JPS5868381A - 映像信号処理方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の関連する技術分野〕 この発明は制御される直流レベルを有する映像信号とそ
の映像信号から引出されるピーキング成分との間に、制
御済映像信号とピーキング成分を組合せたときに生ずる
ピーキング済映像信号に歪を生成し得る無用の直流偏移
誤差を減するような所要の関係を維持する装置に関する
。　　−〔従来技術〕 テレビ受像機に見られるような映像信号処理方式の応答
が、映像信号の振幅変化の勾配すなわち「峻度」を増す
ことによシ主観的に改善されることが知られているが、
これに関連して、映像信号応答はその振幅変化の直前と
直後にそれぞれ信号の「プレシュート」と「オーバーシ
ュート」全発生させて黒から白へと白から黒への振幅変
化を強調することによシ改善することができる。この結
果は普通ピーキング信号成分を発生し、これを映像信号
に加えて振幅変化が強調されたピーキング済映像信号を
生成することにより得られるが、ピーキング信号成分に
応じてこのようなピーキング済映像信号を生成する回路
構成は例えば米国特許願第２５５．９８２号明細書に記
載されている。

映像信号の直流レベルとこの映像信号と組合せるピーキ
ング成分の直流レベルとの間に所定の関係を維持するこ
とが望ましく、この組合される映像信号とピーキング成
分の直流レベル間の不整合（すなわち偏移誤差）によっ
てピーキング済映像信号の所要のグレースケール応答が
損われ、そのためにピーキング済映像信号に応じて再生
される画像の明暗転換情報内容が忠実に再生されないこ
とがある。その上このような直流レベｌしの不整合はピ
ーキング済映像信号のピーキング信号に悪影響して、そ
のピーキングが所要の対称型にならず非対称になること
もある。例えば直流レベｌし不整合により「プレシュー
ト」のピーキング成分より著シく大きい「オーバーシュ
ート」のピーキングとがある。

〔発明の開示〕

この発明による映像信号ピーキング兼直流制御回路網は
映像信号とこれと組合すピーキング成分の間に直流偏移
誤差の生じる機会を著しく減じるように構成され、この
ため回路成分を経済的に使用するようになっていて特に
その大部分を集積回路に構成するのに適している。

この発明の回路網は映像信号路とこの信号路からの信号
と組合せてピーキング済輝度信号を生成するピーキング
成分を発生する回路網を含むピーキング信号路を有し、
この２つの信号路の各入力にコンデンサを介して映像信
号が交流結合される。

またその両信号路の入力にはピーキング済映像信号の黒
基準レベＭを所要状態に維持干るだめの制御電圧が印加
され、その入力交流結合コンデンサに蓄積される。

この発明の１特徴によれば、その回路網がクロ４　ミナ
ンス信号源を含むカラーテレビ受像機に組込まれ、ピー
キング済映像信号をクロミナンス信号と組合せてカラー
画像表示信号を生成する回路に入力結合コンデンサから
映像信号が直流結合される。

この発明の他の特徴によれば、差動増幅器がその相補出
力に相補位相のピーキング信号を生成する。また映像信
号路が交流結合された映像信号に応じて七の相補出力に
相補位相の映像信号を生成する差動増幅器を含み、この
映像信号が相補位相のピーキング成分と組合されて相補
位相のピーキング済映像信号を生ずる。

〔発明の実施例］ 第１図において、信号源１０からのクロミナンス信号は
クロミナンス処理回路１２に印加されて色差信号Ｒ−Ｙ
、Ｇ−Ｙ、Ｂ−Ｙを生成する。

（１−８１５からの輝度信号はエミッタホロワトランジ
スタ１８、抵抗２０、交流信号結合用コンデンサ２２を
介して後述の映像信号ピーキング回路を含む輝度信号処
理回路網２５に供給される。回路網２５からのピーキン
グ済の輝度信号は回路点Ａに現れ。

利得制御増幅器３０と信号結合回路網３２を介してマト
リックス増ｆｆｍ器３５に印加される。マトリックス３
５は色差信号とピーキング済輝度信号を組合せてカラー
画像表示出力信号Ｒ％Ｇ、Ｂを生成する。

増幅器３０は差動利得制御電圧Ｖ□、Ｖ２に応じて利”
得制御される差動増幅器で、その制御電圧は利得制御回
路網４０と連動する利得制御用電位差計４２の設定によ
ってその回路網４０から引出される。バイアス回路網４
４はその利得制御回路網４０の直流動作バイアスを設定
する働らきをする。回ニ網４０はさらに直流補償電圧ｖ
３を増幅器３０に供給して、その増幅器３０が電圧■０
、ｖ２に応じて利得制御されているときその直流出力レ
ベルを実質的に一定に保つ。

