JPH0452680B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、ステレオ再生装置に係り、特に両
チヤンネルの信号成分を３端子出力でかつ規定電
源電圧に対して可及的に出力振幅を大きくして取
り出すことができ、例えばステレオヘツドホン等
に使用して好適するものに関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

周知のように、例えばステレオヘツドホン等の
ように３端子入力を有している装置に、ステレオ
の両チヤンネル信号成分をそれぞれ増幅して供給
するステレオ再生手段としては、従来より第１図
に示すものがある。すなわち、これは、３つの入
力端子１１乃至１３のうち、接地端に接続された
入力端子１２を共通にして、該入力端子１２と他
の２つの入力端子１１，１３との間にステレオの
例えばＬ及びＲチヤンネルの信号成分をそれぞれ
供給する。そして、上記Ｌ及びＲチヤンネルの信
号成分を増幅回路１４，１５でそれぞれ増幅し、
３つの出力端子１６乃至１８のうち、接地端に接
続された出力端子１７を共通にして、該出力端子
１７と他の２つの出力端子１６，１８との間から
上記Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分をそれぞれ取
り出して、図示しないステレオヘツドホン等に供
給するようにしたものである。

ところで、このような従来のステレオ再生手段
では、例えば増幅回路１４，１５の電源電圧の絶
対値をV_ccとすると、Ｌ及びＲチヤンネルの信号
成分の出力電圧は、第２図に示すように、接地電
位（０電位）を基準にしてピークで±V_cc（実際に
は無効分があるので±V_ccより若干０に近い）ま
でしかとることができないものである。つまり、
上記Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分の出力電圧の
無歪及び最大範囲は、Ｌ及びＲチヤンネルの信号
成分が互いに同相であるか逆相であるかを問わ
ず、第３図に示すようになる。このため、Ｌ及び
Ｒチヤンネルの信号成分の出力電圧を高めるため
には、電源電圧を高くする必要があるものであ
る。一方、このようなヘツドホンを用いる機器
は、電池使用のポータブルタイプが多いため、上
記電源電圧を高くすることができないという恨み
があり、結局大出力が得られないという問題があ
る。

また、第４図に示すように、入力端子１２と出
力端子１７との間に、増幅回路１９を介在させる
ようにした構成も考えられるが、このようにして
も入力端子１２と出力端子１７とは電位的に接地
電位と同電位であるため、やはり大出力を得るこ
とができないものである。

さらに、第５図乃至第７図に示すように、入力
端子１２と入力端子１１，１３との間にそれぞれ
供給されるＬ及びＲチヤンネルの信号成分に、Ｒ
及びＬチヤンネルの信号成分を各抵抗によつて規
定された所定の比率でそれぞれ混合し、該混合信
号を増幅回路２０，２１でそれぞれ増幅して出力
端子１７と出力端子１６，１８との間から出力す
るようにすることにより、出力端子１７と出力端
子１６，１８から得られる各出力信号をそれぞれ
図示しない２つのスピーカで再生した場合、両ス
ピーカの実際の間隔よりも広い間隔をもつて音が
放出されるように聞こえる如くした、いわゆるス
テレオワイド効果をもたせるようにしたものがあ
る。そして、このような構成によるステレオ再生
手段においても、出力端子１７が共通であるた
め、結局上記と同様な問題を有しているものであ
る。

そこで、従来より、低い電源電圧でＬ及びＲチ
ヤンネルの信号成分の出力電圧振幅を大きくする
ために、第８図に示すような、BTL
（balancedtransfomerless）回路が考えられてい
る。すなわち、これは、入力端子１１，１２間に
供給されたＬチヤンネルの信号成分を増幅回路２
２を介して出力端子２３から出力するとともに、
位相反転回路２４及び増幅回路２５を介して出力
端子２６から出力するようにし、また、入力端子
１３，１２間に供給されたＲチヤンネルの信号成
分を増幅回路２７を介して出力端子２８から出力
するとともに、位相反転回路２９及び増幅回路３
０を介して出力端子３１から出力するようにした
ものである。

このようなBTL回路によれば、例えばＬチヤ
ンネルの信号成分の出力について考えると、第９
図に示すように、出力端子２３，２６からそれぞ
れ出力される電圧波形Ａ、Ｂは完全に逆相である
ため、増幅回路２２，２５の電源電圧の絶対値を
V_ccとすると、Ｌチヤンネルの信号成分の出力電
圧つまり出力端子２３，２６間の電位差は、ピー
クで2V_ccとなり、第１図に示したものに比して理
論的に２倍とることができるものである。また、
Ｒチヤンネルの信号成分の出力電圧についても同
様にピークで2V_ccとることができる。すなわち、
上記Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分の出力電圧の
無歪及び最大範囲は、Ｌ及びＲチヤンネルの信号
成分が互いに同相であるか逆相であるかを問わ
ず、第１０図に示すようになる。

しかしながら、上記のようなBTL回路構成を
用いたステレオ再生手段では、４つの出力端子２
３，２６，２８，３１が必要であり、３端子入力
のステレオヘツド等には使用できないという問題
がある。

〔発明の目的〕

この発明は上記事情を考慮してなされたもの
で、例えば２チヤンネルステレオの各信号成分を
３端子出力でかつクロストーク特性を損なうこと
なく規定電源電圧に対して出力振幅を可及的に大
きくして取り出すことができ、特に３端子入力の
ステレオヘツドホン等に使用して好適する極めて
良好なステレオ再生装置を提供することを目的と
する。

〔発明の概要〕

すなわち、この発明は、第１及び第２の入力端
と基準電位が印加される第３の入力端とを備え、
前記第１及び第３の入力端間に供給される一方チ
ヤンネルの信号成分を定数(a)倍し前記第２及び第
３の入力端間に供給される他方チヤンネルの信号
成分を定数(b)倍する第１の増幅手段と、前記一方
チヤンネルの信号成分を定数(c)倍し前記他方チヤ
ンネルの信号成分を定数(d)倍する第２の増幅手段
と、前記一方チヤンネルの信号成分を定数(e)倍し
前記他方チヤンネルの信号成分を定数(f)倍する第
３の増幅手段と前記第１乃至第３の増幅手段のう
ちの１つの増幅手段の出力端を共通にして該出力
端と他の２つの増幅手段の各出力端との間からそ
れぞれ前記両チヤンネルの各信号成分自体または
それらに応じた出力信号を得る第１および第２の
出力手段と、前記第１および第２の出力手段の各
両端の電位差を検出して前記第１および第２の入
力端側に帰還する第１および第２の帰還手段とを
具備し、前記共通に使用される出力端を有する前
記増幅手段の定数を共に０でないようにしてなる
ことを特徴とするものである。

