JPH0456536B2 - - Google Patents
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- JPH0456536B2 JPH0456536B2 JP57041147A JP4114782A JPH0456536B2 JP H0456536 B2 JPH0456536 B2 JP H0456536B2 JP 57041147 A JP57041147 A JP 57041147A JP 4114782 A JP4114782 A JP 4114782A JP H0456536 B2 JPH0456536 B2 JP H0456536B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
- H02M7/529—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation using digital control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、直流送電等に用いる電力変換装置に
よる交流系統の周波数制御方法に関する。
よる交流系統の周波数制御方法に関する。
直流送電や周波数変換に適用される電力変換装
置は、第１図に示す三相サイリスタブリツジが使
われている。
置は、第１図に示す三相サイリスタブリツジが使
われている。
三相サイリスタブリツジ１はサイリスタＵ，
Ｚ，Ｖ，Ｘ，Ｗ，Ｙで構成され、Ｒ，Ｓ，Ｔは交
流側端子、Ｐ，Ｎは直流側端子である。
Ｚ，Ｖ，Ｘ，Ｗ，Ｙで構成され、Ｒ，Ｓ，Ｔは交
流側端子、Ｐ，Ｎは直流側端子である。
三相サイリスタブリツジ１はサイリスタＵ，
Ｚ，Ｖ，Ｘ，Ｗ，Ｙを位相制御することにより、
交流電圧を直流電圧に変換して電力を交流側から
直流側へまたは直流側から交流側へ送ることがで
きる。
Ｚ，Ｖ，Ｘ，Ｗ，Ｙを位相制御することにより、
交流電圧を直流電圧に変換して電力を交流側から
直流側へまたは直流側から交流側へ送ることがで
きる。
しかして、三相サイリスタブリツジ１の各サイ
リスタの位相制御は交流電圧の周波数に同期して
行なわれる。この位相制御によれば、電力の潮流
をすばやく変えることができるため、交流系統の
周波数改善に用いられることがある。
リスタの位相制御は交流電圧の周波数に同期して
行なわれる。この位相制御によれば、電力の潮流
をすばやく変えることができるため、交流系統の
周波数改善に用いられることがある。
第２図は直流送電の交流系統の周波数制御機構
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
２０１，２０２は第１，第２の交流発電機、２
０３は交流母線である。
０３は交流母線である。
交流母線２０３からの交流電圧は変圧器２０４
を介して三相サイリスタブリツジ２０５により直
流電圧に変換され、交流側の電流を直流側へ送出
する。直流に変換された電流、すなわち直流電流
は直流リアクトル２０６，２０７を介して三相サ
イリスタブリツジ２０８に送り込まれ、交流電流
に変換された後、変圧器２０９を経て負荷２１０
に供給される。
を介して三相サイリスタブリツジ２０５により直
流電圧に変換され、交流側の電流を直流側へ送出
する。直流に変換された電流、すなわち直流電流
は直流リアクトル２０６，２０７を介して三相サ
イリスタブリツジ２０８に送り込まれ、交流電流
に変換された後、変圧器２０９を経て負荷２１０
に供給される。
三相サイリスタブリツジ２０５，２０８は直流
電圧Vdがほぼ一定になるように制御されており、
電力の潮流は直流電流Idを変えることにより変化
させることができる。２１１は計器用変圧器で交
流電圧Vacを導入し、その交流電圧Vacにより、
周波数検出器２１４は交流母線２０３の周波数Ｆ
を検出する。また、直流電圧検出器２１２からの
直流電圧信号と、直流電流検出器２１３からの直
流電流信号により、直流電力検出器２１５は直流
電力Pdを検出する。
電圧Vdがほぼ一定になるように制御されており、
電力の潮流は直流電流Idを変えることにより変化
させることができる。２１１は計器用変圧器で交
流電圧Vacを導入し、その交流電圧Vacにより、
周波数検出器２１４は交流母線２０３の周波数Ｆ
を検出する。また、直流電圧検出器２１２からの
