでに、僅かな時間
遅れが生じるが、その期間、第２のスイッチング手段Ｑ
オには、角形磁化特性を有するインダクタンスＳＲの大
きなインダクタンス値によって制限された僅かな電流し
か流れないため、現実には、何の不利益もともなわない
。

第１図に示す回路構成のＤＣ−ＤＣコンバータは、以上
に説明したように、スイッチング手段Ｑの開閉路に自動
的に追従して、フライホイール回路Ｆが不導通状態・導
通状態相互間に移行し、フライホイール回路Ｆに順方向
損失もともなわず、スイッチング手段Ｑの開閉に迅速に
追従してフライホイール動作をなすことができる。

」」し圓第３図参照本例と第１例との相違は、スイッチング手段Ｑが閉路し
ている期間閉路して、フライホイール回路Ｆを構成する
第２のスイッチング手段Ｑ、のゲート電位を負電位に保
持して、この第２のスイッチング手段Ｑ、を開路させて
おき、スイッチング手段Ｑが開路している期間開路して
第２のキャパシタＣ８の電位をフライホイール回路Ｆを
構成する第２のスイッチング手段Ｑｔのゲートに与えて
、これを閉路するスイッチング手段Ｑ３として、ｎチャ
ンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタが使用
されており、これに関連して、いくらかのマイナーチェ
ンジが施されているのみであり、基本的動作は全く同一
である。

〔発明の効果〕

以上説明したとおり、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タは、スイッチング手段とインダクタンスとキャパシタ
との直列回路が、直流入力電源に接続されており、前記
のキャパシタの両端の電圧を直流出力電圧として出力す
る主回路を有し、前記の直流出力電圧と基準電圧とを入
力されて、その偏差電圧に応答して前記のスイッチング
手段のデユーティ比を決定して、このデユーティ比をも
って前記のスイッチング手段を制御する制御回路を有す
るＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記のインダクタン
スの一次側と前記のキャパシタの二次側との間に、前記
のインダクタンスの一次側に接続される角形磁化特性を
有するインダクタンス例えば可飽和リアクトルとこのイ
ンダクタンス例えば可飽和リアクトルと接続されるダイ
オードと第２のスイッチング手段との並列回路との直列
回路よりなるフライホイール回路が設けられており、こ
のフライホイール回路には、前記のスイッチング手段の
閉路に応答して、第２のキャパシタを充電すると＼もに
、前記の第２のスイッチング手段を開路し、また、前記
のスイッチング手段の開路に応答して、前記の角形磁化
特性を有するインダクタンス例えば可飽和リアクトルに
流れる電流の変化に起因して瞬間的に発注する電圧をも
って、前記の充電されている第２のキャパシタを使用し
て、前記の第２のスイッチング手段を閉路する、フライ
ホイール回路起動用回路が設けられており、前記のスイ
ッチング手段の開路に応答して、前記のフライホイール
回路は、前記のインダクタンスの蓄積エネルギーを負荷
に放出するようにされているので、フライホイールダイ
オードの順方向電圧鋒下の問題が解消されていることは
云うに及ばず、さらに、主回路用のスイッチング手段の
動作とフライホイール回路用のスイッチング手段の動作
とがスムーズに同期的に移行するように改良されている
。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ−ＤＣコン
バータの概略ブロック図である。第２図は、本発明の第１の実施例に係るＤＣ−ＤＣコン
バータの動作を説明するためのタイムチャートである。第３図は、本発明の第２の実施例に係るＤＣ−ＤＣコン
バータの概略ブロック図である。第４図は、従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータの概略
ブロック図である。第５図は、従来技術に係る改良されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの概略ブロック図である。Ｑ・　・Ｌ　・　・Ｃ・　・ ■１　・ ■ｏ　・Ｒ・　・ ■１　・ ΔＶ　・Ｔ　・　・ ΔＴ　・Ｆ　・　・ＳＲ・主回路のスイッチング手段、主回路のインダクタンス、主回路のキャパシタ、・主回路の直流入力電圧、・主回路の直流出力電圧、主回路の定電圧制御装置、・主回路の基準電圧、・主回路の偏差電圧、主回路のチョッパー制御ｍ期、・主回路の導通期間、フライホイール回路、・フライホイール回路の角形磁化特性を有するインダク
タンス（可飽和リアクトル）、Ｑ、・・・フライホイール回路の第２のスイッチング手
段、Ｄ！　・・・フライホイール回路のダイオード、Ｋ・・
・フライホイール回路起動用回路、Ｃｔ　　・・・フラ
イホイール回路起動用回路の第２のキャパシタ、Ｄ、　　・・・フライホイール回路起動用回路のダイオ
ード、Ｑ３　・・・フライホイール回路起動用回路の第３のス
イッチング手段、Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，・・・フライホイール回路起動用回路
の電流制限抵抗、Ｄ４　・・・フライホイール回路起動用回路の保護用ダ
イオード、Ａ・・・主回路のインダクタンスＬの一次側の点、Ｄ、
・・・従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータのフライホ
イールダイオード、Ｑ４　・・・従来技術に係るＤＣ−ＤＣコンバータのフ
ライホイール回路用ｎチャンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタ。