利得制御回路４０は米国特許願第２９６，８６５号明細
書に記載されている。

信号源１５から供給されて回路点Ａに現れた輝度信号は
画像ブランキング期間で分離された周期的画像期間を含
み、各ブランキング期間は水平同期パルス期間と映像信
号の黒基準レベルが生じる基準期間（すなわちいわゆる
「後部ポーチ」期間）を含んでいる。増幅器３０で処理
された輝度信号の黒基準レベルは、出力ゲート回路網５
５を伴うキード比較器５０．抵抗５８および比較器５０
の発生する出力制御電圧を蓄積する働らきをする入力交
流結合コンデンサ２２を含む黒レベルクランプ回路網に
よって所要値に維持される。

比較器５０はタイミング信号’ＶＫに応動するようにキ
ーイングされ、動作時にそのとき回路点Ａに生じたピー
キング済輝度信号の黒基準レベルをバイアス回路４４か
ら引出された基準電圧Ｖｎと比較する。

比較器５０の出力制御電圧は輝度信号の黒基準レベルと
基準電圧ＶＲの差を表わす。ゲート５５はまたキーイン
グ信号ＶＫに応じて輝度信号の黒レベル基準期間中導通
し、制御電圧を抵抗５８と遅延線６０を介して入力交流
結合コンデンサ２２に送り、ここに蓄積する。この制御
電圧は比較器５０で感知された黒基準レベルと基準電圧
■Ｒの差が小さくなるようにその黒基準レベルを変える
だめの大きさと向きを示す。この閉ループの制御動作に
より、輝度信号の黒基準レベルが所要値に保たれる。上
記比較器間する他の情報は米国特許願第２９６．８６４
号明細書に記載されている。

遅延線６０は輝度信号の信号移動時間をクロミナンス信
号と同じにして、輝度信号とクロミナンス信号がマトリ
ックス３５に正しい時間関係で印加されるようにする働
らきをする。この遅延線６ｏは約４・ＯＭＨｚの輝度信
号帯埴幅に跨がる広帯域直線位相装置で、また第２図に
ついて詳細に後述するように、直流結合された差動入力
水平ピーキング回路網６５と共働して水平ピーキング信
号成分を生成する。遅延線６０の出力端子に直流結合さ
れた増幅器６８の出力からの相補位相広帯域輝度成分は
信号組合せ回路７０で回路網６５からの相補位相の水平
ピーキング成分と組合される。回路点Ａの波形で示され
る組合せ回路７ｏのピーキング演出カ輝度信号はその振
幅変化を強調するピーキングプレシュート成分Ｖｐよと
ピーキングオーバーシュート成分”Ｐ２を含んでいる。

ピーキング信号出方供給路は輝度信号の基準期間中に比
較器５０が動作して黒レベル制御電圧を発生したときピ
ーキング阻止制御電圧に応じて遮断される。このように
してピーキング信号路が遮断されると、黒レベル帰還制
御ループが安定化し、比較器がノイズを含む擬似信号に
応動して、ピーキング回路網で強調されたその擬似信号
のためその制御電圧を損うのが防がれる。この性質に関
するその他の細部は米国特許願第３０４，３４５号明細
書に記載されている。

遅延線６０は直流で無視可能のインピーダンスを示し、
比較器５ｏから電荷蓄積コンデンサ２２に直流黒レベル
制御信号を供給する働らきをする。このようにして蓄積
された黒レベル制御電圧は遅延線６０を介して増幅器６
８の入力から処理回路２５の広帯域輝度信号処理路に印
加されると共に、水平ピーキング回路網６５の差動入力
からピーキング信号路に後述のように制御信号がピーキ
ング成分を損じないような方法で印加される。

第２図の回路の説明から、増幅器２８かの広帯域輝度信
号の直流レベルと回路網６５からピーキング成分の直流
レベルがこの両信号を信号組合せ回路７０で組合せると
き確実に所要の値を示すという利点をこの回路構成が持
つことが判る。すなわち輝度信号の直流決定黒レベルが
制御され、その制御替 一キング成分の間に無用の直流偏移が存在する機会を著
しく少なくするようにピーキング成分と組合される。従
ってピーキングされた輝度信号中の直流誤差と再生画像
のグレースケール内容の付随誤差の生起確率が著しく低
下する。しかも信号のピーキング応答特性を歪まず直流
偏移誤差の機会を少なくすること（例えば広帯域信号と
ピーキング信号を直流偏移誤差をもって組合せたとき非
対称ピーキング応答を起すこと）により、ピーキング済
輝度信号の所要のピーキング応答（例えば対称型ピーキ
ング応答）が維持される。

