JPH04579Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 「考案の目的」 （産業上の利用分野） 本考案は、音響機器のオーデイオアンプ等に用
いる電力増幅器に係り、特に電源のリツプル成分
に対する抑圧能力を高めるのに好適な電力増幅器
に関する。

（従来技術） 従来より、音響機器のオーデイオアンプ等に用
いられている電力増幅器の回路形態としては、
種々のものが提案されている。

この種の従来の電力増幅器の代表例を、第７図
乃至第１１図に基づいて説明する。

まず、第７図に示す従来の電力増幅器は、２段
ダーリントン接続によるSEPP（シングルエンデ
ツトプツシユプル）回路である。

この回路は、プラス側およびマイナス側ともに
同じ動作をするので、便宜上第８図に示すプラス
側の回路について説明する。

トランジスタQ₂のベースは、トランジスタQ₁
のエミツタに接続され、それぞれのコレクタはと
もに電源端子Ｂを通じて電源V_Bに接続されてい
る。トランジスタQ₁のエミツタには、抵抗B_E1、
トランジスタQ₂のエミツタには、抵抗R_E2が接続
され、また、それぞれの抵抗R_E1およびR_E2の他
端は出力端子Ｏに接続されている。

ところで、通常のオーデイオアンプの電源は、
完全な直流電源ではなく、リツプル成分を含む脈
流から成つており、従つて、トランジスタQ₁，
Q₂のコレクタにもリツプル成分を含んだ脈流電
圧が印加されている。一般的に、トランジスタの
コレクタ接合抵抗は、大きな値を持つが有限であ
るためコレクタに印加されたリツプル成分は、わ
ずかではあるがコレクタ接合抵抗を通してエミツ
タに漏れる。この現象は、トランジスタQ₁，Q₂
においても同様に発生し、電源のリツプル成分が
それぞれのコレクタ接合抵抗を通してI_R1，I_R2と
なつてエミツタに流れる。トランジスタQ₁のリ
ツプル成分電流I_R1の一部は、トランジスタQ₂の
ベース電流I_RbとなつてトランジスタQ₂で電流増
幅される。トランジスタQ₂の電流増幅率をβ₂と
すれば、トランジスタQ₂のエミツタには、｛（１
＋β₂）I_Rb｝のリツプル電流が更に流れることに
なる。

従つて、負荷R_Lに流れるリツプル電流量は、
〔I_R1＋I_R2＋β₂I_Rb｝となり、第３項のβ₂I_Rbというダ
ーリントン接続によつて発生した量だけ増加する
ことになる。第９図は、リツプル電流に注目し、
第８図のプラス側の回路を電源からみた場合の等
価回路であり、端子Ｏ−Ｂ間をひとつのトランジ
スタとみなし、その場合の等価内部抵抗γ_cを求め
ると、概ね(1)式の様になる。

γ_c≒１／１／γ_c1＋１／γ_c2＋（R_E1／γ_c1
−γ_e2＋R_E2／γ_c2）β₂／γ_b2＋R_E1＋（１＋β₂）（γ
_e2＋R_E2）……(1) ただし、 γ_c1；トランジスタQ₁のコレクタ接合抵抗 γ_c2；トランジスタQ₂のコレクタ接合抵抗 γ_e1；トランジスタQ₁のエミツタ拡散抵抗 γ_e2；トランジスタQ₂のエミツタ拡散抵抗 γ_b2；トランジスタQ₂のベース広がり抵抗 β₂；トランジスタQ₂の電流増幅率 上記(1)式の分母の第３項は、ダーリントン接続
によつて等価内部抵抗が減少することを意味し、
そのため、より多くの電源リツプル電流が負荷
R_Lに流れることになる。

通常のオーデイオアンプにおいて信号入力がな
い場合の代表的な数値を(1)式に代入して、第３項
がある場合とない場合とを比較してみる。

R_E1＝150Ω，R_E2＝0.22Ω γ_c1＝100kΩ，γ_c2＝10kΩ，β₂＝200， γ_e2＝0.5Ω， γ_b2＜＜R_E1 第３項がある場合……γ_c＝955Ω 第３項がない場合……γ_c＝9.1KΩ となる。

