JPH0460695A - 楽音波形発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子楽器における楽音波形発生装置に係り、
さらに詳しくは変調方式によって多様な倍音特性を有す
る楽音波形を発生することのできる楽音波形制御装置に
関する。

〔従来の技術〕

楽器の演奏音は、倍音の周波数や振幅が常に変動し、楽
器によっては非整数次の倍音を含むなど、複雑な倍音構
造を有するとともに、それぞれ楽器固有の雑音成分−例
えばピアノのアタック（立ち上がり）時の衝撃性雑音な
ど−を有している。

このような倍音と雑音成分は、それらの楽器の音色を大
きく特徴付けている。

このような楽音を電子楽器でリアルに再現するために、
また、従来無かった新しい感覚の音を作り出すために、
各種の楽音合成方式が電子楽器に用いられている。

すなわち、楽音合成方式の中には、ＰＣＭ方式、周波数
変調方式、位相変調方式、倍音加算方式など、多くの方
式があり、それぞれ長所・短所を有している。それらを
適宜組み合わせれば、上述の目的をある程度果たすこと
ができる。例えば楽音のアタック時は、上述の衝撃性雑
音以外にも、基音および倍音が複雑に変動するので、Ｐ
ＣＭ方式が適し、その後のサスティン以後の部分（定常
部）は、ＰＣＭ方式では大きな記憶容量を有するメモリ
が必要になり、コストの点で別方式に切り替えることが
考えられる。

その１例として、特開昭５８−１０２２９６では、アタ
ック時の楽音波形をＰＣＭ方式、それ以後をＦＭ方式を
用いて楽音を合成している。

以下、これについて説明する。

いま、押鍵があると、押圧鍵の音高に対応した数値デー
タを繰り返し累算し、その音高に対応した速度で値が変
化する累算値を得る。その後、この累算値でＰＣＭ方式
の波形メモリからアタック部のオリジナル楽器の波形デ
ータを読み出し、それに１４図（ａ）に示すアタック部
のエンベロープを与える。

一方、上記の押圧鍵の音高に対応した数値データと、そ
の数値データを繰り返し累算し、その音高に対応した速
度で変化する累算値、および別の一定の定数をＦＭ方式
のトーンジェネレータに人力し、周波数変調波形を得て
いる。

その後、その波形に第１４図（ト）に示すエンベロープ
を与え、加算器で上述のＰＣＭ方式による楽音波形と加
算、合成し、第１４図（Ｃ）に示すように楽音のアタッ
ク、サスティン、リリース（減衰）部を有する１つの楽
音の全波形信号を合成する。

以上から明らかなよ、うに、この楽音合成方式は、楽音
のアタック部はＰＣＭ方式により、またそれ以後はＦＭ
方式によるもので、アタックからの時間経過にしプこか
つて楽音合成方式を切り替えるものである。

つぎに、上述のＦＭ方式に関して、従来例を２つ説明す
る。

ＦＭ方式の第１の従来例として、特公昭５４−３３５２
５号公報又は特開昭５０−１２６４０６号公報等に記載
のＦＭ方式に基づく電子楽器がある。この方式は基本的
には、 ｅ　＝Ａ　−５ｉｎ　（ωｃｔ＋Ｉ（ｔ）　ｓｉｎ　ω
ｍｔ）　　・・・（１）なる演算式により得られる波形
出力ｅを楽音波形とするものであり、搬送波周波数ω。

とそれを変調するための変調波周波数ω、を適当な比で
選択し、時間的に変化し得る変調深度関数１（ｔ）を設
定し、また、同様に時間的に変化し得る振幅係数Ａを設
定することにより、複雑な倍音特性を有し、かつ時間的
にその倍音特性が変化し得る楽音を合成することが可能
であり、実際の楽器の楽音に近い楽音を合成できるほか
、非常に個性的な合成音等も得ることが可能である。

また、ＦＭ方式を改良した第２の従来方式として、特公
昭６１−１２２７９号公報に記載の電子楽器がある。こ
の方式は、前記（１）式のｓｉｎ演算の代わりに三角波
演算を用い、 ｅ＝Ａ−Ｔ　（α＋Ｉ（ｔ）　Ｔ　（θ））　　・・−
（２）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形
とするものである。ここで、Ｔ（θ）は、搬送波位相角
θによって生成される三角波関数である。

そして、搬送波位相角αと変調波位相角θを適当な進行
速度比で進め、また、前記第１の従来例と同様に変調深
度関数Ｉ（ｔ）と振幅係数Ａを設定することにより、楽
音波形を合成できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述の（１）式に基づ＜ＦＭ方式の第１の従来例では、
変調を行うための変調信号としてｓｉｎωｍｔなる正弦
波を用いている。また、（２）弐に基づ＜ＦＭ方式の第
２の従来例では、Ｔ（θ）なる三角波を用いている。こ
のように、従来例のＦＭ方式では、変調信号として一定
ｐ関数波形しか使用していないため、生成できる楽音の
特性に制限があり、このようなＦＭ方式の第１又は第２
の従来例を、前述のＰＣＭ方式とＦＭ方式を切り替えて
楽音合成を行う方式に適用しても、望みの楽音を得られ
ないという問題点を有している。

本発明の課題は、非常に多種多様な倍音特性を有する楽
音の合成を自在に生成可能とすることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、まず、搬送信号に変調信号を混合して得た混
合出力を所定の関数関係に基づいて変換して変調された
変調楽音信号を発生する変調楽音信号発生手段を有する
。同手段としては、例えば周波数変調方式、位相変調方
式による様々な変調方式の音源を使用できる。

次に、ＰＣＭ方式にょるＰＣＭ波形信号を発生するＰＣ
Ｍ波形信号発生手段を有する。

ここで、本発明におけるＰＣＭ方式という語は、通常の
ＰＣＭ方式、ＤＰＣＭ方式、ＡＤＰＣＭ方式、ゼロクロ
ス方式、ΔＭ方式等の波形読み出し方式（波形符号化方
式）全体を指すものであり、決して通常のＰＣＭ方式の
みに限定されるものではない。