〔発明の実施例〕

先ず、この発明の基本例について第１１乃至第
２５図を参照して説明する。すなわち、第１１図
において、４１乃至４３は入力端子で、そのうち
入力端子４２は接地されている。そして、上記入
力端子４１，４２間にＬチヤンネルの信号成分が
供給され、上記入力端子４３，４２間にＲチヤン
ネルの信号成分が供給されるものである。

ここで、上記入力端子４１は、ステレオ再生装
置本体４４を構成する第１乃至第３の増幅回路４
５乃至４７の各入力一端にそれぞれ接続されてい
る。また、上記入力端子４３は、第１乃至第３の
増幅回路４５乃至４７の各入力他端にそれぞれ接
続されている。そして、上記第１の増幅回路４５
は、Ｌチヤンネルの信号成分を定数(a)倍し、Ｒチ
ヤンネルの信号成分を定数(b)倍して、両者を加算
した信号を出力端子４８に出力するように、マト
リクスが構成されている。また、上記第２の増幅
回路４６は、Ｌチヤンネルの信号成分を定数(c)倍
し、Ｒチヤンネルの信号成分を定数(d)倍して、両
者を加算した信号を出力端子４９に出力するよう
に、マトリクスが構成されている。さらに、上記
第３の増幅回路４７は、Ｌチヤンネルの信号成分
を定数(e)倍し、Ｒチヤンネルの信号成分を定数(f)
倍して、両者を加算した信号を出力端子５０に出
力するように、マトリクスが構成されている。

このため、各出力端子４８乃至５０から出力さ
れる電圧をそれぞれV₁乃至V₃とすると、このV₁
乃至V₃は、 V₁＝aL＋bR V₂＝cL＋dR V₃＝eL＋fR と表わすことができる。そして、出力端子４８，
４９間の電位差V_1-2は、 V_1-2＝V₁−V₂＝aL＋bR−（cL＋dR） ＝（ａ−ｃ）Ｌ＋（ｂ−ｄ）Ｒ となり、出力端子５０，４９間の電位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂＝eL＋fR−（cL＋dR） ＝（ｅ−ｃ）Ｌ＋（ｆ−ｄ）Ｒ となる。そこで、今、出力端子４８，４９間から
Ｌチヤンネルの信号成分を取り出し、出力端子５
０，４９間からＲチヤンネルの信号成分を取り出
したいとすると、 ａ−ｃ≠０、ｂ−ｄ＝０ ｅ−ｃ＝０、ｆ−ｄ≠０ となるように各定数ａ乃至ｆを設定すればよいも
のである。例えば、 ａ＝3/4、ｂ＝−1/4、ｃ＝−1/4 ｄ＝−1/4、ｅ＝−1/4、ｆ＝3/4 とすると、出力端子４８，４９間の電位差V_1-2
は、 V_1-2＝V₁−V₂＝ ３／４Ｌ−１／４Ｒ−（−１／４Ｌ−１／４Ｒ）＝Ｌ となり、出力端子５０，４９間の電位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂＝ −１／４Ｌ＋３／４Ｒ−（−１／４Ｌ−１／４Ｒ）＝
Ｒ となつて、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分がそれ
ぞれ取り出されるものである。

この場合、出力端子４８，４９間及び出力端子
５０，４９間からそれぞれ得られるＬ及びＲチヤ
ンネルの信号成分は、第１２図に示すように、各
出力端子４８乃至５０からそれぞれ出力される電
圧波形Ｃ乃至Ｅのうち波形ＣとＤとの差分及び波
形ＥとＤの差分になるため、第１乃至第３の増幅
回路４５乃至４７の電源電圧の絶対値をV_ccとす
ると、先に述べたBTL回路と同様にピークで
2V_ccまでとることができるものである。

したがつて、第１乃至第３の増幅回路４５乃至
４７の各定数ａ乃至ｆの値を適宜選定することに
より、３つの出力端子４８乃至５０であつて、な
おかつ出力端子４８，４９間及び出力端子５０，
４９間から先に述べたBTL回路のように規定電
源電圧よりも出力電圧を大きくしてＬ及びＲチヤ
ンネルの信号成分を取り出すことができるもので
ある。ただし、この場合、共通に使用される出力
端子４９に接続される第２の増幅回路４６の定数
ｃ、ｄは共に「０」であると、出力端子４９が接
地されたのと等価になり、先に第１図で説明した
ものと同様になるので、この定数ｃ、ｄが共に
「０」になる条件は除くものである。

また、先に述べたように、ｂ−ｄ＝０、ｅ−ｃ
＝０なる条件を除き、出力端子４８，４９間及び
出力端子５０，４９間から出力されるＬ及びＲチ
ヤンネルの信号成分に所定の比率でＲ及びＬチヤ
ンネルの信号成分をそれぞれ含ませるようにすれ
ば、先に説明したステレオワイドの効果を持たせ
ることもできるようになるものである。例えば、 ａ＝3/4、ｂ＝−1/4、ｃ＝−（1/4−1/10） ｄ＝−（1/4−1/10）、ｅ＝−1/4、ｆ＝3/4 とすると、出力端子４８，４９間の電位差V_1-2
は、 V_1-2＝V₁−V₂ ＝３／４Ｌ−１／４Ｒ−｛−（１／４−１／10）Ｌ−
（１／４− １／10）Ｒ｝ ＝３／４Ｌ−１／４Ｒ＋１／４Ｌ−１／10Ｌ＋１／４
Ｒ−１／10Ｒ ＝９／10Ｌ−１／10Ｒ となり、出力端子５０，４９間の電位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂ ＝−１／４Ｌ＋３／４Ｒ−｛−（１／４−１／10）Ｌ
−（１／４− １／10）Ｒ｝ ＝−１／４Ｌ＋３／４Ｒ＋１／４Ｌ−１／10Ｌ＋１／
４Ｒ−１／10 Ｒ＝９／10Ｒ−１／10Ｌ となつて、ステレオワイドの効果が得られるもの
である。