上記輝度信号処理制御回路は結合コンデンサ２２の出力
からマトリックス３５の入力に直流結合されている。こ
の方式は入力交流結合と制御電圧蓄積に１つのコンデン
サすなわちコンデンサ２２シか不要で、回路を集積回路
に構成中るとき外部端子が極めて少数しか要しない利点
がある。これについて言えば第１図の回路はコンデンサ
２２、遅延線６゜および利得制御用電位差計４２を除込
て容易に集積回路に構成することができる。この場合は
遅延線６０の入出力端子を増幅器６８とピーキング回路
網６５に結合するために必要な集積回路の外部端子は２
つであり、その一方を利用してコンデンサ２２ヲ集積回
路に結合する。従って上記の回路構成によると外部接続
用に利用し得る集積回路の端子の数が限定されて経済的
である。

第２図は輝度信号処理回路の詳細を示す。遅延線６００
Å力に印加される広帯域輝度信号がエミッタホロワトラ
ンジスタ７５、’７６と抵抗７８を介して（第１図のピ
ーキング回路網６５を構成する）トランジスタ８０．８
２を含む差動増幅器の一方の入力に供給され、その差動
増幅器の他方の入力には遅延線６０の出力の遅延輝度信
号がエミッタホロワトランジスタ８５．８６と抵抗８８
を介して供給される。このように遅延線６０はトランジ
スタ８Ｃ）、８２の各ベース入力の間に結合されている
。遅延線６０の出力の遅延広帯域輝度信号はまたホロワ
トランジスタ８５を介して（第１図の増幅器６８を構成
する）トランジスタ９０．９２を含む差動増幅器に印加
される。この差動増幅器９０．９２は輝度処理回路２５
の広帯域輝度信号処理路に含まれ、差動増幅器８０．８
２はその回路２５の水平ピーキング路に含まれる。

遅延線６０は水平ピーキング回路網の振幅対周波数応答
特性のピーク振幅応答が約１・ａ　ＭＨｚで起るように
１４０　ｎ秒程度の信号遅延を与える。遅延線６０の出
力はトランジスタ８５の高入力インピーダンスにより成
端されているから、その特性インピーダンスに対して本
質的に成端されず、このためこの遅延線は反射率約１の
電圧反射モードで動作する。遅延線６０の入力は第１図
の抵抗２０によりその特性インピーダンスで成端されて
いる。

トランジスタ８０のベース入力には遅延輝度信号が生成
し、トランジスタ８２のベース入力には輝度信号と２回
遅延輝度信号が和として生成する。このトランジスタ８
０，８２のペース電極に生じた信号のため差動増幅器８
０．８２はそのトランジスタ８０゜８２の相補位相の各
コレクタ回路にブレシュートおヨヒオーバーシュートの
ピーキング信号成分を発生する。

トランジスタ９４％９５．９６．９７を含む回路は信号
組合せ回路７０を構成する。エミッタ結合トランジスタ
９４．９５がトランジスタ８０からピーキング成分ヲ受
け、エミッタ結合トランジスタ９６．９’７がトランジ
スタ８２から相補位相のピーキング成分を受ける。トラ
ンジスタ８２からのピーキング成分はトランジスタ９２
からの広帯域輝度信号と回路点Ｂで組合され、トランジ
スタ８ｏからのピーキング成分はトランジスタ９０か−
らの広帯域輝度成分と回路点Ｃで組合される。従って互
いに相補位相の水平ピーキング済輝度信号が回路点Ｂ、
Ｃに生ずる。上述の（すなわち遅延線６０と差動増幅器
８０．８２を含む）形式の水平ピーキング成分発生器の
動作に関する他の情報は前記米国特許願第２５５．９８
２号明細書に開示されている。

ピーキング成分の大きさは例えばピーキング制御電圧Ｖ
ｐによシトランジスタ９４．９５．９６．９’７の導通
を制御することによって制御することができる。

制御電圧Ｖｐは視聴者が制御する手動調節式電位差計か
ら引出すことができるが、また上記米国特許願明細書記
載のようにして引出した制御電圧に応じて自動ピーキン
グ制御を行うこともできる。

第１図について述べたように、トランジスタ９８゜とダ
イオード９９の導通を制御することによって輝度信号の
黒レベル制御期間中ピーキング信号結合用トランジスタ
９４．９６をシト導通にする阻止制御電圧に応じてピー
キング信号路が遮断される。