更に、ＰＣＭ方式以外の通常波形信号を発生する通常波
形信号発生手段と、 更に、発音開始指示以後、変調楽音信号発生手段に対し
て、ＰＣＭ波形信号発生手段がらのＰＣＭ波形信号と、
通常波形信号発生手段からの通常波形信号と、を時間的
に切り替えて変調信号として与え、変調楽音信号を発生
させる制御手段を有する。同手段は、例えば複数の発音
チャネル毎に時分割処理により楽音合成を行っている場
合に、所定の発音チャネルに変調楽音信号発生手段を割
り当て、通常波形信号発生手段を上記変調楽音信号発生
手段自身とし、他の発音チャネルにＰＣＭ波形信号発生
手段を割り当て、変調楽音信号発生手段が割り当てられ
ている発音チャネルに対して発音開始指示が行われた場
合に、その発音開始指示以後、１発音周期、前の自分の
発音チャネルの変調楽音信号を通常波形信号として変調
入力とするか、１発音周期前の他の発音チャネルのＰＣ
Ｍ波形信号を変調入力とするかを切り替えてその発音チ
ャネルで変調楽音信号発生手段を動作させる手段である
。

〔作　　用〕

制御手段は、発音開始指示以後、例えば楽音のアタック
部又はアタック部とリリース部は、変調楽音信号発生手
段に対して、ＰＣＭ波形信号発生手段からのＰＣＭ波形
信号を変調信号として与え、変調楽音信号を発生させる
。そして、それ以外の例えばサスティーン部及びデイケ
イ部等においては、変調楽音信号発生手段に対して、通
常波形信号発生手段からの通常波形信号を変調信号とし
て与え、変調楽音信号を発生させる。これにより、例え
ばアタック部、リリース部等で非常に特徴的かつ複雑な
特性の楽音を発生させることができる。

〔実　　施　　例〕

以下、図面を参照しながら本発明の詳細な説明する。

で　いる　　　　の 本実施例は、ＰＣＭ方式と変調方式の楽音波形発生方式
を組み合わせた楽音波形発生装置であり、特に、変調方
式として、従来のＦＭ方式とは異なる方式を用いたもの
である。そこで、本実施例の具体的な構成について説明
する前に、まず、本実施例で用いる変調方式による楽音
波形発生方式について説明する。

第１図は、本発明の基本となる変調方式による楽音波形
発生装置の実施例の構成図である。

その値が０〜２π（ｒａｄ　）の間で順次線形に増加す
る搬送波位相角ωｅｔは、搬送波ＲＯＭＩ　０１のアド
レスとされて搬送信号Ｗｃを読み出させる。

ここで搬送波位相角ωｃｌは、角速度ωｃ　ｊｒａｄ／
５ｅｃ）に時間ｔ　（ｓｅｃ　）を乗じた値であるが、
以後特に言及しない限りは、「、」をまとめて添字で表
すこととする。

上記搬送信号Ｗｃは、加算器（以下、ＡＤＤと呼ぶ）１
０２で外部から入力する変調信号ｗＭと加算され、その
加算、波形Ｗｃ＋Ｗに　（ｒａｄ　）は更にデコーダ１
０３でデコードされてデコード出力りを得る。

上記変調信号ＷＭと前記搬送信号ｗＣは、加算器（以下
、ＡＤＤと呼ぶ）１０２で加算され、その加算波形ＷＣ
＋ＷＭ　　（ｒａｄ　）は更にデコーダ１０３でデコー
ドされてデコード出力りを得る。

そして、デコード出力りはＭＵＬ　１０４で振幅係数Ａ
と乗算され、最終的な波形出力ｅが得られる。

上記構成の楽音波形発生装置において、まず、搬送波Ｒ
ＯＭｌ０Ｉには第２図に示す関数波形が記憶されている
。今、πを円周率とし、同図Ｉ、…及び■の各領域での
搬送波位相角ωｃｔ　［ｒａｄ　）と搬送信号ＷＣ（ｒ
ａｄ　）との関係は、各々、Ｗｃ　＝　（π／２）ｓｉ
ｎ　ω、（ ・・　（領域Ｉ：０≦ωｃｌ≦π／２）Ｗｃ　　＝ｔｔ
−（π／２）ｓｉｎ　　ωｃｔ・・　（領域■：π／２
≦ωｃｔ≦３π／２）Ｗｃ　−２π＋　（π／２）ｓｉ
ｎ　　ωｃｌ・・　（領域■：３π／２≦ωＣｔ≦２π
）・　・　・（３） となる。

上記（３）式によって演算される搬送信号Ｗｃ及び外部
からの変調信号ＷＭが加算され、デコーダ１０３に入力
することにより、デコーダ１０３からデコード出力りが
出力され、更に、これにＭＵＬ１０４で振幅係数Ａが乗
算された後の波形出力ｅは、 ｅ　＝Ａ−ＴＲＩ　（（ｘ／　２　）　ｓｉｎ　ωｃｔ
＋ＷＭ）・・　（０≦ω、≦π／２） ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　（π−（ｙｒ／２）ｓｉｎ　　（Ｌ）
ＣＬ＋ＷＭ　） ・　・　（π／２≦ω、≦３π／２） ・　・（４） となる。但し、ＴＲＩ（ｘ）は、三角波関数として定義
される。

ここで、まず、変調信号ＷＭが０すなわち無変調の場合
、デコーダ１０３への入力波形は前記（３）式で定まる
搬送信号ＷＣそのものとなる。すなわち、 ｅ＝Ａ−ＴＲＩ　（Ｗｃ　）　　　　　　　　　　・・
・（５）である。なお、搬送信号Ｗｃと搬送波位相角ω
。