直流電圧信号と、直流電流検出器２１３からの直
流電流信号により、直流電力検出器２１５は直流
電力Pdを検出する。
２２０は三相サイリスタブリツジ２０５，２０
８を位相制御するときに用いる直流電流基準Idp
を算出するアナログ制御装置である。２１６，２
１８は加算器、２１７，２１９はPID演算等を行
なう演算器である。
８を位相制御するときに用いる直流電流基準Idp
を算出するアナログ制御装置である。２１６，２
１８は加算器、２１７，２１９はPID演算等を行
なう演算器である。
第３図は、第２図の交流母線２０３の周波数Ｆ
の変動を三相サイリスタブリツジ２０５，２０８
を位相制御することによりどのようにおさめるか
を説明する電力−周波数特性図である。
の変動を三相サイリスタブリツジ２０５，２０８
を位相制御することによりどのようにおさめるか
を説明する電力−周波数特性図である。
第３図では、交流母線２０３における発電機２
０１，２０２からの電力と周波数の特性を直線
G1，G2で表わし、負荷が要求する電力と周波数
の特性をL1，L2で示している。
０１，２０２からの電力と周波数の特性を直線
G1，G2で表わし、負荷が要求する電力と周波数
の特性をL1，L2で示している。
さて、第３図で発電機２０１，２０２がG1の
特性で運転されており、負荷２１０が要求する電
力がL1の特性上にある場合に、規定の周波数
Fref、供給電力Pdpとなるように三相サイリスタ
ブリツジ２０５，２０８が位相制御され、Ａ点で
運転が行なわれる。
特性で運転されており、負荷２１０が要求する電
力がL1の特性上にある場合に、規定の周波数
Fref、供給電力Pdpとなるように三相サイリスタ
ブリツジ２０５，２０８が位相制御され、Ａ点で
運転が行なわれる。
このとき、発電機２０２が発電を急に停止した
場合に、発電機２０１からのみの電力供給となる
ため、交流母線２０３へ供給する発電機２０１か
らの電力−周波数特性はG2となる。三相サイリ
スタブリツジ２０５，２０８が発電機２０２の停
止に拘らずL1の負荷特性で運転を継続した場合
は、Ｂ点で運転が行なわれ、周波数がF2まで低
下し、発電機２０１は運転を継続できなくなる恐
れがある。
場合に、発電機２０１からのみの電力供給となる
ため、交流母線２０３へ供給する発電機２０１か
らの電力−周波数特性はG2となる。三相サイリ
スタブリツジ２０５，２０８が発電機２０２の停
止に拘らずL1の負荷特性で運転を継続した場合
は、Ｂ点で運転が行なわれ、周波数がF2まで低
下し、発電機２０１は運転を継続できなくなる恐
れがある。
この場合、負荷２１０が必要とする電力特性を
L2にすればＣ点で運転が行なわれ、周波数はFref
となり、発電機２０１は安定に運転を継続でき
る。すなわち、三相サイリスタブリツジ２０５に
より、負荷に供給する電力をP2にすれば、発電
機２０１は安定に運転を継続できる。
L2にすればＣ点で運転が行なわれ、周波数はFref
となり、発電機２０１は安定に運転を継続でき
る。すなわち、三相サイリスタブリツジ２０５に
より、負荷に供給する電力をP2にすれば、発電
機２０１は安定に運転を継続できる。
それでは、上述のように、交流母線２０３の周
波数を一定に維持する制御方式を第２図を用いて
説明する。
波数を一定に維持する制御方式を第２図を用いて
説明する。
交流母線２０３から計器用変圧器２１１を介し
て導入される三相交流電圧Vacの周波数Ｆは、周
波数検出器２１４により検出される。周波数Ｆは
アナログ制御装置２２０内の加算器２１６で交流
母線の規準周波数Frefとの差がとられ、演算装置
２１７で補正された後、電力基準補正信号△Pdp
として加算器２１８に加えられる。
て導入される三相交流電圧Vacの周波数Ｆは、周
波数検出器２１４により検出される。周波数Ｆは
アナログ制御装置２２０内の加算器２１６で交流
母線の規準周波数Frefとの差がとられ、演算装置
２１７で補正された後、電力基準補正信号△Pdp
として加算器２１８に加えられる。
また、直流電圧検出器２１２と直流電流検出器
２１３により検出された直流電圧と直流電流は、
直流電力検出器２１５により直流電力信号Pdと
して加算器２１８に加えられる。加算器２１８で
は電力基準Pdpから直流電力信号Pdと直流電力基
準補正信号△Pdpを減じた値が得られ、これを演
算装置２１９を経ることにより直流電流基準Idp
を得る。
