JPH0454427B2

JPH0454427B2 -

Info

Publication number: JPH0454427B2
Application number: JP57165924A
Authority: JP
Inventors: Arubaato Haautsudo Reohorudo; Rooren Shanrei Za Sekando Robaato
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1981-09-22
Filing date: 1982-09-21
Publication date: 1992-08-31
Also published as: FR2513467A1; IT8223362A0; GB2106747B; JPS5868381A; CA1180106A; IT8223362A1; IT1159096B; US4386370A; DE3235073C2; DE3235073A1; GB2106747A; FR2513467B1

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、映像信号とこの映像信号から生成
されたピーキング信号成分とを組合わせてピーキ
ング済映像信号を生成する装置に関するものであ
り、特にピーキング済映像信号の直流レベルを調
整するために上記映像信号の直流レベルを制御し
たとき、映像信号から生成される上記ピーキング
信号成分の直流レベルが不所望にオフセツトする
のを防止して、ピーキング済映像信号がピーキン
グ信号成分の直流オフセツトにより歪を受けるの
を防止した映像信号処理装置に関するものであ
る。

〔従来技術〕

テレビ受像機に見られるような映像信号処理装
置の応答性は、映像信号の振幅変化の勾配すなわ
ち「峻度」を増すことにより主観的に改善される
ことが知られている。これに関連して、映像信号
の応答性はその振幅変化の直前と直後にそれぞれ
信号の「プレシユート」と「オーバーシユート」
を発生させて黒から白への振幅変化、白から黒へ
の振幅変化をそれぞれ強調することにより改善す
ることができる。この効果は普通ピーキング信号
成分を発生し、これを映像信号に加えて振幅変化
が強調されたピーキング済映像信号を生成するこ
とにより得られる。ピーキング信号成分に応じて
このようなピーキング済映像信号を生成する回路
構成は例えば米国特許第4350995号明細書に記載
されている。

映像信号の直流レベルとこの映像信号とを組合
せわるピーキング信号成分の直流レベルとの間に
所定の関係を維持することが望ましく、もしこの
組合わされる映像信号の直流レベルとピーキング
信号成分の直流レベルとの間に所定値からの直流
オフセツトが生じると、ピーキング済映像信号の
所要のグレースケール応答性が損なわれ、そのた
めにピーキング済映像信号に応じて再生された画
像の明暗転換情報内容が忠実に再生されないこと
がある。その上このような直流レベルのオフセツ
トはピーキング済映像信号のピーキング特性に悪
影響を及ぼして、ピーキング済映像信号のピーキ
ングが所要の対称形にならず非対称になることも
ある。例えば直流レベルの不整合により「プレシ
ユート」のピーキング成分より著しく大きい「オ
ーバーシユート」のピーキング成分が生じ、一方
のピーキングが全くなくなることがある。

〔発明の目的〕

この発明は、映像信号の直流レベルを、この映
像信号から生成されたピーキング信号成分の直流
レベルに影響を与えることなく制御して、上記映
像信号とピーキング信号成分とを組合わせて生成
されたピーキング済映像信号に不所望な歪みを与
えることなくその直流レベルを調整することを目
的とし、同時に装置の大部分を集積回路に構成す
るのに適した映像信号処理装置を提供することを
目的とする。

〔発明の概要〕

この発明の映像信号処理装置は、後程説明する
図示の実施例について云えば、信号源１５から映
像信号が供給される信号入力を有する増幅器６８
を含む映像信号路と、上記信号源と上記映像信号
路の入力との間に交流結合コンデンサ２２と直流
で実質的に無視し得るインピーダンスを呈する遅
延手段６０とをこの順番に直列接続して成る入力
回路と、上記遅延手段の一方の端子に接続された
第１の信号入力（例えば、トランジスタ８０のベ
ース）、上記遅延手段の他方の端子に接続された
第２の信号入力（例えば、トランジスタ８２のベ
ース）および差動的に動作する手段８０，８２を
有するピーキング信号成分発生用ピーキング信号
路６５とを具備している。