は、前記（３）式又は第２図より、第３図の関係Ａで示
される。

一方、デコーダ１０３において演算される三角波関数Ｄ
＝ＴＲＩ（ｘ）（但し、Ｘは入力）は、・　・　（Ｔ＋
ｌｊ”ｌ１ｌｌ　　：　　３　π／’１ｓｘｓ’１ｔｔ
）で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。

第３図の関係Ａ及び関係Ｂかられかるように、デコーダ
１０３への入力波形である搬送信号Ｗｃと、デコーダ１
０３で演算される三角波関数り−ＴＲＩ（χ）は、前記
（３）式又は（６）弐で定義されている各領域Ｉ、■及
び■において単調増加関数となっており、従って、前記
（３）式での入力である搬送波位相角ω、と前記（６）
式での入力Ｘは、常に同じ区間の値をとることになるの
で、前記（３）式、（５）式及び（６）式は、同一区間
どうしで合成できる。すなわち、前記（３）式及び（６
）式を前記（５）式に代入すると、・　・　・（７） となる。すなわち、無変調時には、搬送波位相角ω、の
いずれの領域に対しても、高次倍音を全く含まない単一
正弦波Ａ−ｓｉｎωｃｔが出力される。

すなわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の
搬送波位相角ωｃｔと波形出力ｅとの関係は、第３図の
関係Ｃのように単一正弦波となる。

以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみに
なってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる
楽音の生成を実現するためには、外部から入力する変６
調信号ＷＭを時間と共に０に近づければよいことがわか
る。

次に、ＡＤＤ　１０２で搬送信号Ｗｃに混合される変調
信号ＷＭの混合率を増加させていった場合の波形出力ｅ
の変化について考える。上記混合率を値Ｏから徐々に増
加させてゆくと、第１図のＡＤＤ１０２から出力される
加算波形ｗ、　十Ｗ、には、搬送信号Ｗｃのみの成分か
ら徐々に変調信号ＷＭの成分が重畳されてゆくため、波
形出力ｅは、単一正弦波から徐々に時間軸上で歪んでゆ
き、周波数軸上では高次の倍音成分を多く含むように変
化してゆく。この場合、デコーダ１０３での変換関数は
元々高次倍音成分を多く含む前記〔６）弐又は第３図Ｂ
に示す三角波であるため、更にこれを変調した場合、周
波数特性において１０倍音以上の高次の倍音成分も豊富
に含まれ、変調信号ＷＭに応じて複雑な倍音特性を得る
ことが可能となっている。また、低次の倍音成分のパワ
ーも単純な増減ではなく、上記混合率の変化に応して複
雑な倍音変化を得ることが可能である。そして、従来技
術の項で説明した前記（１）弐に基づ＜ＦＭ方弐では、
１１倍音以上の高次の倍音成分を表現することは困難だ
が、本実施例では３０倍音付近の高次の倍音成分まで表
現することが可能である。

以上の事実より、第１図の基本モジュール１で、変調信
号ＷＭの値を変化させることにより、４実際の楽音の場
合と同様に、楽音が減衰して単一正弦波成分のみになっ
てゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる楽音
を生成することができると共に、周波数成分として高次
の倍音成分まで明確に存在する楽音を容易に生成するこ
とが可能となる。特に、音程の低い楽音を合成する場合
、すなわち基本周波数（ピッチ周波数）が低く可聴周波
数範囲に多くの高次倍音が含まれ得るような楽音を合成
する場合に、例えば典型的な例として、ピアノの低音キ
ーを強演奏したときの数十柱にわたる減衰音は、３０次
以上におよぶ高次倍音を豊かに含んでいるが、そのよう
な音を合成する場合に、第１図の楽音波形発生装置は非
常に有効である。

以上の楽音波形光、生装置では、前記（６）式又は第３
図の関係Ｂに示す特性を有するデコーダ１０３番二対し
て、その波形出力ｅが正弦波となるような前記（３）式
又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すような搬送信
号Ｗｃを搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶させることにより、
単一正弦波の生成を可能にしているが、これに限られる
ものではなく、デコーダ１０３で単一正弦波以外の元々
倍音成分を含んでいる関数の演算を行わせ、これに対し
てそのデコード出力りが正弦波となるような関数を搬送
波ＲＯＭＩ　Ｏ１に記憶させることで同様の効果を得る
ことができる。第４図（ａ）〜（ｄ）に、デコーダ４で
演算される関数及び搬送波ＲＯＭｌ０Ｉに記憶される関
数の組み合わせの例を示す。同図において、搬送波位相
角ω。、と搬送信号Ｗ、とを関係付ける関数が搬送波Ｒ
ＯＭｌ０Ｉに記憶され、入力Ｘとデコード出力りとを関
係付ける関数がデコーダ１０３で演算される。これによ
り、変調信号ＷＭＯ値をＯとした場合に、搬送波ＲＯＭ
ｌ０Ｉから出力される搬送信号Ｗｃがデコーダ１０３へ
の入力Ｘとして入力されることにより、波形出力ｅとし
て単一正弦波を出力させることができる。また、第４図
（ａ）〜（ｄ）に示したようなデコーダ１０３の関数に
より、変調深度関数Ｉ　（ｔ）の値を０以外にすれば高
次倍音を多（含んだ波形出力ｅを得ることが可能となる
。

上記楽音波形発生装置を基本構成とする後述する本発明
の具体的実施例では、変調信号ＷＭとして、１サンプリ
ング周期前の波形出力ｅ又はＰＣＭによる楽音波形を、
ＡＤＤ　１０２に入力させることで、デコーダ１０３へ
の入力とすることで、より高次倍音を多く含む楽音波形
等を合成することができる。