２１３により検出された直流電圧と直流電流は、
直流電力検出器２１５により直流電力信号Pdと
して加算器２１８に加えられる。加算器２１８で
は電力基準Pdpから直流電力信号Pdと直流電力基
準補正信号△Pdpを減じた値が得られ、これを演
算装置２１９を経ることにより直流電流基準Idp
を得る。
このようにして得られた直流電流基準Idpは、
交流母線の周波数Ｆが減少すると増大し、周波数
が増加すると減少するため、この直流電流基準
Idpを用いて三相サイリスタブリツジ２０５，２
０８を位相制御することにより、交流母線２０３
の周波数Ｆを一定にすることができる。
交流母線の周波数Ｆが減少すると増大し、周波数
が増加すると減少するため、この直流電流基準
Idpを用いて三相サイリスタブリツジ２０５，２
０８を位相制御することにより、交流母線２０３
の周波数Ｆを一定にすることができる。
ところで、従来の直流送電等に用いる制御装置
はアナログ回路で行なわれることが多く、周波数
検出器２１４からの周波数信号Ｆはアナログの電
圧値として出力されることが多かつた。しかし近
年、マイクロコンピユータ等のデジタル回路で直
流送電等に用いる制御装置を構成する方式が出現
している。
はアナログ回路で行なわれることが多く、周波数
検出器２１４からの周波数信号Ｆはアナログの電
圧値として出力されることが多かつた。しかし近
年、マイクロコンピユータ等のデジタル回路で直
流送電等に用いる制御装置を構成する方式が出現
している。
第４図は、第１図の電力変換装置１のコンピユ
ータを用いた従来のデジタル位相制御装置の慨略
構成を示すブロツク図である。
ータを用いた従来のデジタル位相制御装置の慨略
構成を示すブロツク図である。
４０１は位相検出器、４０２はコンピユータ、
４０３はゲートロジツクである。位相検出器４０
１は電力変換装置１の交流側端Ｒ，Ｓ，Ｔからの
交流電圧信号eR，eS，eTを取り込み、交流側電圧
に同期した位相信号θを取り出す回路であり、特
願昭55−34851のようなフエーズロツクループ
（PLL）回路が用いられる。コンピユータ４０２
は交流系統の周波数信号ｆ、直流電力Pd、直流
電流Id、直流電圧Vd等をフイードバツク量として
取り込み、電力変換装置１の直流側へ送出する位
相制御信号Ecを演算する。ゲートロジツク４０３
はデジタル位相信号θとデジタル位相制御信号Ec
とから電力変換装置１のサイリスタＵ，Ｚ，Ｖ，
Ｘ，Ｗ，Ｙに与える点弧パルスTPの出力時刻を
決定し、点弧パルスTPを出力する。
４０３はゲートロジツクである。位相検出器４０
１は電力変換装置１の交流側端Ｒ，Ｓ，Ｔからの
交流電圧信号eR，eS，eTを取り込み、交流側電圧
に同期した位相信号θを取り出す回路であり、特
願昭55−34851のようなフエーズロツクループ
（PLL）回路が用いられる。コンピユータ４０２
は交流系統の周波数信号ｆ、直流電力Pd、直流
電流Id、直流電圧Vd等をフイードバツク量として
取り込み、電力変換装置１の直流側へ送出する位
相制御信号Ecを演算する。ゲートロジツク４０３
はデジタル位相信号θとデジタル位相制御信号Ec
とから電力変換装置１のサイリスタＵ，Ｚ，Ｖ，
Ｘ，Ｗ，Ｙに与える点弧パルスTPの出力時刻を
決定し、点弧パルスTPを出力する。
コンピユータ４０２はフイードバツク量を一定
周期のサンプリング周期毎に読み込み演算を行な
つている。ここでフイードバツク量として周波数
Ｆに着目する。周波数Ｆの検出には従来、周波数
を電圧に変換するＦ／Ｖ変換器が使用されること
が多い。
周期のサンプリング周期毎に読み込み演算を行な
つている。ここでフイードバツク量として周波数
Ｆに着目する。周波数Ｆの検出には従来、周波数
を電圧に変換するＦ／Ｖ変換器が使用されること
が多い。
Ｆ／Ｖ変換器を周波数検出器として用いて、周
波数信号ｆをコンピユータ４０２に取り込む従来
例を示すブロツク図が第５図である。５０１は
Ｆ／Ｖ変換器、５０２はコンピユータ４０２内の
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、５０３は
コンピユータ４０２内の中央処理装置（CPU）
である。交流母線からの周波数ＦはＦ／Ｖ変換器
５０１によりアナログ電圧の周波数信号ｆに変換
され、さらにＡ／Ｄ変換器５０２によりデジタル
信号に変換された後CPU５０３に周波数信号
FCNTとして導入され演算に使用される。