以下、上記ステレオ再生装置本体４４を具体的
な回路素子で構成した例について説明する。

まず、第13において、入力端子４１は、抵抗
R₁，R₂を直列に介して増幅回路５１の反転入力
端一に接続されるとともに、増幅回路５１の非反
転入力端＋に接続されている。そして、この増幅
回路５１の出力端子は、出力端子４８に接続され
るとともに、抵抗R₃を介して該増幅回路５１の
反転入力端−に接続されている。また、入力端子
４２は抵抗R₄，R₅を直列に介して増幅回路５２
の反転入力端−に接続されるとともに、増幅回路
５２の非反転入力端＋に接続されている。そし
て、この増幅回路５２の出力端は、出力端子４９
に接続されるとともに、抵抗R₆を介して該増幅
回路５２の反転入力端−に接続されている。さら
に、入力端子４３は抵抗R₇，R₈を直列に介して
増幅回路５３の反転入力端−に接続されるととも
に、増幅回路５３の非反転入力端＋に接続されて
いる。そして、この増幅回路５３の出力端は、出
力端子５０に接続されるとともに、抵抗R₉を介
して該増幅回路５３の反転入力端−に接続されて
いる。また上記抵抗R₁，R₂の接続点と、抵抗R₄，
R₅の接続点と、抵抗R₇，R₈の接続点とは共通接
続されている。

第１３図に示すような構成において、今、各増
幅回路５１乃至５３をゲインが無限大の理想的な
ものとして考えると、各増幅回路５１乃至５３の
反転入力端−の電位と非反転入力端＋の電位とは
等しいと考えられる。このため、第１３図に示す
回路は共通端子５４からインピーダンス成分をみ
ると、第１４図に示すような等価回路で考えるこ
とができる。そして、入力端子４１，４２間及び
入力端子４３，４２間に、Ｌ及びＲチヤンネルの
信号成分がそれぞれ供給されると、共通端子５４
の出力電圧V₅₄は、 V₅₄＝（R₄R₅）（R₇R₈）／（R₁R₂）＋（R₄R₅
）（R₇R₈）Ｌ ＋（R₁R₂）（R₄R₅）／（R₇R₈）＋（R₁R₂）
（R₄R₅）Ｒ となる。そこで、各増幅回路５１乃至５３の出力
電圧をV₁乃至V₃とすると、 １／R₃（V₁−Ｌ）＝１／R₂（Ｌ−V₅₄） であるから、 V₁＝R₂＋R₃／R₂Ｌ−R₃／R₂V₅₄ V₂＝−R₆／R₅V₅₄ １／R₉（V₃−Ｒ）＝１／R₈（Ｒ−V₅₄） であるから、 V₃＝R₈＋R₉／R₈Ｒ−R₉／R₈V₅₄ となる。このため、出力端子４８，４９の間の電
位差V_1-2は、 V_1-2＝V₁−V₂＝R₂＋R₃／R₂Ｌ＋（R₆／R₅−R₃／R₂）V₅₄ となり、出力端子５０，４９間の電位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂＝R₈＋R₉／R₈Ｒ＋（R₆／R₅−R₉／R₈）V₅₄ となる。ここで、 R₃／R₂＝R₆／R₅＝R₉／R₈ とすると、 V_1-2＝R₂＋R₃／R₂Ｌ V_3-2＝R₈＋R₉／R₈Ｒ となり、出力端子４８，４９間及び出力端子５
０，４９間から、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
がそれぞれ得られるものである。

次に、第１５図において、入力端子４１は、抵
抗R₁₀，R₁₁，R₁₂をそれぞれ介して増幅回路５
１，５２，５３の非反転入力端＋、反転入力端
−、反転入力端−に各々接続されている。また、
入力端子４３は、抵抗R₁₃，R₁₄，R₁₅をそれぞれ
介して増幅回路５１，５２，５３の反転入力端
−、反転入力端−、非反転入力端＋に各々接続さ
れている。さらに、入力端子４２は、増幅回路５
２の非反転入力端＋に接続されるとともに、抵抗
R₁₆，R₁₇をそれぞれ介して増幅回路５１，５３
の非反転入力端＋に各々接続されている。また、
各増幅回路５１乃至５３の出力端と反転入力端−
との間には、抵抗R₁₈，R₁₉，R₂₀が、それぞれ介
挿接続されている。

第１５図に示すような構成において、入力端子
４１，４２間及び入力端子４３，４２間に、Ｌ及
びＲチヤンネルの信号成分がそれぞれ供給される
と、まず、増幅回路５１の非反転入力端＋の電圧
は、 R₁₆／R₁₀＋R₁₆Ｌ であるから、増幅回路５１の出力電圧V₁は、 １／R₁₈（R₁₆／R₁₀＋R₁₆Ｌ−V₁） ＝１／R₁₃（Ｒ−R₁₆／R₁₀＋R₁₆Ｌ） ∴V₁＝R₁₃＋R₁₈／R₁₃ ・R₁₆／R₁₀＋R₁₆Ｌ−R₁₈／R₁₃Ｒ となる。また、増幅回路５２はその非反転入力端
＋が接地されているので、その出力電圧V₂は −V₂／R₁₉＝Ｌ／R₁₁＋Ｒ／R₁₄ ∴V₂＝−R₁₉／R₁₁Ｌ−R₁₉／R₁₄Ｒ となる。さらに、増幅回路５３の非反転入力端＋
の電圧は、 R₁₇／R₁₅＋R₁₇Ｒ であるから、増幅回路５３の出力電圧V₃は、 １／R₂₀（R₁₇／R₁₅＋R₁₇Ｒ−V₃） ＝１／R₁₂（Ｌ−R₁₇／R₁₅＋R₁₇Ｒ） ∴V₃＝R₂₀／R₁₂Ｌ＋R₁₂＋R₂₀／R₁₂ ・R₁₇／R₁₅＋R₁₇Ｒ） となる。ここで、 R₁₀＝R₁₅、R₁₆＝R₁₇ R₁₁＝R₁₄＝R₁₃＝R₁₂、R₁₈＝R₁₉＝R₂₀ とすると、出力端子４８，４９間の電位差V_1-2
は、 V_1-2＝V₁−V₂ ＝（R₁₃＋R₁₈／R₁₃・R₁₆／R₁₀＋R₁₆Ｌ−R₁₈／R₁₃Ｒ） −（R₁₉／R₁₁Ｌ−R₁₉／R₁₄Ｒ） ＝（R₁₁＋R₁₉／R₁₁・R₁₆／R₁₀＋R₁₆＋R₁₉／R₁₁）Ｌ となる。同様にして、出力端子５０，４９間の電
位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂ ＝（R₁₁＋R₁₉／R₁₁・R₁₇／R₁₅＋R₁₇＋R₁₉／R₁₁）Ｒ となり、出力端子４８，４９間及び出力端子５
０，４９間から、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
がそれぞれ得られるものである。