による　　　　の貝　　　　　の つぎに、上記楽音波形発生装置の原理に基づく、本発明
による電子楽器の具体的実施例を説明する。

第５図は、鍵盤楽器として実現される本発明による電子
鍵盤楽器の全体的な構成図である。本実施例は、第１図
の楽音波形発生装置の構成を基本として、それにＰＣＭ
による楽音信号発生回路を併用しているが、以下の説明
では随時第１図等を参照しながら説明する。

本実施例は、３２ポリフオニツクの楽音発生装置であり
、内部の各回路は、各サンプリング周期毎に３２時分割
で動作する。

コントローラ５０１は、特には図示しないスイッチ部５
１８における設定状態及び鍵盤部５１７から入力するキ
ーコードＫＣ及びベロシティＶＬの各データに従って、
キャリア周波数ＣＦ及びエンベロープ情報ＥＤ、ＦＡ、
ＰＣＭスタートアドレスＡ　ｓｐ及び搬送スタートアド
レスＡＳＭを生成・出力する。また、コントローラ５０
１は、後述するセレクタ５０５と５１０．５０８及び５
１２を開閉制御するためのセレクタ制御信号Ｓｏ、　Ｓ
ｔ及びＳ２を出力し、更に、位相データ発生部５０２、
エンベロープジェネレータ５１３及び累算器５１６等を
制御するための各クロックφ１１φ２、φＳｌ、φｓ２
、φし、φＲ、ＣＴと、パン制御データＰＡＮを出力す
る。

位相データ発生部５０２は、コントローラ５０１からセ
ットされたキャリア周波数ＣＦに基づいて、その周波数
のステップ幅ずつ順次増加してゆく位相データＰＨを生
成し、搬送アドレス発生部５０３及びＰＣＭＣドアドレ
ス発生０４に供給する。

搬送アドレス発生部５０３は、位相データＰＨに基づい
て、セレクタ５０５の端子Ｂを介して波形ＲＯＭ５０６
の搬送信号領域をアクセスするためノ搬送アドレスωＣ
Ｔ（Ｍ）を発生する。この場合のスタートアドレスは、
コントローラ５０１からの搬送スタートアドレスＡ　５
　Ｍによって指定される。

ＰＣＭＣドアドレス発生０４は、位相データＰＨに基づ
いて、セレクタ５０５の端子Ａを介して波形ＲＯＭ５０
６のＰＣＭ信号領域をアクセスするためのＰＣＭアドレ
スωｃｔ（Ｐ）を発生する。この場合のスタートアドレ
スは、コントローラ５０１からのＰＣＭスタートアドレ
スＡ、ｐによって指定される。

セレクタ５０５は、セレクタ制御信号Ｓ０に基づいて端
子Ａに入力するＰＣＭアドレスωＣＴ　（ｐ）又は端子
Ｂに入力する搬送アドレスωＣＴ（Ｍ）のいずれかを選
択する。

波形ＲＯＭ５０６は、搬送アドレスωＣＴ（Ｍ）によっ
て搬送信号領域がアクセスされた場合には、対応する搬
送信号Ｗｃを加算器（ＡＤＤ、以下同じ）５０７に出力
する。ＰＣＭアドレスωｃｙ（Ｐ）によってＰＣＭ信号
領域がアクセスされた場合には、対応するＰＣＭ信号Ｏ
Ｆを出力してセレクタ５１０の端子Ａに供給する。

ＡＤＤ５０７は、搬送信号Ｗｃに、セレクタ５０８を介
して変調信号ＷＨとして入力するデイレイ出力り又はＤ
−１を加算して加算波形Ｗｃ＋ＷＭを出力し、それを三
角波デコーダ５０９に供給する。セレクタ５０８は、コ
ントローラ５０１からのセレクタ制御信号Ｓ１に従って
端子Ａに入力するデイレイ出力り又は端子Ｂに入力する
デイレイ出力１）−１のいずれかを選択する。

三角波デコーダ５０９は、加算波形Ｗｃ＋ＷＭを三角波
関数に従って変換してデコード出力ＯＭを出力し、それ
をセレクタ５１０の端子Ｂに供給する。この回路構成に
ついては後述する。

セレクタ５１０は、セレクタ制御信号Ｓ０に基づいて端
子Ａに入力するＰＣＭ信号Ｏ１又は端子Ｂに入力するデ
コード出力ＯＮを選択して、乗算器（ＭＵＬ、以下同じ
）５１１に供給する。

ＭＵＬ５１１は、ＰＣＭ信号ＯＦ又はデコード出力Ｏに
にエンベロープを付加するための乗算器であり、上記い
ずれかの信号に、セレクタ５１２を介して入力するエン
ベロープジェネレータ５１３からのエンベロープ信号Ｅ
又はラッチ５１５からの変調信号Ｄ−１のいずれかを乗
算することによって、ＰＣＭ信号Ｏ１に対応するＰＣＭ
波形波形出力文はデコード出力ＯＭに対応する変調波形
出力ｅＭを出力する。セレクタ５１２は、コントローラ
５０１からのセレクタ制御信号Ｓ２に従って、端子Ａに
入力するエンベロープ信号Ｅ又は端子Ｂに入力するデイ
レイ出力Ｄ−１を選択する。これに対応して、エンベロ
ープジェネレータ５１３は、押鍵時にコントローラ５０
１から出力されるアドレスデータＦＡ及び設定データＥ
Ｄに基づいて、エンベロープ信号Ｅを出力する。エンベ
ロープ信号Ｅは、押鍵からアクツクタイムＡＴの時間で
イニシャルレヘルＩＬに達し、そこからデイケイタイム
ＤＴの時間でサスティンレベルＳＬになり、離鍵までそ
のレベルを維持し、離鍵後はリリースタイムＲＴの時間
でＯレベルになって消音するようん特性を有する。そし
て、このときのアタックタイムＡＴ、イニシャルレベル
ＩＬ、デイケイタイムＤＴ、サスティンレベルＳＬ及び
リリースタイムＲＴの各データ値が、押鍵開始時に、コ
ントローラ５０１から設定データＥＤとして設定される
。各データはアドレスデータＦＡによって識別される。