波数信号ｆをコンピユータ４０２に取り込む従来
例を示すブロツク図が第５図である。５０１は
Ｆ／Ｖ変換器、５０２はコンピユータ４０２内の
アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、５０３は
コンピユータ４０２内の中央処理装置（CPU）
である。交流母線からの周波数ＦはＦ／Ｖ変換器
５０１によりアナログ電圧の周波数信号ｆに変換
され、さらにＡ／Ｄ変換器５０２によりデジタル
信号に変換された後CPU５０３に周波数信号
FCNTとして導入され演算に使用される。
上述の従来例のように周波数Ｆを検出した場
合、次のような不具合がある。
合、次のような不具合がある。
○イ Ａ／Ｄ変換器５０２はアナログ量をデジタル
量に変換する場合に、一般に時間がかかりこれ
がコンピユータ４０２のサンプリング周期を長
くする原因となり、コンピユータ４０２による
演算の精度を悪くする。例えば、これまでに普
通に使われる12ビツト程度のＡ／Ｄ変換器５０
２の変換時間は25μ秒位であり、マイクロコン
ピユータ〔汎用的に使われている5MHzクロツ
クのインテル社製8086〕によるＡ／Ｄ変換器５
０２への処理が10μ秒位であり、それ故にＡ／
Ｄ変換の所要時間は35μ秒位である。
量に変換する場合に、一般に時間がかかりこれ
がコンピユータ４０２のサンプリング周期を長
くする原因となり、コンピユータ４０２による
演算の精度を悪くする。例えば、これまでに普
通に使われる12ビツト程度のＡ／Ｄ変換器５０
２の変換時間は25μ秒位であり、マイクロコン
ピユータ〔汎用的に使われている5MHzクロツ
クのインテル社製8086〕によるＡ／Ｄ変換器５
０２への処理が10μ秒位であり、それ故にＡ／
Ｄ変換の所要時間は35μ秒位である。
○ロ コンピユータ４０２はサンプリング周期毎に
しか周波数に対する情報が得られないため、大
幅な周波数の変動がこのコンピユータ４０２へ
の取り込み時のみに起こり、その後は基準周波
数であつてもコンピユータ４０２は演算値を大
幅に変動させるため、周波数制御を行なうこと
によりかえつて交流系統に外乱を与える結果と
なる場合がある。
しか周波数に対する情報が得られないため、大
幅な周波数の変動がこのコンピユータ４０２へ
の取り込み時のみに起こり、その後は基準周波
数であつてもコンピユータ４０２は演算値を大
幅に変動させるため、周波数制御を行なうこと
によりかえつて交流系統に外乱を与える結果と
なる場合がある。
ここにおいて、本発明は、それら従来例の不具
合を解決するためになされたもので、電力変換装
置による周波数制御の電源電圧からの周波数の検
出が高精度で応答性がよく行なわれる方法を提供
することを、その目的とする。
合を解決するためになされたもので、電力変換装
置による周波数制御の電源電圧からの周波数の検
出が高精度で応答性がよく行なわれる方法を提供
することを、その目的とする。
本発明は、交流電源の周波数に同期したパルス
を発生するPLL回路で構成した位相検出器から
のパルスをデジタル位相制御装置のコンピユータ
のサンプリングパルスとするとともに、一定の発
振を行なう発振器からの発振を計数器で計数し、
前記サンプリングパルスの整数倍毎に前記コンピ
ユータで前記計数器からの計数値を読み込むこと
により実際の周波数を検出し、予め設定された規
準計数値（基準周波数）と比較演算される周波数
制御方法である。
を発生するPLL回路で構成した位相検出器から
のパルスをデジタル位相制御装置のコンピユータ
のサンプリングパルスとするとともに、一定の発
振を行なう発振器からの発振を計数器で計数し、
前記サンプリングパルスの整数倍毎に前記コンピ
ユータで前記計数器からの計数値を読み込むこと
により実際の周波数を検出し、予め設定された規
準計数値（基準周波数）と比較演算される周波数
制御方法である。
以下、本発明を第６図および第７図の実施例に
ついて説明する。第６図において第４図と同一符
号を付したものは同一もしくは相当部分とする。
ついて説明する。第６図において第４図と同一符
号を付したものは同一もしくは相当部分とする。
第６図は、本発明による周波数制御方法を実現
する一実施例のブロツク図である。
する一実施例のブロツク図である。
位相検出器４０１は交流側電圧信号eR，eS，eT
を導入し、周波数に同期したサンプリングパルス