次に、第１６図において、入力端子４１は、
NPN形のトランジスタQ₁乃至Q₃の各ベースにそ
れぞれ接続されている。これらトランジスタQ₁
乃至Q₃の各エミツタは、それぞれ抵抗R₂₁乃至
R₂₃を介して共通接続され、その共通接続点は抵
抗R₂₄を介してNPN形のトランジスタQ₄のエミ
ツタに接続されるとともに、定電流源５５を介し
て接地されている。そして、上記トランジスタ
Q₁乃至Q₄、抵抗R₂₁乃至R₂₄及び定電流源５５よ
りなる回路が差動増幅回路５６を構成するもので
ある。

一方、入力端子４３は、NPN形のトランジス
タQ₅乃至Q₇の各ベースにそれぞれ接続されてい
る。これらトランジスタQ₅乃至Q₇の各エミツタ
は、それぞれ抵抗R₂₅乃至R₂₇を介して共通接続
され、その共通接続点は抵抗R₂₈をしてNPN形の
トランジスタQ₈のエミツタに接続されるととも
に、定電流源５７を介して接地されている。そし
て、上記トランジスタQ₅乃至Q₈、抵抗R₂₅乃至
R₂₈及び定電流源５７よりなる回路が差動増幅回
路５８を構成するものである。

ここで、上記トランジスタQ₄，Q₈の各ベース
は共通接続され、その接続点は入力端子４２に接
続されている。また、トランジスタQ₁，Q₅のコ
レクタは、共に直流電圧＋V_ccが印加された電源
端子５９に接続されている。さらに、上記トラン
ジスタQ₄，Q₇の各コレクタは共通接続され、そ
の接続点は抵抗R₂₉を介して電源端子５９に接続
されるとともに、バツフア回路６０を介して出力
端子４８に接続されている。また、上記トランジ
スタQ₃，Q₆の各コレクタは共通接続され、その
接続点は抵抗R₃₀を介して電源端子５９に接続さ
れるとともに、バツフア回路６１を介して出力端
子４９に接続されている。さらに、上記トランジ
スタQ₂，Q₈の各コレクタは共通接続され、その
接続点は抵抗R₃₁を介して電源端子５９に接続さ
れるとともに、バツフア回路６２を介して出力端
子５０に接続されている。

なお、各差動増幅回路５６，５８がリニア動作
するように、各トランジスタQ₁乃至Q₈のエミツ
タに接続された抵抗R₂₁乃至R₂₈による電位降下
は、 V_T＝kT／ｑ 但し、 ｋ：ボルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 よりも十分に大きいものとし、かつ R₂₄＝R₂₁R₂₂R₂₃ R₂₈＝R₂₅R₂₆R₂₇ とする。

第１６図に示すような構成において、入力端子
４１，４２間及び入力端子４３，４２間に、Ｌ及
びＲチヤンネルの信号成分がそれぞれ供給される
と、バツフア回路６０の出力電圧V₁は、 V₁＝R₂₉（△Ic₄＋△Ic₇）＝R₂₉（Ｌ／R₂₄−Ｒ／R₂₇） となる。但し、△Ic₄、△Ic₇は、トランジスタ
Q₄，Q₇のコレクタ電流の変化分である。また、
バツフア回路６１の出力電圧V₂は、 V₂＝R₃₀（△Ic₃＋△Ic₆） ＝R₃₀（−Ｌ／R₂₃−Ｒ／R₂₆） となる。但し、△Ic₃、△Ic₆は、トランジスタ
Q₃，Q₆のコレクタ電流の変化分である。さらに、
バツフア回路６２の出力電圧V₃は、 V₃＝R₃₁（△Ic₂＋△Ic₈） ＝R₃₁（−Ｌ／R₂₂＋Ｒ／R₂₈） となる。但し、△Ic₂、△Ic₈は、トランジスタ
Q₂，Q₈のコレクタ電流の変化分である。ここで、 R₂₉＝R₃₀＝R₃₁、R₂₄＝R₂₈ R₂₃＝R₂₇＝R₂₂＝R₂₆ とすると、出力端子４８，４９間の電位差V_1-2
は、 V_1-2＝V₁−V₂ ＝V₂₉（Ｌ／R₂₄−Ｒ／R₂₇）−R₃₀（−Ｌ／R₂₃−Ｒ／R
₂₆） ＝R₃₀（１／R₂₄＋１／R₂₃）Ｌ となる。同様にして、出力端子５０，４９間の電
位差V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂＝R₃₀（１／R₂₄＋１／R₂₃）Ｒ となり、出力端子４８，４９間及び出力端子５
０，４９間から、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
がそれぞれ得られるものである。

次に、第１７図において、入力端子４１は、抵
抗R₃₂を介して増幅回路６３の反転入力端−に接
続されるとともに、抵抗R₃₃を介して増幅回路６
４の反転入力端−に接続されている。そして、上
記増幅回路６３の出力端は、抵抗R₃₄，R₃₅をそ
れぞれ介して、増幅回路６５，６６の各反転入力
端−に各々接続されている。

一方、入力端子４３は、抵抗R₃₆を介して増幅
回路６７の反転入力端−に接続されるとともに、
抵抗R₃₇を介して上記増幅回路６６の反転入力端
−に接続されている。そして、上記増幅回路６７
の出力端は、抵抗R₃₈，R₃₉をそれぞれ介して、
増幅回路６４，６５の各反転入力端−に各々接続
されている。

また、上記増幅回路６４乃至６６の出力端は、
出力端子４８乃至５０にそれぞれ接続されてい
る。さらに、入力端子４２は、各増幅回路６３乃
至６７の非反転入力端＋にそれぞれ接続されてい
る。また、各増幅回路６３乃至６７の出力端と反
転入力端−との間には、それぞれ抵抗R₄₀乃至
R₄₄が介挿接続されている。