増幅器９０．９２によ多処理され、信号組合せ回路点Ｂ
、Ｃに生じた広帯域輝度信号の黒基準レベルは、コンデ
ンサ２２に蓄積された比較器５０の出力制御電圧に応じ
て設定さ・れる。この黒レベル制御電圧はホロワトラン
ジスタ８５ヲ介してトランジスタ９００ペース入力に印
加される。

黒レベル制御電圧は４た第１および第２の対称結合路を
介してピーキング差動増幅トランジスタ８０．８２のベ
ース入力に印加される。第１の結合路Ｌ、第２の結合路
はエミッタホロワトランジスタ７５．７６と抵抗７８と
遅延線６０を含んで制御電圧をトランジスタ８２のベー
スに結合する。これに関連して遅延線６０が直流で無視
可能のインピーダンスを示すことに注目される。従って
ホロワトランジスタ７５．８５の直流ベース電圧は実質
的に相等しく、比較器５０からの黒基準制御電圧のレベ
ルの変化を追跡する。

トランジスタ８０．８２の直流ベース電圧も実質的に相
等しい。差動増幅器８０．８２の共通モード阻止特性は
その増幅器８０．８２が黒レベル制御信号の変動によっ
て生ずる相等しい直流ベース電圧変化を含む共通モード
の入力信号に応動するのを防ぐ利点がある。従つ、て変
化する黒レベル制御電圧は増幅器８０．８２によって発
生されたピーキング成分の所要の直流値を狂わすことが
ない。この結果、ピーキング信号と輝度信号の和算によ
り得られるピーキング済輝度信号は適正な直流レベルを
有する。

これに関連してピーキング成分の直流値が零でなの回路
構成においてピーキング増幅器８ｏ、８２の共通モード
阻止、（黒レベル制御電圧の蓄積も行う利点を持つ）コ
ンデンサ２２を介する入力の交流結合および遅延線６０
と増幅器８０．８２の差動入力との間の対称結合路によ
って達せられる。

上述の黒レベル制御回路網はこの場合のように輝度処理
回路２５０入力回路が１対のエミッタ結合ベース入力ト
ランジスタ９ｏ、９２を含む差動増幅器を有するとき利
点が追加される。すなわちこの形式の差動増幅器はその
動作範囲の多くに亘って非線形の入力対出力信号伝達応
答特性を示し、輝度信号が非線形に処理されると再生画
像にグレースケール誤差を生ずる。この誤差は差動増幅
器にピーク・ピーク振幅変動の比較的小さい輝度信号を
印加してその黒基準直流レベルが（例えば交流結合や信
号の衝撃係数の変化によシ）移動したときでもその輝度
信号がその差動増幅器の線形動作範囲内で確実に処理さ
れるように差動増幅器を補償する等の方法で消去するこ
とができる。

比較器５ｏの輝度信号黒レベルクランプ動作は輝度信号
画像情報の通常予想されるピーク・ピーク変動（すなわ
ち画像の明暗変化）が差動増幅器９０．９２の線形動作
範囲内に留まるようにその差動増幅器の伝達特性に対し
て黒基準レベルを予想し得るように設定する働らきをす
る。これによって差動増幅器に比較的大振幅広ダイナミ
ツクレンジの信号を印加することができ、すなわち入力
輝度信号のダイナミックレンジを差動増幅器９０．９２
の線形動作範囲を完全に利用し得るように充分大きくす
ることができる。このようにダイナミックレンジの広い
信号を用いると信号対雑音応答がなくなるという利点も
ある。

同じ理由で上述の回路はまたピーキング用差動増幅器８
ｏ、８２の動作を線形範囲内に維持してピーキング成分
の歪を防ぐ働らきもする。

回路点Ｂ、Ｃに生成された相補位相の映像信号とピーキ
ング信号の各出力は第３図に示すように差動増幅器１１
２，１１４により組合されて単相ピーキング済輝度信号
を生ずる。この相補位相信号の組合せはまた例えば電源
変動等の共通モード効果による組合されたピーキング済
映像信号中の直流偏移誤差の生ずる確率を著しく減する
のを助ける。

第３図は第１図の増幅器３ｏと利得制御回路網４゜の細
部を示す。図において第２図の回路点Ｂ、Ｃからの相補
位相のピーキング済輝度信号がこれを受けてさらに差動
型接続トランジスタ１１２．１１４にそれぞれ印加する
入力共通ベーストランジスタ１００、１０２を含む回路
網１１０に印加される。トランジスタｌ１２のコレクタ
出力回路には非平衡終端されたピーキング済輝度信号が
生成され、トランジスタ１１８　、抵抗１２１およびエ
ミッタホロワトランジスタ１２３を介して増幅器３０に
含まれるトランジスタ１３’ｏに供給される。