上記の様に、ダーリントン接続によつて等価内
部抵抗は約1/10に低下することになり、それでけ
多くの電源リツプル成分が負荷R_Lに流れ込むこ
とになる。

以上の様に、第７図に示す従来の電力増幅器
は、電源リツプル成分の抑圧という点では問題が
ある。

次に、第１０図に示す従来の電力増幅器につい
て説明する。

この電力増幅器の目的とするところは、最終段
のトランジスタをカスコード接続することによつ
て、その各トランジスタのコレクタ・エミツタ間
電圧を下げ、更にベース接地トランジスタQ₅の
ベースから最終段トランジスタQ₆のベースにブ
ートストラツプをかけることによつて、最終段ト
ランジスタのコレクタ・エミツタ間電圧を出力の
如何にかかわらず一定にすることにある。すなわ
ち、負荷がリアクタンス負荷の様な、電流と電圧
の位相が変化するようなものであつても、最終段
トランジスタのコレクタ・リミツタ間電圧が低く
一定であるため、安全動作領域が広くとれるの
で、こわれにくい電力増幅器を実現しているので
ある。

従つて、最終段トランジスタまでカスコード接
続することによつて、電源リツプル成分の抑圧を
高めるというようなことは考慮されていない。

すなわち、ベース接地トランジスタQ₅，Q₈の
コレクタ・ベース間の定電流手段を通してわずか
ではあるが漏れてきたリツプル電流は定電圧手段
E₁，E₂を通じて最終段トランジスタQ₆，Q₇のベ
ースに流入し、そこで電流増幅されて、負荷に流
れるため、本来なら非常に高いはずのリツプル抑
圧能力は、失われている。また、最大出力では、
最終段トランジスタQ₆，Q₇およびベース接地の
トランジスタQ₅，Q₈の飽和電圧が、電源と負荷
の間に直列に発生するため、電源利用率が低下
し、熱効率の悪い増幅器となる等の欠点があつ
た。

更に、第１１図に示す従来の電力増幅器につい
て説明する。

この電力増幅器におけるドライバー段のカスコ
ード接続（トランジスタQ₉，Q₁₀）の目的とする
ところは、ドライバー段のトランジスタがMOS
−FETであるため、ゲート・ドレイン間容量が
大きく、通常のソースホロワーでは、信号レベル
によつて、この容量が変化して大きな歪を発生す
ること、また、この前段（電圧増幅段）のドライ
ブ能力がこの容量変化のため低下する等について
の対策を講じることにある。

すなわち、MOS−FET（FET1，FET2）をト
ランジスタQ₉，Q₁₀でカスコード接続し、更にト
ランジスタQ₉，Q₁₀のベースをMOS−FET
（FET1，FET2）のソースに夫々ブートストラツ
プして、そのMOS−FET（FET1，FET2）のド
レイン・ソース間電圧を低く一定に保持してい
る。これによつて、上述した容量変化がなくな
り、その欠点を解消することができる。また、ハ
イパワーアンプのため、MOS−FET（FET1，
FET2）を使用する場合、耐圧に適当なものがな
いために、低い耐圧で使用できる様にカスコード
接続したとも言える。従つて、ドライバー段をカ
スコード接続することによつて、電源リツプル成
分の抑圧度向上を図ることを考えたものではな
い。なぜなら、ベース接地トランジスタQ₉，Q₁₀
のベース・コレクタ間には抵抗が接続されている
ため、電源リツプル成分がトランジスタQ₉，Q₁₀
のベースに多く流入する。また、残りの電源リツ
プル成分電流は、MOS−FET（FET1，FET2）
のソース、すなわち、最終段トランジスタQ_oの
各ベースにも流入し、電流増幅されて負荷に流れ
てしまう。

この電力増幅器では、ドライバー段と最終段と
は別電源構成であり、ドライバー段の電源に安定
化電源を用いれば、リツプル抑圧能力は著しく向
上する。しかし、その場合、カスコード接続は、
リツプル抑圧能力の向上には関与していない。

（考案が解決しようとする問題点） 以上述べた様に、従来の電力増幅器において
は、いずれも電源リツプル成分の抑圧という点で
は、よい結果が得られないという問題点がある。

本考案は、上記した点に鑑みてなされたもので
あり、その目的とするところは、ダーリントン接
続段の電源リツプル抑圧能力を容易に高めること
ができる電力増幅器を提供することにある。