第１７図に示すような構成において、入力端子
４１，４２間及び入力端子４３，４２間に、Ｌ及
びＲチヤンネルの信号成分がそれぞれ供給される
と、まず増幅回路６３の出力電圧V₆₃は、 V₆₃＝−R₄₀／R₃₂Ｌ となる。また、増幅回路６７の出力電圧V₆₇は、 V₆₇＝−R₄₄／R₃₆Ｒ となる。そこで、増幅回路６４の出力電圧V₁は V₁＝−R₄₁（Ｌ／R₃₃＋V₆₇／R₃₈） ＝−R₄₁／R₃₃Ｌ＋R₄₁／R₃₈・R₄₄／R₃₆Ｒ となる。また、増幅回路６５の出力電圧V₂は、 V₂＝−R₄₂（V₆₃／R₃₄＋V₆₇／R₃₉ ＝R₄₂／R₃₄・R₄₀／R₃₂Ｌ ＋R₄₂／R₃₉・R₄₄／R₃₆Ｒ となる。さらに、増幅回路６６の出力電圧V₃は、 V₃＝−R₄₃（V₆₃／R₃₅＋Ｒ／R₃₇） ＝R₄₃／R₃₅・R₄₀／R₃₂Ｌ−R₄₃／R₃₇Ｒ となる。このため、出力端子４８，４９間の電位
差V_1-2は、 V_1-2＝V₁−V₂ ＝−（R₄₁／R₃₃＋R₄₂／R₃₄・R₄₀／R₃₂）Ｌ ＋R₄₄／R₃₆（R₄₁／R₃₈−R₄₂／R₃₉）Ｒ となる。また、出力端子５０，４９間の電位差
V_3-2は、 V_3-2＝V₃−V₂ ＝R₄₀／R₃₂（R₄₃／R₃₅−R₄₂／R₃₄）Ｌ −（R₄₃／R₃₇＋R₄₂／R₃₉・R₄₄／R₃₆）Ｒ となる。ここで、 R₄₁／R₃₈−R₄₂／R₃₉＝０、R₄₃／R₃₅−R₄₂／R₃₄＝０ とすることにより、出力端子４８，４９間及び出
力端子５０，４９間から、Ｌ及びＲチヤンネルの
信号成分がそれぞれ得られるものである。また、 R₄₁／R₃₈−R₄₂／R₃₉＞０、R₄₃／R₃₅−R₄₂／R₃₄＞０ とすれば、前述したステレオワイドの効果を得る
ことができる。

以上に、この発明を具体的な回路素子で構成し
た例を示したが、次に、再び第１図に示した第１
乃至第３の増幅回路４５乃至４７の各マトリクス
を決めるための定数ａ乃至ｆについて、一般的に
説明する。すなわち、各定数ａ乃至ｆをそれぞれ ａ＝ｋ−１／ｋ、ｂ＝−１／ｋ、ｃ＝−１／ｋ ｄ＝−１／ｋ、ｅ＝−１／ｋ、ｆ＝ｋ−１／ｋ とすると、各出力端子４８乃至５０の出力電圧
V₁乃至V₃は、 V₁＝ｋ−１／ｋＬ−１／ｋＲ V₂＝−１／ｋＬ−１／ｋＲ V₃＝−１／ｋＬ＋ｋ−１／ｋＲ となる。そこで、まず、ｋ＝２の場合について考
えると、出力電圧V₁乃至V₃は、 V₁＝１／２Ｌ−１／２Ｒ V₂＝−１／２Ｌ−１／２Ｒ V₃＝−１／２Ｌ＋１／２Ｒ となり、この場合、 V₁＋V₃＝０ となる。そして、出力端子４８，４９間及び出力
端子５０，４９間にそれぞれ得られるＬ及びＲチ
ヤンネルの信号成分の出力電圧が、 −V_cc１／２Ｌ−１／２ＲV_cc −V_cc−１／２Ｌ−１／２ＲV_cc −V_cc−１／２Ｌ＋１／２ＲV_cc なる条件を満足する範囲、つまり第１８図に示す
範囲内にあれば無歪であり、この無歪範囲は先に
第３図に示した無歪範囲よりも広くなされてい
る。

次に、ｋ＝３の場合について考えると、各出力
電圧V₁乃至V₃は、 V₁＝２／３Ｌ−１／３Ｒ V₂＝−１／３Ｌ−１／３Ｒ V₃＝−１／３Ｌ＋２／３Ｒ となり、この場合、 V₁＋V₃＝−V₂ となる。そして、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
の出力電圧が、 −V_cc２／３Ｌ−１／３ＲV_cc −V_cc−１／３Ｌ−１／３ＲV_cc −V_cc−１／３Ｌ＋２／３ＲV_cc なる条件を満足する範囲、つまり第１９図に実線
で示す範囲内にあれば無歪となるものである。

ここで、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分の最大
出力電圧について考えると、まず、Ｌ及びＲチヤ
ンネルの信号成分の出力電圧が同符号の場合、 ｜V₂｜｜V₁｜ ｜V₂｜｜V₃｜ であり、V₂が最初にV_ccまたは−V_ccでクリツプ
されることになる。ところが、この時点では、
V₁，V₃は同符号で、まだクリツプされていない
ため、 ｜V₁−V₂｜＝2V_cc ｜V₃−V₂｜＝2V_cc となるところまで、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成
分の出力電圧は増大し得る。次に、Ｌ及びＲチヤ
ンネルの信号成分の出力電圧が互いに異符号のと
きには、V₁，V₂は互いに異符号となるので、Ｌ
及びＲチヤンネルの信号成分の出力電圧のうちの
どちらかがV₂より先にクリツプされる。このた
め、V₁，V₂がそれぞれV_cc、−V_ccのうちのどちら
か一方でクリツプされたとき、Ｌ及びＲチヤンネ
ルの信号成分の出力電圧が最大となる。よつて、
Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分の最大出力電圧
は、第１９図中一点鎖線で示されるようになるも
のである。そして、この最大出力電圧は、以下に
述べるｋ＞４の状態で全て同じである。

次に、ｋ＝４の場合について考えると、各出力
電圧V₁乃至V₃は、 V₁＝３／４Ｌ−１／４Ｒ V₂＝−１／４Ｌ−１／４Ｒ V₃＝−１／４Ｌ＋３／４ となる。そして、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
の出力電圧が、 −V_cc３／４Ｌ−１／４ＲV_cc −V_cc−１／４Ｌ−１／４ＲV_cc −V_cc−１／４Ｌ＋３／４ＲV_cc なる条件を満足する範囲、つまり第２０図に実線
で示す範囲内であれば無歪となるものである。そ
して、Ｌ＝ＲのときV₁＝−V₂＝V₃であり、すべ
て同時にクリツプされるものである。

次に、ｋ＝５の場合について考えると、各出力
電圧V₁乃至V₃は、 V₁＝４／５Ｌ−１／５Ｒ V₂＝−１／５Ｌ−１／５Ｒ V₃＝−１／５Ｌ＋４／５Ｒ となる。そして、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分
の出力電圧が、 −V_cc４／５Ｌ−１／５ＲV_cc −V_cc−１／５Ｌ−１／５ＲV_cc −V_cc−１／５Ｌ＋４／５ＲV_cc なる条件を満足する範囲、つまり第２１図に実線
で示す範囲内にあれば無歪となるものである。