Claims

【特許請求の範囲】［１］スイッチング手段（Ｑ）とインダクタンス（Ｌ）
とキャパシタ（Ｃ）との直列回路が、直流入力電源に接
続されてなり、前記キャパシタ（Ｃ）の両端の電圧を直
流出力電圧（Ｖ＿Ｏ）として出力する主回路を有し、前
記直流出力電圧（Ｖ＿Ｏ）と基準電圧（Ｖ＿Ｒ）とを入
力されて、その偏差電圧（ΔＶ）に応答して前記スイッ
チング手段（Ｑ）のデューティ比（ΔＴ／Ｔ）を決定し
て該デューティ比（ΔＴ／Ｔ）をもって前記スイッチン
グ手段（Ｑ）を制御する制御回路（Ｒ）を有するＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記インダクタンス（Ｌ）の一次側と前記キャパシタ（
Ｃ）の二次側との間には、前記インダクタンス（Ｌ）の
一次側に接続される角形磁化特性を有するインダクタン
ス（ＳＲ）と該インダクタンス（ＳＲ）と接続されるダ
イオード（Ｄ＿２）と第２のスイッチング手段（Ｑ＿２
）との並列回路との直列回路よりなるフライホィール回
路（Ｆ）が設けられ、該フライホィール回路（Ｆ）には
、前記スイッチング手段（Ｑ）の閉路に応答して、第２
のキャパシタ（Ｃ＿２）を充電するとゝもに、前記第２
のスイッチング手段（Ｑ＿２）の制御電極を前記キャパ
シタ（Ｃ）の二次側と接続して、前記第２のスイッチン
グ手段（Ｑ＿２）を開路し、また、前記スイッチング手
段（Ｑ）の開路に応答して、前記インダクタンス（ＳＲ
）に流れる電流の変化に起因して瞬間的に発生する電圧
をもって、前記充電されている第２のキャパシタ（Ｃ＿
２）を前記第２のスイッチング手段（Ｑ＿２）の制御電
極に接続して、前記第２のスイッチング手段（Ｑ＿２）
を閉路する、フライホィール回路起動用回路（Ｋ）が設
けられてなり、前記スイッチング手段（Ｑ）の開路に応答して、前記フ
ライホィール回路（Ｆ）は、前記インダクタンス（Ｌ）
の蓄積エネルギーを負荷に放出することを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。［２］前記角形磁化特性を有するインダクタンス（ＳＲ
）は可飽和リアクトルであることを特徴とする請求項［
１］記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。［３］前記フライホィール回路起動用回路（Ｋ）は、前
記インダクタンス（Ｌ）の一次側と前記キャパシタ（Ｃ
）の二次側との間に接続されるダイオード（Ｄ＿１）と
前記第２のキャパシタ（Ｃ＿２）との直列回路と、前記
第２のキャパシタ（Ｃ＿２）の一次側と前記キャパシタ
（Ｃ）の二次側との間に接続され前記インダクタンス（
Ｌ）の一次側の電圧と前記角形磁化特性を有するインダ
クタンス（ＳＲ）とによって制御され、その一次側は前
記第２のスイッチング手段（Ｑ＿２）の制御電極と接続
されてなる第３のスイッチング手段（Ｑ＿３）とを有す
ることを特徴とする請求項［１］または［２］記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。