次に、第６図に第５図の三角波デコーダ５０９の実施例
を示す。同図において、１１ビツトの入力ＡＯ〜ＡＩＯ
は第５図の加算波形ＷＣ＋ＷＭに対応し、１０ビツトの
出力ＢＯ〜Ｂ９は第５図のデコード出力ＯＭに対応する
。

＃９のＥＯＲ６０１の２つの各入力端子には、第５図の
アダー５０８からの１０ビツト目及び最上位ビットの加
算波形Ａ９及びＡＩＯが入力し、この出力は＃０〜＃８
のＥＯＲ６０１の各第１の入力端子に入力する。また、
＃０〜＃８のＥＯＲ６０１の各第２の入力端子には０〜
８ビツトの加算波形ＡＯ−Ａ８が入力する。

上記＃０〜＃８のＥＯＲ６０１の各出力はデコード出力
ＢＯ〜Ｂ８として、また、最上位ビットの加算波形ＡＩ
Ｏは符号ビットを表す最上位ビットのデコード出力Ｂ９
として第５図の乗算器５１０に出力される。

上記実施例の動作を以下に説明する。

今、加算波形ＡＯ〜ＡＩＯで定まる値Ｚが時間経過に正
比例して順次増加すると仮定し、加算波形ＡＯ〜ＡＩＯ
のフルレンジで１周期分すなわちＯ〜２π（ｒａｄ　）
の位相角を指定できるとする。そして、まず第１の場合
として、加算波形の最上位ビットＡＩＯと１０ビツト閂
Ａ９の論理の組み合わせ（Ａ１０、Ａ９）が（０，０）
となる場合は、加算波形ＡＯ〜ＡＩＯの示す値がＯから
フルレンジの４分の１すなわちπ／　２　（ｒａｄ　）
まで変化する場合である。そして、この範囲では＃９の
ＥＯＲ６０１の出力は論理０となφため、＃０〜＃８の
ＥＯＲ６０１に入力する加算波形ＡＯ〜Ａ８が時間経過
と共に順次増加するに従って、それと全く同様の波形が
下位９ビツトのデコード出力ＢＯ〜Ｂ８として現れる。

更に、符号ビットである最上位ビットのデコード出力Ｂ
９は、最上位ビットの加算波形ＡＩＯに等しく論理Ｏで
あり、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成す
る。これを式で表すと、前記デコード出力ＢＯ〜Ｂ９で
定まる値をＷとすれば、 Ｗ＝Ｚ　　　　但し、　（０≦２≦π／２）・　・　・
（８） となる。

第２の場合として、（Ａｉｄ、Ａ９）＝　（０，１）と
なる場合は、加算波形ＡＯ−ＡＩＯの示す値が、π／２
〜π（ｒａｄ　）まで変化する場合である。そして、こ
の範囲では＃９のＥＯＲ６０１の出力は論理１となるた
め、＃０〜＃８（７）ＥＯＲ６０１ニ入力する加算波形
ＡＯ〜Ａ８が時間経過と共に順次増加するに従って、そ
れと全く逆の関係で順次減少する波形が下位９ビツトの
デコード出力ＢＯ〜Ｂ８として出力される。更に、符号
ビットである最上位ビットのデコード出力Ｂ９は、最上
位ビットの加算波形ＡＩＯに等しく論理０であり、従っ
て、上記範囲では正のデコード出力を生成する。

これを式で表すと、 となる。

第３の場合トシテ、（Ａ１０、Ａ９）＝　（１，０）と
なる場合は、加算波形ＡＯ−ＡＩＯの示す値が、π−３
π／２　（ｒａｄ　）まで変化する場合である。

そして、この範囲では＃９のＥＯＲ６０１の出力は前記
第２の場合と同様に論理ｌとなるため、＃０〜＃８のＥ
ＯＲ６０１の状態も前記第２の場合と同様で、入力する
加算波形ＡＯ〜Ａ８が時間経過と共に順次増加するに従
って、それと全く逆の関係で順次減少する波形が下位９
ビツトのデコード出力ＢＯ−８８として出力される。一
方、符号ビットである最上位ビットのデコード出力Ｂ９
は、最上位ビットの加算波形ＡＩＯが論理ｌに変化した
ため、上記範囲では負のデコード出力を生成する。

これを式で表すと、 Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、　（π≦Ｚ≦３π／２）　　・・　・００）とな
る。

第４の場合として、（Ａ１０、Ａ９）＝　（１，１）と
なる場合は、加算波形ＡＯ−ＡＩＯの示す値が、３π／
２〜２π（ｒａｄ）まで変化する場合である。

そして、この範囲では＃９のＥＯＲ６０１の出力は前記
第１の場合と同様に論理Ｏとなるため、＃０〜＃８のＥ
ＯＲ６０１の状態も前記第１の場合と同様で、入力する
加算波形ＡＯ〜Ａ８が時間経過と共に順次増加するに従
って、それと全く同様の波形が下位９ビツトのデコード
出力ＢＯ〜Ｂ８として出力される。一方、符号ビットで
ある最上位ビットのデコード出力Ｂ９は、最上位ビット
の加算波形ＡＩＯが論理１であるため、上記範囲におい
ては負のデコード出力を生成する。これを式で表すと、 Ｗ＝Ｚ−２π 但し、　（３π／２≦Ｚ≦２π）　　・　・　・（１０
となる。

以上の第１〜第４の場合に対応する（８）〜ＯＤ式をま
とめると、 Ｗ＝Ｚ 但し、　（０≦Ｚ≦π／２） Ｗ＝−Ｚ十π 但し、　（π／２≦２≦３π／２） Ｗ＝Ｚ−２π 但し、　（３π／２≦Ｚ≦２π） ・　・　・０り となる。