遅延手段６０は直流で実質的に無視し得るイン
ピーダンスを呈し、この遅延手段の一方の端子に
接続された第１の信号入力からの信号は上記差動
的に動作する手段８０，８２の第１の入力に供給
され、上記遅延手段の他方の端子に接続された第
２の信号入力からの信号は上記差動的に動作する
手段の第２の入力に供給される。

この発明の信号処理装置は、さらに上記映像信
号路からの映像信号と上記ピーキング信号路から
のピーキング信号成分とを組合わせてピーキング
済映像信号を生成する信号組合わせ回路網７０
と、上記ピーキング済映像信号に応動する利用回
路網（例えば、３０，３２，３５）と、映像ブラ
ンキング期間の基準レベルを含む基準期間に上記
映像信号を感知してこの映像信号の基準レベルの
感知状態に応じて出力制御電圧を発生する制御回
路網（例えば、４４，５０，５５）と、上記映像
信号路と上記ピーキング信号路６５の両入力点に
おいて上記交流結合コンデンサ２２に対して、そ
のコンデンサに蓄積された電荷を上記映像信号の
基準レベルの所要状態を維持する方向に変えるよ
うな形で上記出力制御電圧を印加するインピーダ
ンス手段（例えば、５８）とを具備している。

以下、図示の実施例によつてこの発明を詳細に
説明する。

〔発明の実施例〕

第１図において、クロミナンス信号源１０から
のクロミナンス信号はクロミナンス処理回路１２
に印加されて色差信号Ｒ−Ｙ，Ｇ−Ｙ，Ｂ−Ｙを
生成する。

輝度信号源１５からの輝度信号はエミツタホロ
ワトランジスタ１８、抵抗２０、および交流結合
コンデンサ２２を介して後述の映像信号ピーキン
グ回路を含む輝度信号処理回路網２５に供給され
る。回路網２５からのピーキング済の輝度信号は
回路点Ａに現れ、このピーキング済輝度信号は利
得制御増幅器３０と信号結合回路網３２を介して
マトリツクス増幅器３５に印加される。マトリツ
クス増幅器３５は色差信号とピーキング済輝度信
号Ｙを組合わせてカラー画像表示出力信号Ｒ，
Ｇ，Ｂを生成する。

増幅器３０は差動利得制御電圧V₁，V₂に応じ
て利得制御される差動増幅器で、その利得制御電
圧は利得制御回路網４０に結合して設けられた利
得制御用電位差計４２の設定によつてその回路網
４０から供給される。バイアス回路網４４は利得
制御回路網４０の直流動作バイアスを設定する働
きをする。利得制御回路網４０はさらに直流補償
電圧V₃を増幅器３０に供給して、その増幅器３
０が利得制御電圧V₁，V₂に応じて利得制御され
ているときその直流出力レベルを実質的に一定に
保つ。利得制御回路網４０は米国特許願第296865
号明細書（特開昭58−43606号対応）に記載され
ている。

輝度信号源１５から供給されて輝度信号処理回
路網２５で処理された後、回路点Ａに現れた輝度
信号は画像ブランキング期間で分離された周期的
画像期間を含み、各ブランキング期間は水平同期
パルス期間と映像信号の黒基準レベルが生じる基
準期間（すなわちいわゆる「バツクポーチ」期
間）を含んでいる。増幅器３０で増幅処理された
輝度信号の黒基準レベルは、出力ゲート回路網５
５を伴うキード比較器５０、抵抗５８および比較
器５０が発生した黒レベル制御電圧を蓄積する働
きをする入力交流結合コンデンサ２２を含む黒レ
ベルクランプ回路網によつて所要値に維持され
る。