SPLSがデジタル位相信号θの１信号としてそこ
から取り出される。
を導入し、周波数に同期したサンプリングパルス
SPLSがデジタル位相信号θの１信号としてそこ
から取り出される。
コンピユータ４０２はサンプリングパルス
SPLSを受ける毎に制御演算を実行し、位相制御
信号Ecを導出する。
SPLSを受ける毎に制御演算を実行し、位相制御
信号Ecを導出する。
６０２は計数器でコンピユータ４０２のリセツ
ト信号RSTにより初期化を行ない、計数値
FCNTを零にし、新たに計数を始める。
ト信号RSTにより初期化を行ない、計数値
FCNTを零にし、新たに計数を始める。
６０３は発振器でその出力として一定の発振パ
ルスPULSは計数器６０２へ入力される。
ルスPULSは計数器６０２へ入力される。
そこで、位相検出器４０１は交流電圧信号eR，
eS，eTの周波数の変動に対応してサンプリングパ
ルスSPLSの出力時間間隔を変動させて、サンプ
リングパルスSPLSを出力する。
eS，eTの周波数の変動に対応してサンプリングパ
ルスSPLSの出力時間間隔を変動させて、サンプ
リングパルスSPLSを出力する。
計数器６０２はコンピユータ４０２よりリセツ
ト信号RSTが出力された後、発振器６０３から
の発振パルスPLUSの計数を開始する。
ト信号RSTが出力された後、発振器６０３から
の発振パルスPLUSの計数を開始する。
コンピユータ４０２はサンプリング時刻毎に制
御演算を行ない、電力変換装置１を制御する位相
制御信号Ecを出力しているが、例えば120回のサ
ンプリングパルスSPLSごとに計数器６０２の計
数器FCNTを読み込んでから、計数器６０２に
リセツト信号RSTを出力する。
御演算を行ない、電力変換装置１を制御する位相
制御信号Ecを出力しているが、例えば120回のサ
ンプリングパルスSPLSごとに計数器６０２の計
数器FCNTを読み込んでから、計数器６０２に
リセツト信号RSTを出力する。
ここで、サンプリングパルスSPLSとして電気
角で30゜毎のパルスを使用する場合（１Hzで12
回）、計数器６０２の計数器FCNTは交流電圧信
号の10Hz毎に、一定の周期で発振する発振器６０
３からの発振パルスPULSを計数した計数値
FCNTがコンピユータ４０２に読み込まれるこ
ととなる。
角で30゜毎のパルスを使用する場合（１Hzで12
回）、計数器６０２の計数器FCNTは交流電圧信
号の10Hz毎に、一定の周期で発振する発振器６０
３からの発振パルスPULSを計数した計数値
FCNTがコンピユータ４０２に読み込まれるこ
ととなる。
この場合、コンピユータ４０２が読み込んだ計
数値FCNTは交流系統の規準周波数に相当する
規準計数値FNRMとなるが、変動があれば規準
計数値FNRMとは異なつた値となる。以上から
分かるようにコンピユータ４０２がサンプリング
パルスSPLSの120回毎に読み込んだ計数値
FCNTは周波数に相当する数値である。
数値FCNTは交流系統の規準周波数に相当する
規準計数値FNRMとなるが、変動があれば規準
計数値FNRMとは異なつた値となる。以上から
分かるようにコンピユータ４０２がサンプリング
パルスSPLSの120回毎に読み込んだ計数値
FCNTは周波数に相当する数値である。
ここで、本発明の演算速度について触れてお
く。
く。
本発明はこれまでの説明並びに第６図から分か
るように、従来例におけるＡ／Ｄ変換器５０２は
デジタル位相制御装置４００においては適用して
いない。従つて、本発明は（マイクロ）コンピユ
ータ４０２のソフトウエアにて計数器６０２を処
理するのみで、Ａ／Ｄ変換時間に相当する待ち時
間が必要ないため、計数器６０２での交流電圧の
10Hz毎に発振する発振器６０３からのパルス
PULSをカウントして発生させる計数値FCNTを
出力するに要する時間は10μ秒位である。
るように、従来例におけるＡ／Ｄ変換器５０２は
デジタル位相制御装置４００においては適用して
いない。従つて、本発明は（マイクロ）コンピユ
ータ４０２のソフトウエアにて計数器６０２を処
理するのみで、Ａ／Ｄ変換時間に相当する待ち時
間が必要ないため、計数器６０２での交流電圧の
10Hz毎に発振する発振器６０３からのパルス
PULSをカウントして発生させる計数値FCNTを
出力するに要する時間は10μ秒位である。
先に述べた従来例の35μ秒位に比較して著しく
高速である。
高速である。