以上に、ｋが２から５までの場合について説明
したが、第１９図乃至第２１図から明らかなよう
に、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分が同相の場合
は、その無歪範囲及び最大出力範囲が従来の
BTL回路の範囲（第１０図参照）と略同等とな
つているが、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分が逆
相の場合は、その無歪範囲及び最大出力範囲が従
来のBTL回路の範囲よりもせまくなつているこ
とがわかる。ところが、実際の音楽信号において
は、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分は同相である
ことがほとんどであり、特にパワーとして大きな
低音は中央（つまりＬ＝Ｒ）に位置することが常
識となつている。このため、この発明に係るステ
レオ再生装置では、ほとんどの音楽信号に対し
て、従来のBTL回路と略同等の無歪範囲及び最
大出力範囲を有しているとみなすことができるも
ので、特に３端子入力を有するステレオヘツド等
に極めて好適し得るものである。

次に、最大パワー出力について説明する。ま
ず、パワーP₀の式は、一般に、 P₀＝V²／ｒ 但し、 ｒ：負荷抵抗 となる。このため、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成
分全体のパワー出力は、 P₀＝１／ｒ（L²＋R²） となり、上式及び第１９図乃至第２１図に示した
最大出力電圧から、容易に最大パワー出力を理解
することができる。

ここで、Ｌ及びＲチヤンネルの信号成分として
最も多いＬ＝Ｒのときの無歪最大パワー出力につ
いて考える。まず、従来の第１図に示したような
ステレオ再生手段の場合、その最大パワー
P₀maxは、 P₀max＝１／ｒ｛（Lmax（r.m.s））²＋（Rmax（r.m. s））²｝ ＝１／ｒ｛（V_cc／√２）²＋（V_cc／√２）²｝＝V_cc
／ｒ となる。また、第８図に示したようなBTL回路
の場合、その最大パワーP₀maxは P₀max＝１／ｒ｛（2V_cc／√２）²＋（2V_cc／√２）²｝
＝4V_cc ²／ｒ となる。

一方、この発明に係るステレオ再生装置では、
まずＬ＝Ｒでｋ４の場合、前述したように、 V₂＝−１／ｋ−１／ｋＲ が最初にクリツプする。このため ｜V₂｜V_ccより、 Ｌ＝Ｒ＝±ｋ／２V_cc（Vpeak） が得られ、よつて、最大パワーP₀maxは、 P₀max＝１／ｒ｛（±kV_cc／２√２）²＋（±kV_cc／２√
２）²｝＝ k²／４・V_cc ²／ｒ となり、第２２図中曲線Ｆで示されるようになる
ものである。また、ｋ４の場合、Ｌ＝Ｒである
から、 ｜V₁｜＝｜V₃｜＝｜ｋ−２／ｋL1V_ccとな る。このため、 Ｌ＝Ｒ＝±ｋ／ｋ−２V_cc（Vpeak） が得られ、よつて、 P₀max＝１／ｒ｛（±kV_cc／（ｋ−２）√２）² ＋（±kV_cc／（ｋ−２）√２）²｝＝k²／（ｋ−２）²
・V_cc ²／ｒ となり、第２２図中曲線Ｇで示されるようになる
ものである。

ただし、歪を無視した単なる最大パワー出力
は、ｋ＞２では P₀max＝４V_cc ²／ｒ である。

次に、Ｌ≠Ｒの場合について説明する。ここで
は、｜Ｌ｜が最大振幅でＲを可変とし、Ｒ／Ｌを
パラメータとして考える。すると、ＬとＲとは完
全にアナロジーであり、パワーについてはＲ、Ｌ
の符号を無視できるので、 −１Ｒ／Ｌ１ を考えれば全ての条件を満足したことになる。す
なわち、第１図に示すステレオ再生手段の場合、
その最大パワーP₀maxは、 P₀max＝１／ｒ（V_cc／√２）²｛１＋（Ｒ／Ｌ）²｝ となり、第８図に示すBTL回路の場合は、 P₀max＝１／ｒ（２・V_cc／√２）²｛１＋（Ｒ／Ｌ
）²｝ となる。

一方、この発明に係るステレオ再生装置では、
ｋ４の場合について考えると、前述した V₂＝−１／ｋＬ−１／ｋＲ のV₂が先にクリツプする場合には、 ｜V₂｜＝｜−１／ｋＬ−１／ｋＲ｜ ＝｜−１／ｋ（１＋Ｒ／Ｌ）Ｌ｜V_cc ∴P₀max＝１／ｒ（kV_cc／√２（１＋Ｒ／Ｌ））² ｛１＋（Ｒ／Ｌ）²｝ …… となる。また前述の V₁＝ｋ−１／ｋＬ−１／ｋＲ のV₂が先にクリツプする場合には、 ｜V₁｜＝｜ｋ−１／ｋＬ−１／ｋＲ ＝｜１／ｋ（ｋ−１−Ｒ／Ｌ）Ｌ｜V_cc ∴P₀max＝１／ｒ（kV_cc／√２（ｋ−１−Ｒ／Ｌ））² ｛１＋（Ｒ／Ｌ）²｝ …… となる。以上の結果を第１図に示すステレオ再生
手段の最大パワーP₀maxを「１」として正規化
した値を第２３図に示す。なお、第２３図におい
て直線Ｈは第８図に示すBTL回路の最大パワー
P₀maxである。

ここで、上記式、式は無歪条件を含めたも
のであり、歪を無視した最大パワー出力は、ｋ＞
２において、 −１Ｒ／Ｌ０で、 P₀max＝１／ｒ（√2V_cc／１−Ｒ／Ｌ）²｛１＋（Ｒ
／Ｌ）²｝ であり、 ０Ｒ／Ｌ１で、 P₀max＝１／ｒ（2V_cc／√２）²｛１＋（Ｒ／Ｌ）²
｝ となる。

また、以上のような基本例と同様なものとして
第２４図に示すように構成されるステレオ増幅器
が考えられる。

すなわち、仮想接地点に接続される第２の入力
端４２ａとの間にそれぞれ(L)チヤンネル信号およ
び（Ｒ）チヤンネル信号が印加される第１および
第３の入力端子４１ａおよび４３ａは、それぞれ
第１および第３の増幅回路４５ａおよび４７ａの
各非反転入力端（＋）に対応的に接続されると共
に、抵抗R₁，R₂を直列に介して相互に結合され
ている。