比較器５０はタイミング信号V_Kに応動するよ
うにキーイングされ、動作時にそのとき時回路点
Ａに生じたピーキング済輝度信号の黒基準レベル
をバイアス回路４４から供給された基準電圧V_R
と比較する。比較器５０の出力制御電圧は輝度信
号の黒基準レベルと基準電圧V_Rの差を表わす。
ゲート５５はまたキーイング信号V_Kに応じて輝
度信号の黒レベル基準期間中導通し、上記出力制
御電圧を黒レベル制御電圧として抵抗５８と遅延
線６０を介して入力交流結合コンデンサ２２に送
り、ここに蓄積する。この黒レベル制御電圧は比
較器５０で感知された黒基準レベルと基準電圧
V_Rとの間の差が小さくなるように、その黒基準
レベルを変えるための大きさと方向とをもつてい
る。この閉ループの制御動作により、輝度信号の
黒基準レベルが所要値に保たれる。上記比較器５
０を含む黒基準レベル制御回路網の構造と動作に
関する他の情報は米国特許願第296864号明細書
（特開昭58−43676号対応）に記載されている。

遅延線６０は輝度信号の信号伝送時間をクロミ
ナンス信号と同じにして、輝度信号とクロミナン
ス信号がマトリツクス３５に正しい時間関係で印
加されるようにする働らきをする。この遅延線６
０は約4.0MHzの輝度信号帯域幅に跨がる広帯域
直線位相装置で、後程第２図の回路について詳細
に説明するように、直流結合された差動入力水平
ピーキング回路網６５と共働して水平ピーキング
信号成分を生成する。遅延線６０の出力端子に直
流結合された増幅器６８の出力からの相補位相広
帯域輝度成分は信号組合わせ回路７０で回路網６
５からの相補位相の水平ピーキング信号成分と組
合わされる。回路点Ａの波形で示される組合わせ
回路７０のピーキング済出力輝度信号は、その振
幅変化を強調するピーキングプレシユート成分
V_P1とピーキングオーバーシユート成分V_P2を含
んでいる。

水平ピーキング信号を組合わせ回路７０に供給
するピーキング信号出力結合路は、比較器５０が
黒レベル制御電圧を発生するように動作する輝度
信号の基準期間中は、ピーキング阻止制御信号に
応じて遮断される。このようにしてピーキング信
号路が遮断されると、黒レベル帰還制御ループが
安定化し、比較器５０がノイズを含むスプリアス
信号に応動するのが防止され、ピーキング回路網
で強調されたそのスプリアス信号のためその制御
電圧が悪影響を受けるのが防止される。この性質
に関するその他の細部は米国特許願第304345号明
細書（特開昭58−66468号対応）に記載されてい
る。

遅延線６０は直流で無視可能のインピーダンス
を示し、比較器５０から交流結合コンデンサ２２
に直流黒レベル制御電圧を供給する働らきをす
る。このようにしてコンデンサ２２に蓄積された
黒レベル制御電圧は遅延線６０を介して増幅器６
８の入力から処理回路網２５の広帯域輝度信号処
理路に印加されると共に、水平ピーキング回路網
６５の差動入力からピーキング信号路に後述のよ
うに黒レベル制御電圧がピーキング信号成分の直
流レベルを変動させないような態様で印加され
る。

第２図の回路の説明から明らかなように、第２
図の回路構成によれば、増幅器６８から供給され
る広帯域輝度信号の基準黒レベルを表わす直流レ
ベルが黒レベル制御電圧に応じて制御されても、
水平ピーキング回路網６５からのピーキング信号
成分の直流レベルは上記黒レベル制御電圧の変化
には関係なく一定に維持されるから、上記広帯域
輝度信号とピーキング信号成分とを信号組合わせ
回路７０で組合わせて生成されたピーキング済輝
度信号の直流レベル、すなわち基準黒レベルは確
実に所要の値を示すという利点が得られる。黒基
準レベルの調整に伴つてピーキング信号成分に直
流オフセツトが導入されると、組合わせ回路７０
の出力回路点Ａに発生するピーキング済輝度信号
のピーキングが正負の方向で非対称になる。上述
のように、第２図の回路では基準黒レベルの調整
時にピーキング信号成分の直流レベルがオフセツ
トすることはないから、ピーキング済輝度信号の
所要のピーキング応答性（例えば、対称形ピーキ
ング応答性）が維持される。