「考案の構成」 （問題点を解決するための手段） 本考案に係る電力増幅器は、ダーリントン接続
された第１及び第２のNPNトランジスタとダー
リントン接続された第１及び第２のPNPトラン
ジスタとにより構成されたコンプリメンタリ
SEPP回路の電力増幅器において、前記第２の
NPNトランジスタと前記第２のPNPトランジス
タのエミツタをそれぞれ抵抗を介して出力点に接
続し、第３のNPNトランジスタと第３のPNPト
ランジスタとを設け、前記第３のNPNトランジ
スタ及び第３のPNPトランジスタのエミツタを
それぞれ前記第１のNPNトランジスタと前記第
１のPNPトランジスタのコレクタにそれぞれ接
続すると共に、前記第３のNPNトランジスタ及
び前記第３のPNPトランジスタの各々のコレク
タとベース間にはそれぞれ定電流手段を設け、前
記第３のNPNトランジスタと前記第３のPNPト
ランジスタのベースをそれぞれ前記第２のNPN
トランジスタと前記第２のPNPトランジスタの
エミツタに定電圧手段を介して接続し、前記第３
のNPNトランジスタ及び第３のPNPトランジス
タのコレクタにはそれぞれ同極性のダーリントン
接続により構成されたSEPP回路の最終段トラン
ジスタのコレクタ並びにそれぞれの極性の電源を
接続して構成している。

（作用） ダーリントン接続段の電源リツプル抑圧能力を
高めることができる。

（実施例） 本考案に係る電力増幅器の実施例を第１図乃至
第６図に基づいて説明する。

まず、第１図の本考案に係る電力増幅器に第一
の実施例につき説明する。

トランジスタQ₁₁のエミツタは、トランジスタ
Q₁₂のベースに接続されるとともに抵抗R_E1を通
して出力端子Ｏに接続されている。トランジスタ
Q₁₂のエミツタは、抵抗R_E2を通して出力端子Ｏ
に接続され、トランジスタQ₁₁およびQ₁₂はダー
リントン接続されている。

トランジスタQ₁₁のコレクタは、トランジスタ
Q₁₅のエミツタに接続され、トランジスタQ₁₅の
コレクタおよびトランジスタQ₁₂のコレクタは
夫々電源端子Ｂに接続されている。トランジスタ
Q₁₅のベース・コレクタ間には定電流手段CC₁が
接続されている。更に、トランジスタQ₁₅のベー
スとトランジスタQ₁₂のエミツタ間には、定電圧
手段CV₁が接続され、トランジスタQ₁₅とQ₁₁はカ
スコード接続回路を構成している。

上記の構成はプラス側極性について述べたが、
トランジスタQ₁₃，Q₁₄およびトランジスタQ₁₆で
構成したマイナス側も同様な構成をしている。ま
た、トランジスタQ₁₅とQ₁₆の両エミツタ間には、
コンデンサC₁が接続されている。

このように構成した、本考案に係る第一の実施
例の電力増幅器の動作について、プラス側極性に
ついてのみ示した第２図に基づき説明する。

トランジスタQ₁₅のベースは定電流手段CC₁に
より、電源からのインピーダンスは非常に高くな
つている。一方、定電圧手段CV₁の内部インピー
ダンスは、定電流手段CC₁のそれに比較して非常
に低いため、トランジスタQ₁₅のベース直流電位
は、トランジスタQ₁₂のエミツタ電位より定電圧
手段CV₁の電圧V_aだけ高く、交流的には短絡し
ている。一方、トランジスタQ₁₂のエミツタの交
流インピーダンスは、トランジスタQ₁₂がダーリ
ントン接続エミツタホロワであるため、非常に低
くなつている。

そのため、トランジスタQ₁₅のベースの交流イ
ンピーダンスは非常に低くなつている。従つて、
電源端子Ｂにリツプル成分が存在しても、トラン
ジスタQ₁₅のベースにはほとんど発生しない。ト
ランジスタQ₁₅のエミツタ、すなわち、トランジ
スタQ₁₁のコレクタ直流電位は、トランジスタ
Q₁₅のベース直流電位より、そのトランジスタ
Q₁₅のベース・エミツタ間電位V_BE（概ね0.6V）だ
け低いが、トランジスタQ₁₅のベース・エミツタ
は順方向にバイアスされるのでトランジスタQ₁₅
のベースと同じく、トランジスタQ₁₁のコレクタ
も交流インピーダンスが非常に低くなる。