第７図は、第６図のコンピユータ４０２がサン
プリングパルス毎に行なつているプログラムの内
容の概略を示すフローチヤートである。
プリングパルス毎に行なつているプログラムの内
容の概略を示すフローチヤートである。
コンピユータ４０２はサンプリングパルス毎に
サンプリングパルスSPLSが前回の120回目から
120回に達したかどうかを調べ、120回に達した場
合、計数器６０２の計数値FCNTを読み込み、
計数器６０２へリセツト信号RSTを出力した後、
計数値FCNTと交流系統の規準の周波数に相等
する規準計数値FNRMとの差により、電力変換
装置１の直流電流規準値Idpを補正することによ
つて周波数制御を行なう。
サンプリングパルスSPLSが前回の120回目から
120回に達したかどうかを調べ、120回に達した場
合、計数器６０２の計数値FCNTを読み込み、
計数器６０２へリセツト信号RSTを出力した後、
計数値FCNTと交流系統の規準の周波数に相等
する規準計数値FNRMとの差により、電力変換
装置１の直流電流規準値Idpを補正することによ
つて周波数制御を行なう。
サンプリングパルスの回数が120回に達しない
場合には、前回の直流電流規準Idpにより位相制
御信号Ecを演算して出力し、今回のサンプリング
パルス時のプログラムを終る。
場合には、前回の直流電流規準Idpにより位相制
御信号Ecを演算して出力し、今回のサンプリング
パルス時のプログラムを終る。
このように周波数検出を行なうことにより、
Ｆ／Ｖ変換器とＡ／Ｄ変換器を用いて周波数検出
を行なう従来例よりも周波数検出が短時間に行な
え、また周波数の変動を平均値としてとらえるた
め、第３図で説明した周波数制御を迅速かつ高精
度で行なえることとなる。
Ｆ／Ｖ変換器とＡ／Ｄ変換器を用いて周波数検出
を行なう従来例よりも周波数検出が短時間に行な
え、また周波数の変動を平均値としてとらえるた
め、第３図で説明した周波数制御を迅速かつ高精
度で行なえることとなる。
かくして本発明によれば次のような効果があ
る。
る。
コンピユータを有するデジタル位相制御装置を
適用した電力変換装置による周波数制御を、交流
電源の周波数に同期したパルスを発生するPLL
回路で構成した位相検出器からのパルス信号をコ
ンピユータのサンプリングパルスとするととも
に、一定の発振を行なう発振器からの発振を計数
器で計数し、前記サンプリングパルスの整数倍毎
にコンピユータで前記計数器からの計数値を読み
込み、周波数を検出して周波数制御を行なわせる
ようにしたことにより、応答の速い、高精度の周
波数制御が行なえる。
適用した電力変換装置による周波数制御を、交流
電源の周波数に同期したパルスを発生するPLL
回路で構成した位相検出器からのパルス信号をコ
ンピユータのサンプリングパルスとするととも
に、一定の発振を行なう発振器からの発振を計数
器で計数し、前記サンプリングパルスの整数倍毎
にコンピユータで前記計数器からの計数値を読み
込み、周波数を検出して周波数制御を行なわせる
ようにしたことにより、応答の速い、高精度の周
波数制御が行なえる。
第１図は三相サイリスタブリツジからなる電力
変換装置の略線図、第２図は直流送電の交流系統
の周波数制御機構を示すブロツク図、第３図は交
流母線の電力−周波数特性図、第４図は従来装置
のブロツク図、第５図はその周波数信号をコンピ
ユータに導入するブロツク、第６図は本発明の一
実施例の構成を示すブロツク図、第７図はそのフ
ローチヤートである。 １，２０５，２０８…電力変換装置、２０１，
２０２…発電機、２０３…交流母線、２０４，２
０９…変圧器、２０６，２０７…直流リアクト
ル、２１０…負荷、２１１…計器用変圧器、２１
２…直流電圧検出器、２１３…直流電流検出器、
２１４…周波数検出器、２１５…直流電力検出
器、２１６，２１８…加算器、２１７，２１９…
Ｐ（比例）Ｉ（積分）Ｄ（微分）演算器、２２０…
アナログ制御装置、４００…デジタル位相制御装
置、４０１…位相検出器（PLL回路）、４０２…
コンピユータ、４０３…ゲートロジツク、５０１
…周波数−電圧変換器、５０２…アナログ−デジ
タル変換器、５０３…中央処理装置（CPU）、６
０２…計数器、６０３…発振器。
変換装置の略線図、第２図は直流送電の交流系統
の周波数制御機構を示すブロツク図、第３図は交
流母線の電力−周波数特性図、第４図は従来装置
のブロツク図、第５図はその周波数信号をコンピ