上記輝度信号処理制御回路は結合コンデンサ２
２の出力からマトリツクス３５の入力まで直流結
合されている。この装置は入力交流結合と制御電
圧蓄積に１つのコンデンサ２２のみを使用してい
るので、この装置を集積回路に構成するとき外部
端子を極めて少数しか必要としないという利点が
ある。これについて言えば第１図の回路はコンデ
ンサ２２、遅延線６０および利得制御用電位差計
４２を除いて容易に集積回路に構成することがで
きる。この場合は遅延線６０の入出力端子を増幅
器６８とピーキング回路網６５に結合するために
必要な集積回路の外部端子は２つであり、その一
方を利用してコンデンサ２２を集積回路に結合す
る。従つて上記の回路構成によると外部接続用に
利用し得る、数に制限のある集積回路の端子を経
済的に利用できる。

第２図は輝度信号処理回路２５の詳細を示す。
遅延線６０の入力に印加される広帯域輝度信号が
エミツタホロワトランジスタ７５，７６と抵抗７
８を介して（第１図のピーキング回路網６５を構
成する）トランジスタ８０，８２を含む差動増幅
器の一方の入力に供給され、その差動増幅器の他
方の入力には遅延線６０の出力の遅延輝度信号が
エミツタホロワトランジスタ８５，８６と抵抗８
８を介して供給される。このように遅延線６０は
トランジスタ８０，８２の各ベース入力の間に結
合されている。遅延線６０の出力の遅延広帯域輝
度信号はまたホロワトランジスタ８５を介して
（第１図の増幅器６８を構成する）トランジスタ
９０，９２を含む差動増幅器に印加される。この
差動増幅器９０，９２は輝度信号処理回路網２５
の広帯域輝度信号処理路に含まれ、差動増幅器８
０，８２はその回路２５の水平ピーキング回路網
に含まれる。

遅延線６０は水平ピーキング回路網の振幅対周
波数応答特性のピーク振幅応答が約1.8MHzで起
るように140n秒程度の信号遅延を与える。遅延
線６０の出力はトランジスタ８５の高入力インピ
ーダンスにより成端されているから、その特性イ
ンピーダンスに対して本質的に成端されず、この
ためこの遅延線は反射率約１の電圧反射モードで
動作する。遅延線６０の入力は第１図の抵抗２０
によりその特性インピーダンスで成端されてい
る。

トランジスタ８０のベース入力には140n秒遅
延された輝度信号が供給され、トランジスタ８２
のベース入力には非遅延輝度信号と反射により２
回遅延されて280n秒遅延された信号との和信号
が供給される。

140n秒遅延された輝度信号を基準信号として、
対称的に配置された非遅延信号と280n秒遅延さ
れた信号とを組合わせることにより、直流および
280n秒の逆数で表される周波数、すなわち約
3.58MHzで０振幅応答を与え、直流と3.58MHzと
の中間の周波数、すなわち約1.8MHzでピーキン
グ振幅応答を与えることができる。このピーキン
グ周波数の設定については、例えば特許第
1054457号明細書（出願人アールシエーコーポ
レーシヨン）中に詳細に説明されている。

上記のように、トランジスタ８０，８２の各ベ
ース入力に供給される信号により差動増幅器８
０，８２はそのトランジスタ８０，８２の各コレ
クタ回路に相補位相のプレシユートおよびオーバ
ーシユートのピーキング信号成分を発生する。