ここで、第１図のデコーダ１０３の特性とじて既に示し
た前記（７）弐を変形すると、Ｄ＝　（２／π）Ｘ ・・　（０≦Ｘ≦π／２） Ｄ＝　（２／π）（−Ｘ十π） ・・　（π／２≦Ｘ≦３π／２） Ｄ＝　（２／π）（ｘ　−２π） ・・　（３π／２≦Ｘ≦２π） ・・・θ３） となる。上記０３）式と前記θり式を比較すると、入出
力の関係は、全体的なゲインが２／π異なるだけで、実
質的に全く同し関係であり、従って、第７図に示される
第５図の三角波デコーダ５０９は、前記（７）式の特性
で示される第１図のデコーダ１０３と全く同様に動作す
ることがわかる。

ここまでの構成において、コントローラ５０１から出力
されるセレクタ制御信号Ｓ０によりセレクタ５０５及び
５１０の各端子Ａが選択された場合、ＰＣＭ方式による
楽音合成が行われる。すなわち、位相データ発生部５０
２からは、コントローラ５０１からのキャリア周波数Ｃ
Ｆに対応した繰り返し周期で、第８図（ａ）の如き位相
データＰＨが発生される。そして、この位相データＰＨ
と、コントローラ５０１からのＰＣＭスタートアドレス
ＡｓＰによって、第８図（ｂ）の如きＰＣＭアドレスω
ｃｔ　（Ｐ）が発生される。この例の場合、ＰＣＭスタ
ートアドレスＡ　ｓｐは１５００Ｈ（Ｈは１６進数を表
す）である。これにより、第７図に例示される波形ＲＯ
Ｍ５０６の７Ｆレス１５００Ｈがら順に、４１番のＰＣ
Ｍ信号信号炉１８図（Ｃ）の如く読み出される。

そして、ＭｔＪＬ５１１で、ＰＣＭ信号ＯＰにエンベロ
ープが付加されることにより、ＰＣＭ方式による楽音合
成が行われる。

−４、コントローラ５０１から出力されるセレクタ制御
信号Ｓ０によりセレクタ５０５及び５１０の各端子Ｂが
選択された場合、第１図の変調方式による楽音合成が行
われる。すなわち、位相データ発生部５０２からは、コ
ントローラ５０１からのキャリア周波数ＣＦに対応した
繰り返し周期で、第９図（ａ）の如き位相データＰＨが
発生される。そして、この位相データＰＨと、コントロ
ーラ５０１からの搬送スタートアドレスＡＳＨにより、
第９図（ｂ）の如き搬送アドレスω。、（Ｍ）が発生さ
れる。この例の場合、搬送スタートアドレスＡｓ、Ｉは
ｏｏｏ。

Ｈである。これにより、第７図に例示される波形ＲＯＭ
５０６のアドレス０ＯＯＯＨから順に、第２図の特性を
有する搬送信号Ｗｃが第９図（Ｃ）の如く繰り返し読み
出される。この場合、波形ＲＯＭ５０６は第１図の搬送
波ＲＯＭｌ０Ｉに対応し、ＡＤＤ５０７は第１図のＡＤ
Ｄ　１０５に対応し、三角波デコーダ５０９は第１図の
デコーダ１０３に対応し、ＭＵＬ５１１は第１図のＭＵ
Ｌ１０４に対応する構成となって、第１図で説明した変
調方式による楽音合成がｊテねれる。

ここで、第５図の本実施例の回路全体は、鍵盤部５１７
の押鍵操作に基づいて、３２音を並列して発音可能であ
り、そのために本実施例は、１楽音発音周期である各サ
ンプリング周期毎に、３２時分割で動作する。すなわち
、位相データ発生部５０２は、特には図示しないが、キ
ャリア周波数ＣＦを３２発音チャネル分保持するレジス
タと、それに基づく各発音チャネル毎の累算値を保持す
る３２ステージのシフトレジスタを内蔵し、コントロー
ラ５０１から出力されるクロックφ慕、φ２に従って、
各発音チャネル毎に独立して累算動作を行い、各発音チ
ャネルに対応する時分割タイミングで、その発音チャネ
ルに対応する第８図（ａ）又は第９図（ａ）の如き位相
データＰＨを出力する。同様に、エンベロープジェネレ
ータ５１３も、アドレスデータＦＡと設定データＥＤを
３２発音チャネル分保持するレジスタと、それに基づく
各発音タイミング（サンプリング周期）毎のエンベロー
プ値を保持する３２ステージのシフトレジスタを内蔵し
、コントローラ５０１から出力されるクロックφ１、φ
２に従って、各発音チャネル毎に独立したエンベロープ
信号Ｅを出力する。また、ＰＣＭＣドアドレス発生０４
も、ＰＣＭスタートアドレスＡＳＰを３２発音チャネル
分保持するレジスタと、それに基づく各発音タイミング
毎のＰＣＭアドレスωｃｔ　（Ｐ）の累算値（第８図（
ロ）参照）を保持する３２ステージのシフトレジスタを
内蔵し、各発音チャネル毎に独立したＰＣＭアドレスω
ＣＴ（Ｐ）を発生する。更に、搬送アドレス発生部５０
３は、各発音チャネル毎の位相データＰＨを所定の係数
で除算し、これに固定された搬送スタートアドレスＡＳ
Ｍを加算したデータとして、各発音チャネル毎に第９図
（ｂ）の如き搬送アドレスωＣＴ（Ｍ）を繰り返し読み
出す回路として構成される。