ここで、抵抗R₁，R₂の接続中点は第２の増幅
回路４６ａの反転入力端（−）に接続されてい
る。この第２の増幅回路４６ａはその非反転入力
端（＋）が基準電位点Vref₁に接続され、その出
力端が帰還抵抗R₃を介して自からの反転入力端
（−）に接続されると共に第２の出力端子４９ａ
に接続されている。

また、上記第１および第３の増幅回路４５ａ，
４７ａはそれぞれの出力端が帰還抵抗R₄，R₅が
対応的に介して各自の反転入力端（−）に接続さ
れると共に、第１および第３の出力端子４８ａ，
５０ａに対応的に接続され、且つそれらの各反転
入力端（−）間が抵抗R₆を介して相互に結合さ
れている。

そして、上記第１および第３の出力端子４８
ａ，５０ａと第２の出力端子４９ａとの間にはヘ
ツドホンの如きＬ、Ｒのチヤンネルの負荷Z_L，Z_R
が接続されている。

而して、以上の構成において抵抗R₁〜R₃を R₁＝R₂＝１−ｋ／ｋR₃ に選定し、且つ抵抗R₃〜R₆を R₁＝R₂＝ｋ／１−ｋR₆ に選定すると、第１乃至第３の出力端子４８ａ，
４９ａ，５０ａの各電位V₁，V₂，V₃はそれぞれ
次のようになる。

V₁＝R₄＋R₆／R₆Ｌ−R₄／R₆Ｒ＝１／１−ｋ（Ｌ−ｋ・ Ｒ） V₂＝−R₃／R₁Ｌ−R₃／R₁Ｒ＝−ｋ／１−ｋ（Ｌ＋Ｒ） V₃＝R₅＋R₆／R₆Ｒ−R₅／R₆Ｌ＝１／１−ｋ（Ｒ−ｋ・ Ｌ） これによつて、負荷Z_L，Z_Bにかかる電圧V_L，
V_Rは V_L＝V₁−V₂＝１＋ｋ／１−ｋ・Ｌ V_R＝V₃−V₂＝１＋ｋ／１−ｋ・Ｒ となり、両者共に、Ｌチヤンネル成分のみまたは
Ｒチヤンネル成分のみの信号となつていることが
分る。

そして、このような増幅装置によれば３線（端
子）式で二つの負荷に別々の信号を送出すること
ができ、前述した基本例のそれと同様にシングル
アンプを２個使用した場合に比べて大きな出力を
得ることができる。

つまり、Ｌ＝Ｒならばｋ＝１／３、Ｌ＝１／２Ｒまた はＲ＝１／２Ｌならばｋ＝１／２、Ｌ＝０またはＲ＝０ ならばｋ＝１でそれぞれ従来のBTL構成の場合
と同じノンクリツプ最大出力を得ることができる
ものである。

第２５図はこのような出力の大きさの比較を示
しており、(A)が従来のBTL増幅装置の出力であ
り、(B)が従来のシングルアンプの出力であり、(C)
がこの発明の基本例（第２４図も含む）によるフ
ルパワー出力であり、(D)がこの発明の基本例（第
２４図も含む）によるノンクリツプ最大出力であ
る。但し、V_L，V_Rはそれぞれ±2V_cc（これは２電
源式のときで、１電源式のときは±V_cc）でクリ
ツプするものとする。

つまり、この発明の基本例によるものはＬ＝Ｒ
のときのみ、V₁，V₂，V₃が同時にクリツプし始
めて、ノンクリツプ最大出力が従来のBTL回路
と同じ出力となるものである。

しかるに、一般にはV₁とV₂（またはV₃とV₂）
とが同時にクリツプする訳ではないので、フルパ
ワー出力に比べてV_L，V_Rが早くからクリツプし
始めてしまうという点で、上述したこの発明の基
本例の難点がある。

また、上述したこの発明の基本例では使用する
抵抗比の精度にクロストーク特性が大きく影響を
受けてしまいがちであり、抵抗比が１％ずれただ
けでもクロストーク特性が−40dBに低下されて
しまうので、通常の２系統アンプに比べてかなり
劣つたものになつてしまいがちであるという難点
を有していた。

そこで、この発明は上述の難点を克服し得るよ
うに基本例をさらに進展させたもので、V₁とV₂
（またはV₃とV₂）とが同時にクリツプし始めるよ
うにしてノンクリツプ最大出力の向上化を図ると
共に、特に抵抗比の精度によるクロストーク特性
への悪影響をなくすように改良した点に特徴を有
している。

以下、この発明の一実施例につき第２６図、第
２７図を参照して説明する。

すなわち、第２６図において上述した第２４図
の場合と同様に構成される部分については同一符
号を付してその説明を省略すると、第２４図の第
１および第３の入力端子４１ａおよび４３ａ相当
部には新設する入力段アンプとしての第４および
第５の増幅回路７０，７１の各出力端が接続され
ている。

そして、これら第４および第５の増幅回路７
０，７１の各非反転入力端（＋）がそれぞれ仮想
接地点に接続される第２の入力端４２ｂとの間に
Ｌ，Ｒチヤンネル信号が対応的に印加される第１
および第３の入力端子４１ｂ，４３ｂに対応的に
接続されている。

また、上記第４および第５の増幅回路７０，７
１の各反転入力端（−）は新設される差動増幅器
としての第６および第７の増幅回路７２，７３の
各出力端に対応的に接続されている。

ここで、第６および第７の増幅回路７２，７３
はそれらの各反転入力端（−）が抵抗R₇，R₁₁を
対応的に介して上記第２の出力端子４９ａに共通
に接続されると共に抵抗R₈，R₁₂を対応的に介し
て各自の出力端に接続され、且つそれらの反非反
転入力端（＋）が抵抗R₉またはR₁₃を介して上記
第１および第３の出力端子４８ａ，５０ａに対応
的に接続されると共に抵抗R₁₀またはR₁₄を介し
て基準電位点Vre₂，Vre₃に対応的に接続され
ている。

而して、以上の構成において第６および第７の
増幅回路７２，７３の出力電位をV₄およびV₅と
した場合、このうちの一方の出力電位V₄は V₄＝R₁₀／R₉＋R₁₀・R₇＋R₈／R₇・V₁−R₈／R₇・V₃ となる。ここで、R₇＝R₈＝αR₉＝αR₁₀に選定し
てやれば V₄＝１／α（V₁−V₃） となる。

この場合、第４の増幅回路７０の増幅度が十分
に大きければ、負帰還作用によりV₄＝Ｌとなる
が、上述したようにV_L＝V₁−V₃なので V_L＝α・Ｌ と表わすことができる。