増幅器３０は差動的に接続されたトランジスタ１３２　
、１３４　ヲ含ミ、）ランラスタ１３ｏハエミツタ抵抗
１３８と共にそのトランジスタ１３２．１３４ｏｙ［流
源として働らいてその動作バイアス電流並びに増幅され
る輝度信号を供給する。増幅されたピーキング済輝度信
号はコレクタ負荷抵抗１３９０両端間に発生し、第１図
に示す輝度信号結合回路網３２に供給される。増幅器の
トランジスタ１３２．１３４は後述のように利得制御回
路４０から供給される差動利得制御電圧■□、■２に応
じて差動的に利得制御される。またトランジスタ１３４
のコレクタ出力には回路４０から直流補償電圧ｖ３が印
加され、トランジスタ１３２．１３４が利得制御されて
いるときトランジスタ１３４の零入力直流コレクタ電圧
電流を実質的に一定に保つ。

利得制御回路４０はトランジスタ１４２とダイオード接
線トランジスタ１４４を含む差動型接続電流分割器を含
んでいる。トランジスタ１４２とダイオード接続トラン
ジスタ１４４にはそれぞれ抵抗１４５と電流源１４６お
よび抵抗１４８と電流源１４９を含む対称バイアス回路
網が付属している。電流源１４６の導通を利得制御電位
差計４２の設定に応じて変えることにより差動利得制御
電圧■１、■２が変る。利得制御回路４０のバイアスは
トランジスタ１５０トソのエミッタ抵抗１５２を含む電
流源からトランジスタ１４２とダイオード１４４に供給
される直流動作供給示すバイアス源４４から引出される
安定な直流基準電圧■Ｒによυバイアスされる。

増幅器３０の利得制御中その直流出力レベルを実質的に
一定に保つ上述の増幅器３０の直流補償は、その増幅器
３０の電流源１３０と利得制御回路４０の電流源１５０
によシ供給されるバイアス電流が所定の関係にある（こ
の場合は相等しい）限り維持される。この関係は前述の
ように映像信号の黒基準レベルを設定する働らきもする
比較器５０を含む制御ループによって維持される。

すなわち比較器５０は各黒基準期間中に電流源トランジ
スタ１３０．１５０の各エミッタ抵抗１３８．１５２に
生じた直流電圧を感知比較するが、第１図および第２図
の説明から判るように、比較器５ｏの出力制御電圧はそ
の感知した電圧の差を表わし、この差を減するようにコ
ンデンサ２２の電荷を変えるのに用いられる。このよう
にこの例では比較器５０を含む制御ループが、前記米国
特許願第２９６．８６４号明細書に詳述されたように、
利得制御された増幅器３０の所要の直流補償が持続する
ように電流源トランジスタ１３０．１５０から供給され
る直流バイアス電流を実質的に相等しくする働らきもす
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の１実施例を含むカラーテレビ受像機
の一部の部分ブロック回路図、第２図および第３図は第
１図の回路の各部の詳細回路図である。 １５・・・映像信号源、２２・・・コンデンサ、１８，
２０．２２・・・入力回路、３０．３２．３５・・・利
用回路網、５０・・・制御回路網、５５．５８・・・制
御電圧印加手段、７０・・・組合せ回路網。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　画像期間と基準レベルを含む基準期間を有す
   るブランキング期間とを含む映像信号の信号源と、信号
   入力を有する映像信号路と、信号入力を有し、信号ピー
   キング成分を発生する手段を含むピーキング信号路と、
   上記信号源からの映像信号を上記映像信号路および上記
   ピーキング信号路の上記入力に交流結合するコンデンサ
   を含む入力回路と、上記映像信号路からの映像信号を上
   記ピーキング信号路からの上記ピーキング成分と組合せ
   てピーキング済映像信号を生成する信号組合せ回路網と
   、上記ビニキング済映像信号に応動する利用回路網と、
   上記基準期間中上記映像信号を感知して上記映像信号の
   基準レベルの感知状態に応じて出力制御電圧を発生する
   制御回路網と、上記制御電圧を上記映像信号路とピーキ
   ング信号路の入力の交流結合コンデンサに値上のコンデ
   ンサに蓄積された電荷を上記映像信号の基準レベルの所
   要状態を維持する方向に変えるような向きで印加する手
   段とを含む映像信号処理方式。