そして、コントローラ５０１は、鍵盤部５１７からの鍵
盤部５１７において１回の押鍵動作が行われる毎に、そ
の押鍵動作を３２チヤネルの発音チャネルのうち１チヤ
ネルに割り当て、対応するキャリア周波数ＣＦを位相デ
ータ発生部５０２内のレジスタに出力すると共に、対応
するアドレスデータＦＡ及び設定データＥＤをエンベロ
ーブジェネレータ５１３内のレジスタに出力し、更に、
対応するＰＣＭスタートアドレスＡｓＰをＰＣＭＣドア
ドレス発生０４のレジスタに出力する。なお、搬送アド
レス発生部５０３に出力される搬送スタートアドレスＡ
ＳＭは固定値である。これにより、位相データ発生部５
０２及びエンベロープジェネレータ５１３は、割り当て
られた発音チャネルに対応する時分割タイミングで、位
相データＰＨ及びエンベロープ信号Ｅの発生を開始し、
更にそれに基づいて搬送アドレス発生部５０３及びＰＣ
ＭＣドアドレス発生０４が搬送アドレスωＣτ（Ｍ）及
びＰＣＭアドレスωＣＴ　（Ｐ）の発生を開始して、そ
の発音チャネルにおける楽音合成が開始される。

これと共に、コントローラ５０１は、セレクタ制御信号
Ｓ０を、各発音チャネル毎に制御する。これにより、各
発音チャネル毎にセレクタ５０５と５１０の接続状態が
変更され、ＰＣＭ方弐で楽音合成を行うか、第１図の原
理構成に基づく変調方式で楽音合成を行うかが選択され
る。

以上の構成に加えて、第５図の実施例は、ＰＣＭ波形出
力ｅ、又は変調波形出力ｅ、を、各発音チャネル毎に１
サンプリング周期分（１データずつ）保持するシフトレ
ジスタ５１４を有する。このシフトレジスタ５１４は、
コントローラ５０１からのクロックφ１及びφ２に従っ
てデータのシフト動作を行う。そして、シフトレジスタ
５１４からのデイレイ出力りは、セレクタ５０８の端子
Ｂを介して変調信号Ｗ９としてＡＤＤ５０７に入力され
る。これにより、任意の発音チャネルにおいて変調方式
による楽音合成が行われている場合に、自発台チャネル
の１サンプリング周期前の変調波形出力ｅＭを変調信号
ＷＭとして変調をかけることができ、非常に深く変調の
かかった変調波形出力ｅ９を得ることができる。

上述の動作の具体的な動作タイミングチャートの例を第
１０図に示す。同図は、偶数番号の発音チャネルでＰＣ
Ｍ方弐による楽音合成を行い、奇数番号の発音チャネル
で変調方式による楽音合成を行う例である。　　。

位相データＰＨ，ＰＣＭアドレスωｃＴ（Ｐ）、搬送ア
ドレス（ｃ）　ｃｔ　（Ｍ）　、搬送信号Ｗｃ、ＰＣＭ
信号Ｏ１、加算波形Ｗｃ十ＷＭ、デコード出力ＯＭ、Ｐ
ＣＭ波形出力ｅＰ、変調波形出力ｅＭ及びエンベロープ
信号Ｅは、それぞれ、第１０図（ａ）の０〜３２の各時
分割タイミングにおいて、その時分割タイミングの発音
チャネルに対応する各データを出力する。また、シフト
レジスタ５１４からは、第１０図（ｄ）の如く、第１０
図（ａ）の０〜３２と同じ時分割タイミングで１サンプ
リング周期前のＰＣＭ波形出力ｅｐ　　（偶数発音チャ
ネル）又は変調波形出力ｅＭ　　（奇数発音チャネル）
がデイレイ出力りとして出力される。第１０図（ｅ）の
ラッチ５１５からのデイレイ出力１）−１についてはこ
の例では考えない。

セレクタ制御信号Ｓ。は、第１０図げ）の如く、第１０
［ｆｆ１（ａ）の偶数番号の発音チャネルの時分割タイ
ミングではセレクタ５０５及び５１０に各端子Ａを選択
させ、奇数番号の発音チャネルの時分割タイミングでは
各端子Ｂを選択させる。また、セレクタ制御信号Ｓ１は
、第１０図（粉の如く、セレクタ５０８に端子Ｂから入
力するデイレイ出力りを常に選択させる。そして、セレ
クタ制御信号Ｓ２は、第１０図的の如く、セレクタ５１
２に端子Ａから入力するエンベロープ信号Ｅを常に選択
させる。位相データ発生部５０２、エンベロープジェネ
レータ５１３及びシフトレジスタ５１４は、第１０図（
ｂ）、（Ｃ）に示されるクロックφ１、φ２に従って、
第１０図（ａ）の各時分割タイミングに同期して動作す
る。

以上の動作タイミングで示される動作例により、第１０
図（ａ）の偶数番号の発音チャネルにおいては、ＰＣＭ
Ｃドアドレス発生０４からのＰＣＭアドレスωＣＴ（Ｐ
）がセレクタ５０５を介して波形ＲＯＭ５０６に入力す
る。そして、そこから出力されるＰＣＭ信号０．がセレ
クタ５１０を介してＭｔＪＬ５１１に入力し、ここでエ
ンベロープ信号上によるエンベロープが付加され、ＰＣ
Ｍ波形出力ｅｐが得られる。これにより、ＰＣＭ方式に
よる楽音合成が実行される。また、第１０図（ａ）の奇
数番号の発音チャネルにおりては、搬送アドレス発生部
５０３からの搬送アドレスωｃｔ（Ｍ）がセレクタ５０
５を介して波形ＲＯＭ５０６に入力することにより搬送
信号Ｗｃが出力される。そして、ＡＤＤ５０７において
搬送信号Ｗｃに自発音チャネルの１サンプリング周期前
のデイレイ出力Ｄ（変調波形出力ｅＭ）が変調信号ＷＭ
として加算され、それにより得られた加算波形Ｗｃ＋Ｗ
Ｍが三角波デコーダ５０９に入力する。そして、三角波
デコーダ５０９からのデコード出力ＯＭが、セレクタ５
１０を介してＭＵＬ５１１に入力し、ここでエンベロー
プ信号已によるエンベロープが付加され、変調波形出力
ｅＭが得られる。これにより、変調方式による楽音合成
が実行される。