つまり、左チヤンネルＬの出力電圧V_Lは入力
信号Ｌ成分と相似となつているものである。

これによつて、V₁またはV₂のいずれか一方が
クリツプすると、負帰還作用により第６の増幅回
路７０の出力はクリツプしている側の振幅を小さ
くし且つその分だけクリツプしていない側の振幅
を大きくして相似を保とうとする。従つて、結果
的にV₁，V₂は同時にクリツプし始めることによ
り、それだけＬチヤンネル側のノンクリツプ最大
出力が増加することになる。

以上の説明はＬチヤンネル側について述べた
が、Ｒチヤンネル側もやはり同じ動作を営むよう
になつて、Ｒチヤンネル側のノンクリツプ最大出
力が増加することは言う迄もない。

第２７図は以上による出力関係を示したもの
で、ｋ＝１／２およびｋ＝１／３とした基本例による図 示破線の(C)、(D)特性に比して、第２６図による図
示実線の(D)′特性の方がより大きなノンクリツプ
最大出力となつているのが一目瞭然である。

そして、第２６図の実施例の如く負荷Z_Lまたは
Z_Rの両端電圧を差動検出して入力信号と比較して
いるので、使用する抵抗比の精度がそれ程とれな
くても、クロストーク特性が悪化することはな
い。これは、抵抗R₇〜R₁₄の抵抗比がばらついた
としても、V₁，V₂，V₃の各電位が変動するのみ
で、クロストーク特性には悪影響が及ぼされない
からである。

また、この場合、いわゆるオーバーオールの負
帰還をかけているので、歪率を良くすることもで
きるようになつている。

なお、ノンクリツプ最大出力が増加することに
ついては前述した通りであるが、第２７図からも
分るように同相成分は通常のBTL回路と同じ大
きさの出力が得られるものであり、一般に音楽成
分は同相成分が主体なので聴感上は通常のBTL
回路の場合と殆ど変りがないものである。

第２８図は他の実施例を示すもので、この場合
図示点線の枠で囲んだ部分は基本例と同様な部分
であり、特に第２４図に示したものと全く同じ動
作をするものであり、これに第２６図に示した同
様のＬチヤンネル側およびＲチヤンネル側の帰還
信号を作り出す回路および各チヤンネルの入力信
号と相似の出力電圧７２，７３を得る回路７０，
７１が付設されている。

なお、この発明は上記各実施例に限定されるも
のではなく、この外その要旨を逸脱しない範囲で
種々変形して実施することができる。

〔発明の効果〕

したがつて、以上詳述したようにこの発明によ
れば、例えば２チヤンネルステレオの各信号成分
を３端子出力（パワーアンプも３個でよい）でか
つクロストーク特性を損なうことなく規定電源電
圧に対して出力振幅を可及的に大きくして取り出
すことができ、特に３端子入力のステレオヘツド
ホン等に使用して好適する極めて良好なステレオ
再生装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図はそれぞれ従来のステレオ再
生手段を説明するための回路構成図、波形図及び
無歪最大出力範囲を示す図、第４図乃至第７図は
それぞれ他の従来のステレオ再生手段を示す回路
構成図、第８図乃至第１０図はそれぞれ従来の
BTL回路を説明するための回路構成図、波形図
及び無歪最大出力範囲を示す図、第１１図はこの
発明に係るステレオ再生装置の基本例を示すブロ
ツク構成図、第１２図は同基本例を説明するため
の波形図、第１３図及び第１４図はそれぞれ同基
本例を具体的な回路素子で構成した一例を示す回
路構成図及び等価回路図、第１５図乃至第１７図
はそれぞれ同基本例を具体的な回路素子で構成し
た他の例を示す回路構成図、第１８図乃至第２１
図はそれぞれ同基本例の定数を変えた場合の無歪
最大出力範囲を示す図、第２２図及び第２３図は
それぞれ同基本例の最大パワー出力を説明するた
めの特性曲線図、第２４図及び第２５図は他の基
本例の構成図とそれのノンクリツプ最大出力を説
明するための特性曲線図、第２６図及び第２７図
はこの発明の一実施例を示す構成図とそれのノン
クリツプ最大出力を説明するための特性曲線図、
第２８図は同じく他の実施例の構成図である。 １１，１２，１３……入力端子、１４，１５…
…増幅回路、１６，１７，１８……出力端子、１
９……増幅回路、２０，２１……増幅回路、２２
……増幅回路、２３……出力端子、２４……位相
反転回路、２５……増幅回路、２６……出力端
子、２７……増幅回路、２８……出力端子、２９
……位相反転回路、３０……増幅回路、３１……
出力端子、４１，４２，４３……入力端子、４４
……ステレオ再生装置本体、４５……第１の増幅
回路、４６……第２の増幅回路、４７……第３の
増幅回路、４８，４９，５０……出力端子、５
１，５２，５３……増幅回路、５４……共通端
子、５５……定電流源、５６……差動増幅回路、
５７……定電流源、５８……差動増幅回路、５９
……電源端子、６０，６１，６２……バツフア回
路、６３，６４，６５，６６，６７……増幅回
路、７０，７１，７２，７４……増幅回路、R₁
〜R₁₄……抵抗、Z_L，Z_R……負荷。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 第１及び第２の入力端と基準電位が印加され
   る第３の入力端とを備え、前記第１及び第３の入
   力端間に供給される一方チヤンネルの信号成分を
   定数(a)倍し前記第２及び第３の入力端間に供給さ
   れる他方チヤンネルの信号成分を定数(b)倍する第
   １の増幅手段と、前記一方チヤンネルの信号成分
   を定数(c)倍し前記他方チヤンネルの信号成分を定
   数(d)倍する第２の増幅手段と、前記一方チヤンネ
   ルの信号成分を定数(e)倍し前記他方チヤンネルの
   信号成分を定数(f)倍する第３の増幅手段と、前記
   第１乃至第３の増幅手段のうちの１つの増幅手段
   の出力端を共通にして該出力端と他の２つの増幅
   手段の各出力端との間からそれぞれ前記両チヤン
   ネルの各信号成分自体またはそれらに応じた出力
   信号を得る第１および第２の出力手段と、前記第
   １および第２の出力手段の各両端の電位差を検出
   して前記第１および第２の入力端側に帰還する第
   １および第２の帰還手段とを具備し、前記共通に
   使用される出力端を有する前記増幅手段の定数を
   共に０でないようにしてなることを特徴とするス
   テレオ再生装置。