トランジスタ９４，９５，９６，９７を含む回
路は信号組合わせ回路７０を構成する。エミツタ
結合トランジスタ９４，９５がトランジスタ８０
からピーキング信号成分を受け、エミツタ結合ト
ランジスタ９６，９７がトランジスタ８２から相
補位相のピーキング信号成分を受ける。トランジ
スタ８２からのピーキング信号成分はトランジス
タ９２からの広帯域輝度信号と回路点Ｂで組合わ
され、トランジスタ８０からのピーキング信号成
分はトランジスタ９０からの広帯域輝度成分と回
路点Ｃで組合わされる。従つて、互いに相補位相
の水平ピーキング済輝度信号が回路点Ｂ，Ｃに生
ずる。上述の（すなわち遅延線６０と差動増幅器
８０，８２を含む）形式の水平ピーキング回路網
の動作に関する他の情報は前記米国特許第
4350995号明細書に開示されている。

ピーキング信号成分の大きさは例えばピーキン
グ制御電圧V_Pによりトランジスタ９４，９５，
９６，９７の導通を制御することによつて制御す
ることができる。制御電圧V_Pは視聴者が制御す
る手動調節式電位差計から引出すことができる
が、また上記米国特許願明細書記載のようにして
引出した制御電圧に応じて自動ピーキング制御を
行うこともできる。

第１図について述べたように、ピーキング阻止
制御電圧V₁によつてトランジスタ９８とダイオ
ード９９の導通を制御することによつて輝度信号
の黒レベル制御期間中、ピーキング信号成分結合
用トランジスタ９４，９６を非導通にして、ピー
キング信号路の出力結合路が遮断される。

増幅器９０，９２により増幅処理され、信号組
合わせ回路点Ｂ，Ｃに生じた広帯域輝度信号の黒
基準レベルは、コンデンサ２２に蓄積された比較
器５０の出力黒レベル制御電圧に応じて設定され
る。この黒レベル制御電圧はホロワトランジスタ
８５を介してトランジスタ９０のベース入力に印
加される。

黒レベル制御電圧はまた第１および第２の対称
結合路を介してピーキング差動増幅トランジスタ
８０，８２のベース入力に印加される。第１の結
合路はエミツタホロワトランジスタ８５，８６と
抵抗８８を含んで制御電圧をトランジスタ８０の
ベースに結合し、第２の結合路はエミツタホロワ
トランジスタ７５，７６と抵抗７８と遅延線６０
を含んで制御電圧をトランジスタ８２のベースに
結合する。これに関連して遅延線６０が直流で無
視可能のインピーダンスを示すことに注目され
る。従つてホロワトランジスタ７５，８５の直流
ベース電圧は実質的に相等しく、比較器５０から
の黒レベル制御電圧の変化に対して同じように追
随する。

トランジスタ８０の直流ベース電圧とトランジ
スタ８２の直流ベース電圧は実質的に相等しい。
差動増幅器８０，８２の共通モード除去特性によ
り、その増幅器８０，８２が黒レベル制御電圧の
変動によつて生ずる相等しい直流ベース電圧変化
を含む共通モードの入力信号に応動するのが防止
されるという利点がある。従つて、黒レベル制御
電圧が変動しても増幅器８０，８２によつて発生
されたピーキング信号成分の直流値が所望の値か
らオフセツトすることはない。この結果、ピーキ
ング信号成分と輝度信号とを加算して得られたピ
ーキング済輝度信号は、輝度信号の直流レベルに
よつて決定される適正な直流レベルを有する。こ
の点に関連して、ピーキング信号成分の直流値が
零でなければならないことに注意しなければなら
ない。これは上述の回路構成において、ピーキン
グ増幅器８０，８２の共通モード入力除去作用
と、黒レベル制御電圧の蓄積も行うコンデンサ２
２を介して入力輝度信号が交流結合されること、
および遅延線６０と増幅器８０，８２の差動入力
との間の対称結合路によつて達せられる。