ところで、トランジスタQ₁₅のベースは、交流
インピーダンスが低いため、このトランジスタ
Q₁₅は、ベース接地増幅器を構成している。

ベース接地増幅器の内部抵抗は、エミツタホロ
ワ（コレクタ接地）回路に比べ、トランジスタ
Q₁₅の電流増幅率をβ₅とすれば、［１＋β₅］倍高い
ことになる。従つて、トランジスタQ₁₅をトラン
ジスタQ₁₁と同じトランジスタを使用した場合に
は、トランジスタQ₁₅の内部抵抗は、通常、トラ
ンジスタQ₁₁の100倍以上の値になる。そのため、
トランジスタQ₁₅の内部抵抗を通じて、トランジ
スタQ₁₁のコレクタに漏えいするリツプル成分の
量は、非常に少なくなる。

以上の様に、第１図に示した本考案に係る電力
増幅器によれば、トランジスタQ₁₁のコレクタに
加わる電源リツプル成分の経路は、定電流手段
CC₁およびトランジスタQ₁₅のコレクタ抵抗の２
つが存在するが、そのどちらも非常にインピーダ
ンスが高く、かつトランジスタQ₁₁のコレクタ交
流インピーダンスが非常に低いため、トランジス
タQ₁₁のコレクタにはリツプルがほとんど現われ
なくなる。

従つて、トランジスタQ₁₁のエミツタにもリツ
プルはほとんど発生せず、トランジスタQ₁₂によ
つて電流増幅されることもない。

よつて、トランジスタQ₁₁，Q₁₂によるダーリ
ントン接続段の電源端子Ｂより見た等価的な内部
抵抗は、トランジスタQ₁₂の内部抵抗のみとな
る。

ところで、この電力増幅器が大出力を出した場
合には、トランジスタQ₁₂のコレクタ電流が増加
し、内部抵抗は著しく低下するため、多くの電源
リツプル成分がトランジスタQ₁₂の内部抵抗を通
じて負荷R_Lに流れることになる。しかし、信号
の出力電流に比べると小さいため、人間の耳のマ
スキング効果により、再生音質の劣化は聴感上少
なく、むしろ小信号時にリツプル成分が混入する
場合の方が聴感上重要であり、本考案に係る第１
図に示す電力増幅器は、トランジスタQ₁₂の内部
抵抗の低下が少ない小出力領域で、リツプル成分
の抑圧が高いため理にかなつている。また、トラ
ンジスタQ₁₅は、トランジスタQ₁₁と同程度の電
流容量のトランジスタでも良く、発熱は第７図に
示す従来の電力増幅器のトランジスタQ₁と同じ
であり、更に、トランジスタQ₁₁はコレクタ・エ
ミツタ間電圧が一定となるため、その電圧は、動
作に必要な数ボルト程度でよく、トランジスタ
Q₁₁の発熱を非常に低減できる。そのため、放熱
に関しては、前述した従来の電力増幅器と同程度
の対策で十分であり、トランジスタQ₁₁はコスト
の安い低耐圧トランジスタが使用できる。また、
トランジスタQ₁₁の発熱が少ないため、バイアス
安定度が向上する等の利点が多い。更に、第１図
の本考案に係る電力増幅器の実施例について説明
する。

トランジスタQ₁₆および定電流手段CC₂定電圧
手段CV₂等については、先の説明と同様なので省
略し、ここでは特にトランジスタQ₁₅とQ₁₆の両
エミツタ間に接続したコンデンサC₁について説
明する。

通常のＢクラスアンプでは、トランジスタQ₁₂
およびQ₁₄は交互にカツトオフする。一方、トラ
ンジスタQ₁₁およびQ₁₂もある出力以上になると
交互にカツトオフする動作となる。この場合、ト
ランジスタQ₁₅およびQ₁₆も交互にカツトオフす
るが、数ＫHz以上の高い周波数では、トランジス
タのキヤリア蓄積効果が目立つて来るようにな
る。更に、オーデイオアンプでは、通常負帰還が
施されているが、その量が減少するため、トラン
ジスタQ₁₅，Q₁₆のない通常のダーリントン接続
による出力段を有する電力増幅器よりも歪率が悪
化する。この対策として、トランジスタQ₁₁およ
びQ₁₃の両エミツタ間に抵抗を挿入してトランジ
スタQ₁₅，Q₁₆がカツトオフするのを防止するこ
とが提案されている。この提案は、効果が高く、
容易に実施できるものである。しかし、トランジ
スタQ₁₅，Q₁₆のアイドル電流が増加するため、
トランジスタQ₁₅，Q₁₆の熱損失が増加し、場合
によつてはトランジスタQ₁₅，Q₁₆に放熱器を必
要とすることもある。そこで、トランジスタ
Q₁₅，Q₁₆のアイドル電流を増加させることなく、
歪率悪化を除去する電力増幅器とするために、第
１図に示すように、トランジスタQ₁₁，Q₁₃の両
コレクタ間、すなわち、トランジスタQ₁₅，Q₁₆
の両エミツタ間にコンデンサC₁を挿入する。