ユータに導入するブロツク、第６図は本発明の一
実施例の構成を示すブロツク図、第７図はそのフ
ローチヤートである。 １，２０５，２０８…電力変換装置、２０１，
２０２…発電機、２０３…交流母線、２０４，２
０９…変圧器、２０６，２０７…直流リアクト
ル、２１０…負荷、２１１…計器用変圧器、２１
２…直流電圧検出器、２１３…直流電流検出器、
２１４…周波数検出器、２１５…直流電力検出
器、２１６，２１８…加算器、２１７，２１９…
Ｐ（比例）Ｉ（積分）Ｄ（微分）演算器、２２０…
アナログ制御装置、４００…デジタル位相制御装
置、４０１…位相検出器（PLL回路）、４０２…
コンピユータ、４０３…ゲートロジツク、５０１
…周波数−電圧変換器、５０２…アナログ−デジ
タル変換器、５０３…中央処理装置（CPU）、６
０２…計数器、６０３…発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流送電の交流系統の周波数制御機構に用い
る電力変換装置によるデジタル位相制御方法にお
いて、 交流電源に同期したパルスを発生する位相検出
器からのパルスをコンピユータを具えたデジタル
制御装置のサンプリング周期を決定するサンプリ
ングパルスとし、 このサンプリングパルスごとに前記デジタル制
御装置に演算の割込みを行い、 一定のパルスを発振する発振器からのパルスを
計数器で計数し、 前記サンプリングパルスの整数倍毎に前記デジ
タル制御装置で前記計数器からの計数値を読み込
むとともに、 前記デジタル制御装置からのリセツト信号にて
前記計数器の前記計数値をリセツトし、 前記デジタル制御装置で前記計数値と予め設定
された基準計数値との差の値により、交流電源の
周波数の変動をとらえ、直流電流規準値を補正演
算し、 この補正演算から電力変換装置の位相制御信号
を演算導出して出力し、 交流系統の周波数を一定に保つように前記電力
変換装置を調整する ことを特徴とする電力変換装置による周波数制御
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57041147A JPS58159670A (ja) | 1982-03-16 | 1982-03-16 | 電力変換装置による周波数制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57041147A JPS58159670A (ja) | 1982-03-16 | 1982-03-16 | 電力変換装置による周波数制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58159670A JPS58159670A (ja) | 1983-09-22 |
| JPH0456536B2 true JPH0456536B2 (ja) | 1992-09-08 |
Family
ID=12600299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57041147A Granted JPS58159670A (ja) | 1982-03-16 | 1982-03-16 | 電力変換装置による周波数制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58159670A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5361375A (en) * | 1976-11-15 | 1978-06-01 | Toshiba Corp | Counting circuit apparatus |
| JPS56112828A (en) * | 1980-02-12 | 1981-09-05 | Tokyo Electric Power Co | Accdc interlocking system control system |
-
1982
- 1982-03-16 JP JP57041147A patent/JPS58159670A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58159670A (ja) | 1983-09-22 |
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