上述の黒レベル制御回路網は、この場合のよう
に輝度信号処理回路網２５の入力回路が１対のエ
ミツタ結合ベース入力トランジスタ９０，９２を
含む差動増幅器を有するときさらに次のような利
点がある。すなわち、この形式の差動増幅器は、
その動作範囲の多くに亘つて非線形の入力対出力
信号伝達応答特性を示す。もし輝度信号が非線形
に処理されると再生画像にグレースケース誤差を
生ずる。この誤差は差動増幅器にピーク・ピーク
振幅変動の比較的小さい輝度信号を印加して、そ
の黒基準直流レベルが（例えば交流結合や信号の
衝撃係数の変化により）移動したときでも、その
輝度信号がその差動増幅器の線形動作範囲内で確
実に処理されるように差動増幅器を補償する等の
方法で消去することができる。

比較器５０の輝度信号黒レベルクランプ動作に
より、輝度信号画像情報の通常予想されるピー
ク・ピーク変動（すなわち、明るい画像から暗い
画像までの変化）が差動増幅器９０，９２の線形
動作範囲内の留まるように、その差動増幅器の伝
達特性に対して黒基準レベルを予め設定すること
ができる。これによつて差動増幅器に比較的大き
な振幅の広いダイナミツクレンジの信号を印加す
ることができ、入力輝度信号のダイナミツクレン
ジを差動増幅器９０，９２の線形動作範囲を完全
に利用し得るように充分大きくすることができ
る。このようにダイナミツクレンジの広い信号を
用いると信号対雑音応答特性が良くなるという利
点もある。

同じ理由で上述の回路はまたピーキング用差動
増幅器８０，８２の動作を線形範囲内に維持して
ピーキング成分の歪を防ぐ働らきもする。

回路点Ｂ，Ｃに生成された相補位相の映像信号
とピーキング信号成分の各出力は第３図に示すよ
うに差動増幅器１１２，１１４により組合わされ
て単相ピーキング済輝度信号が生ずる。この相補
位相信号の組合わせはまた例えば電源変動等の共
通モード効果により、組合わされたピーキング済
映像信号中の直流オフセツト誤差の発生を著しく
減ずることができる。

第３図は第１図の増幅器３０と利得制御回路網
４０の細部を示す。同図において第２図の回路点
Ｂ，Ｃからの相補位相のピーキング済輝度信号は
回路網１１０中の共通ベース入力トランジスタ１
００，１０２を介して差動接続されたトランジス
タ１１２，１１４にそれぞれ供給される。トラン
ジスタ１１２のコレクタ出力回路にはシングルエ
ンデツドピーキング済輝度信号が発生し、この信
号はトランジスタ１１８、抵抗１２１およびエミ
ツタホロワトランジスタ１２３を介して増幅器３
０に含まれるトランジスタ１３０に供給される。

増幅器３０は差動的に接続されたトランジスタ
１３２，１３４を含み、トランジスタ１３０はエ
ミツタ抵抗１３８と共にそのトランジスタ１３
２，１３４の電流源として働らいてその動作バイ
アス電流並びに増幅される輝度信号を供給する。
増幅されたピーキング済輝度信号はコレクタ負荷
抵抗１３９の両端間に発生し、第１図に示す輝度
信号結合回路網３２に供給される。増幅器３０の
トランジスタ１３２，１３４は後述のように利得
制御回路４０から供給される差動利得制御電圧
V₁，V₂に応じて差動的に利得制御される。また
トランジスタ１３４のコレクタ出力には回路４０
から直流補償電圧V₃が印加され、トランジスタ
１３２，１３４が利得制御されているときトラン
ジスタ１３４の零入力直流コレクタ電圧電流を実
質的に一定に保つ。