前述の歪率悪化は比較的高い周波数である数Ｋ
Hz以上の周波数で顕著になることから、トランジ
スタQ₁₅，Q₁₆の両エミツタ間にコンデンサC₁を
挿入することによつて、数ＫHz以上でトランジス
タQ₁₅あるいはQ₁₆の一方がカツトオフしようと
してもコンデンサC₁のインピーダンスが下つて、
そのコンデンサC₁を通じて電流が流れるためカ
ツトオフしなくなり、歪率悪化が防止できる。更
に、無信号時にはコンデンサC₁のインピーダン
スは無限大のためトランジスタQ₁₅，Q₁₆のアイ
ドル電流はコンデンサC₁の挿入によつてもまつ
たく増加することもなく、無駄な発熱を押えるこ
とができる等大きな効果がある。

次に、第３図に示す本考案に係る電力増幅器の
第二の実施例について説明する。

この第二の実施例の電力増幅器は、定電流手段
として定電流ダイオードD₂₁，D₂₂を使用し、ま
た、定電圧手段として、ツエナーダイオード
D₂₃，D₂₄を使用している。定電圧手段としては、
ツエナーダイオードD₂₃，D₂₄の代りに抵抗を用
いてもよく、あるいはツエナーダイオードと抵抗
の両方を用いてもよい。

第４図はこの考案に係る電力増幅器の第三の実
施例を示すもので、定電流手段にトランジスタ
Q₃₇，Q₃₈を用いている。

トランジスタQ₃₇およびQ₃₈のエミツタには抵
抗R₃₁，R₃₂が接続され、トランジスタQ₃₇，Q₃₈
のベースにはダイオードD₃₁，D₃₂が接続され、
更に抵抗R₃₃，R₃₄が電源に接続されている。従
つて、トランジスタQ₃₇、ダイオードD₃₁、抵抗
R₃₁，R₃₃およびトランジスタQ₃₈、ダイオード
D₃₂、抵抗R₃₂，R₃₄は、それぞれカレントミラー
回路を構成しているため、トランジスタQ₃₇，
Q₃₈のコレクタ電流は抵抗R₃₁とR₃₃および抵抗
R₃₂とR₃₄の比に応じた量が流れる。一方、定電
流ダイオードD₃₅によりトランジスタQ₃₇，Q₃₈の
ベース電流は、常に一定の電流が流れるため、そ
のコレクタ電流も定電流化されて、第３図におい
て述べた第二の実施例の電力増幅器のダイオード
D₂₁，D₂₂と同様の効果が得られる。

第５図は、本考案に係る電力増幅器の第四の実
施例を示すもので、３段ダーリントン接続の場合
の実施例である。

この電力増幅器は、ダーリントン接続の前２段
のトランジスタ、すなわち、トランジスタQ₄₁，
Q₄₂およびトランジスタQ₄₄，Q₄₅のコレクタをそ
れぞれトランジスタQ₄₇，Q₄₈のエミツタに接続
している。

トランジスタQ₄₁，Q₄₄のみトランジスタQ₄₇，
Q₄₈のエミツタに接続しても効果はあるが、トラ
ンジスタQ₄₂，Q₄₅も同様に接続することによつ
て、更に、高い効果を得ているものである。

第６図は、本考案に係る電力増幅器の第五の実
施例を示すもので、高低２組の電源と、それぞれ
に対応した２組の電力増幅回路を持ち、信号レベ
ルによつてそれらを自動的に切り換えて動作する
ようにした信号切換手段１を有する電力増幅器に
おいて実施したものである。この第６図のように
高圧側に実施したことにより、低電圧側最終段ト
ランジスタQ₅₄，Q₅₈が動作している場合には、
高電圧側電源V_BHのリツプル成分は、少ないた
め、より一層リツプル抑圧改善効果が得られるこ
とになる。