利得制御回路４０はトランジスタ１４２とダイ
オード接線トランジスタ１４４を含む差動型接続
電流分割器を含んでいる。トランジスタ１４２と
ダイオード接続トランジスタ１４４にはそれぞれ
抵抗１４５と電流源１４６、および抵抗１４８と
電流源１４９を含む対称バイアス回路網が付属し
ている。電流源１４６の導通を利得制御電位差計
４２の設定に応じて変えることにより差動利得制
御電圧V₁，V₂が変わる。利得制御回路４０のバ
イアスはトランジスタ１５０とそのエミツタ抵抗
１５２を含む電流源からトランジスタ１４２とダ
イオード１４４に供給される直流動作供給電流の
関数である。トランジスタ１５０は第１図に示す
バイアス源４４から引出される安定な直流基準電
圧V_Rによりバイアスされる。

増幅器３０の利得制御中、その直流出力レベル
を実質的に一定に保つ上述の増幅器３０の直流補
償は、その増幅器３０の電流源１３０と利得制御
回路４０の電流源１５０により供給されるバイア
ス電流が所定の関係にある（この場合は相等し
い）限り維持される。この関係は前述のように映
像信号の黒基準レベルを設定する働らきもする比
較器５０を含む制御ループによつて維持される。

すなわち、比較器５０は各黒基準期間中に電流
源トランジスタ１３０，１５０の各エミツタ抵抗
１３８，１５２に生じた直流電圧を感知比較する
が、第１図および第２図の説明から判るように、
比較器５０の出力制御電圧はその感知した電圧の
差を表わし、この出力制御電圧は上記電圧差を減
ずるようにコンデンサ２２の電荷を変えるのに用
いられる。このようにこの例では比較器５０を含
む制御ループが、前記米国特許願第296864号明細
書に詳細されたように、利得制御された増幅器３
０の所要の直流補償が持続するように電流源トラ
ンジスタ１３０，１５０から供給される直流バイ
アス電流を実質的に相等しくする働らきもする。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の映像信号処理装置の１実施
例を含むカラーテレビ受像機の一部の部分ブロツ
ク回路図、第２図および第３図は第１図の装置中
で使用される各回路の詳細回路図である。１５……映像信号源、２２……交流結合コンデ
ンサ、３０，３２，３５……利用回路網、４４，
５０，５５……制御回路網、６０……遅延手段、
６５……ピーキング信号路、６８……増幅器、７
０……信号組合わせ回路網、８０，８２……差動
的に動作する手段。

Claims

【特許請求の範囲】１画像期間と、基準レベルを含む基準期間を有
するブランキング期間とより成る映像信号の信号
源と、信号入力を有する増幅器を含む映像信号路と、上記信号源と上記映像信号路の入力との間に交
流結合コンデンサと直流で実質的に無視し得るイ
ンピーダンスを呈する遅延手段とをこの順番に直
列接続して成る入力回路と、上記遅延手段の一方の端子に接続された第１の
信号入力と、上記遅延手段の他方の端子に接続さ
れた第２の信号入力と、上記第１の信号入力から
の信号が供給される第１の入力と上記第２の信号
入力からの信号が供給される第２の入力とを有す
る差動的に動作する手段とを含むピーキング信号
成分発生用ピーキング信号路と、上記映像信号路からの映像信号と、上記ピーキ
ング信号路からの上記ピーキング信号成分とを組
合わせてピーキング済映像信号を生成する信号組
合わせ回路網と、上記ピーキング済映像信号に応動する利用回路
網と、上記基準期間に上記映像信号を感知して上記映
像信号の基準レベルの感知状態に応じて出力制御
電圧を発生する制御回路網と、上記映像信号路と上記ピーキング信号路の両入
力点において上記交流結合コンデンサに対して、
そのコンデンサに蓄積された電荷を上記映像信号
の基準レベルの所要状態を維持する方向に変える
ような形で上記出力制御電圧を印加する手段と、
を具備し、上記出力制御電圧を印加する手段は、上記制御
回路網の出力と上記遅延手段のいずれか一方の端
子との間に結合されたインピーダンスより成るも
のである、映像信号処理装置。