「考案の効果」 本考案に係る電力増幅器によれば、本考案に係
る電力増幅器は、ダーリントン接続された第１及
び第２のNPNトランジスタとダーリントン接続
された第１及び第２のPNPトランジスタにより
構成されたコンプリメンタリSEPP回路の電力増
幅器において、前記第２のNPNトランジスタと
前記第２のPNPトランジスタのエミツタをそれ
ぞれ抵抗を介して出力点に接続し、第３のNPN
トランジスタと第３のPNPトランジスタとを設
け、前記第３のNPNトランジスタ及び第３の
PNPトランジスタのエミツタをそれぞれ前記第
１のNPNトランジスタと前記第１のPNPトラン
ジスタのコレクタにそれぞれ接続すると共に、前
記第３のNPNトランジスタ及び前記第３のPNP
トランジスタの各々のコレクタとベース間にはそ
れぞれ定電流手段を設け、前記第３のNPNトラ
ンジスタと前記第３のPNPトランジスタのベー
スをそれぞれ前記第２のNPNトランジスタと前
記第２のPNPトランジスタのエミツタに定電圧
手段を介して接続し、前記第３のNPNトランジ
スタ及び第３のPNPトランジスタのコレクタに
はそれぞれ同極性のダーリントン接続により構成
されたSEPP回路の最終段トランジスタのコレク
タ並びにそれぞれの極性の電源を接続し構成した
ことにより、電源のリツプル成分が最終段トラン
ジスタのベースに流入することを著しく低減でき
るので、小出力時には負荷に電源リツプル成分が
流れ込むのを大幅に低減する効果がある。更に、
最終段トランジスタを除く前段トランジスタは、
コレクタ・エミツタ間電圧を動作に必要な程度の
低い電圧で、しかも定電圧化できるため、発熱が
押えられ、バイアス安定度が向上する。また、大
きな熱損失の発生もないため容易に実施できる等
の優れた特長がある。

また、プラス側およびマイナス側ベース接地ト
ランジスタの両エミツタ間にコンデンサを挿入し
たことにより、ベース接地トランジスタが数ＫHz
以上でカツトオフするのを防止できるため、ベー
ス接地トランジスタを接続することによる歪率悪
化を防止でき、また、このためにベース接地トラ
ンジスタの熱損失を増加させることがない等の優
れた特長がある。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第６図は本考案に係る電力増幅器の
実施例を示すものであつて、第１図は第一の実施
例を示す回路図、第２図は第１図に示す電力増幅
器のプラス極性側の動作説明図、第３図乃至第６
図は、夫々第二、第三、第四、第五の実施例を示
す回路図である。第７図乃至第１１図は従来の電
力増幅器を示すものであつて、第７図は第一の従
来例を示す回路図、第８図は第７図の従来例のプ
ラス極性側の動作説明図、第９図は第７図の従来
例の電源側から見た等価回路図、第１０図および
第１１図は第２、第３の従来の電力増幅器を示す
回路図である。 Q₁₁，Q₁₂，Q₁₃，Q₁₄，Q₁₅．Q₁₆……トランジ
スタ、R_E1，R_E2……抵抗、CC₁，CC₂……定電流
手段、CV₁，CV₂……定電圧手段、C₁……コンデ
ンサ、R_L……負荷。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) ダーリントン接続された第１及び第２の
   NPNトランジスタとダーリントン接続された
   第１及び第２のPNPトランジスタとにより構
   成されたコンプリメンタリSEPP回路の電力増
   幅器において、 前記第２のNPNトランジスタと前記第２の
   PNPトランジスタのエミツタをそれぞれ抵抗
   を介して出力点に接続し、 第３のNPNトランジスタと第３のPNPトラ
   ンジスタとを設け、 前記第３のNPNトランジスタ及び第３の
   PNPトランジスタのエミツタをそれぞれ前記
   第１のNPNトランジスタと前記第１のPNPト
   ランジスタのコレクタにそれぞれ接続すると共
   に、 前記第３のNPNトランジスタ及び前記第３
   のPNPトランジスタの各々のコレクタとベー
   ス間にはそれぞれ定電流手段を設け、 前記第３のNPNトランジスタと前記第３の
   PNPトランジスタのベースをそれぞれ前記第
   ２のNPNトランジスタと前記第２のPNPトラ
   ンジスタのエミツタに定電圧手段を介して接続
   し、 前記第３のNPNトランジスタ及び第３の
   PNPトランジスタのコレクタにはそれぞれ同
   極性のダーリントン接続により構成された
   SEPP回路の最終段トランジスタのコレクタ並
   びにそれぞれの極性の電源を接続したことを特
   徴とする電力増幅器。 (2) ダーリントン接続により構成されたSEPP回
   路に接続された前記第３のNPNトランジスタ
   及び前記第３のPNPトランジスタの両エミツ
   タ間がコンデンサを介して接続されていること
   を特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項記
   載の電力増幅器。