上述のようにして得られたＰＣＭ波形波形出力文は変調
波形出力ｅＭは、シフトレジスタ５１４からのデイレイ
出力りとして累算器５１６に出力され、後述する動作に
よって左チヤネル出力りと右チヤネル出力Ｒに振り分け
られ、各Ｄ／Ａ変換器５１９（Ｌ、Ｒ）及びローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ、以下同じ）５２０　（Ｌ、Ｒ）でアナ
ログ楽音信号に変換された後に、各アンプ５２１　（Ｌ
、Ｒ）で増幅され、各スピーカ５２２　（Ｌ、　Ｒ）　
カラｍ音される。

続いて、第５図の実施例は、上記シフトレジスタ５１４
からのデイレイ出力りを更に１時分割タイミングだけ保
持するラッチ５１５を有する。このラッチ５１５は、コ
ントローラ５０１からのクロックφ１及びφ２に従って
１時分割タイミング分の遅延動作を行う。そして、ラッ
チ５１５がらのデイレイ出力Ｄ−１は、セレクタ５０８
の端子Ａを介して変調信号ＷＭとしてＡＤＤ５０７に入
力される。これにより、任意の発音チャネルにおいて変
調方式による楽音合成が行われている場合に、他の発音
チャネルの１サンプリング周期前の変調波形出力ｅ。又
はＰＣＭ波形出力ｅｐを変調信号ＷＭとして変調をかけ
ることができ、更に効果的に変調のかかった変調波形出
力ｅＭを得ることができる。特に、波形ＲＯＭ５０６の
ＰＣＭ信号領域に、正弦波、鋸歯状波、矩形波等の様々
な関数波形を記憶しておき、これらをＰＣＭ波形波形出
力文して読み出し、かつ、後述する如くそれらの関数波
形が累算器５１６から直接出力されないように制御する
ことにより、ＰＣＭ波形波形出力文遅延させたデイレイ
出力Ｄ−１として様々な関数波形の変調信号ＷＭを与え
ることもできる。そして、この場合の変調信号ＷＭの強
さは、ＰＣＭ信号０゜に対してＭＵＬ５１１において付
加されるエンベロープ信号上によって制御できる。

更に、本実施例では、コントローラ５０１が、エンへロ
ーブジェネレータ５１３から、押鍵開始以後のエンベロ
ープの制御状態を示すエンベロープ制御状態信号ＡＤＳ
Ｒを取り込むことにより、任意の発音チャネルにおいて
、押鍵開始以後のエンベロープの制御状態に応じて、セ
レクタ制御信号Ｓ０の状態を変化させることができる。

これにより、例えばアタック区間、デイケイ区間、サス
ティーン区間及びリリース区間等のそれぞれにおいて、
楽音合成方式を変化させることも可能である。

上述の動作の具体的な動作タイミングチャートの例を第
１１図に示す。同図は、第１０図と同様、偶数番号の発
音チャネルでＰＣＭ方式による楽音合成を行い、奇数番
号の発音チャネルで変調方式による楽音合成を行う例で
ある。

ここで、第１１図（ａ）〜げ）及び（ハ）は、第１０図
（ａ）〜（ｆ）及び（ハ）と同じである。但し、本動作
例においては、第１１図（ａ）の３１番の発音チャネル
について、第５図のコントローラ５０１がエンベロープ
ジェネレータ５１３からのエンベロープ制御状態信号Ａ
ＤＳＲを取り込んでいる。そして、コントローラ５０１
がアタック、デイケイ、サスティーン及びリリースの各
区間を判別することにより、第１１図（（２）の如く、
アタック区間Ａ及びリリース区間Ｒでは、セレクタ５０
Ｂが端子Ａに入力するデイレイ出力Ｄ−１を選択するよ
うにセレクタ制御信号Ｓ、を制御し、デイケイ区間り及
びサスティーン区間Ｓでは、セレクタ５０８が端子Ｂに
入力するデイレイ出力りを選択するようにセレクタ制御
信号Ｓ１を制御する。

以上の動作タイミングで示される動作例により、第１１
図（ａ）の３１番、の発音チャネルにおいては、アタッ
ク区間Ａ及びリリース区間Ｒでは、ｌサンプリング周期
前の３０番の発音チャネルのＰＣＭ波形出力ｅＰを変調
信号ＷＭとして、変調方式による楽音合成が行われ、デ
イケイ区間り及びサスティーン区間Ｓでは、１サンプリ
ング周期前の自発音チャネルの変調波形出力ｅ８を変調
信号Ｗ１．Ｉとして、変調方式による楽音合成が行われ
る。

なお、上述の動作例の他にも、任意の発音チャネルにお
いて、アタック区間とリリース区間はＰＣＭ方式による
楽音合成を行い、デイケイ区間とサスティーン区間は変
調方式による楽音合成を行うように設定することも容易
である。

第１２図に、セレクタ制御信号Ｓ０、Ｓｌ及びＳ２の制
御状態とそれに応して第５図で実現される楽音合成方式
との関係を示す。

まず、第１２図（ａ）の如＜、Ｓ、がセレクタ５０５及
び５１０に各端子Ａを常時選択させ、Ｓｌは不定で良＜
、Ｓ２がセレクタ５１２に対して端子Ａに入力するエン
ベロープ信号Ｅを常時選択させるように設定された場合
、ＰＣＭ方式による楽音合成が行われる。

次に、第１２図（ｂ）の如く、Ｓｏがセレクタ５０５及
び５１０に対して、偶数番号の発音チャネルで各端子Ａ
を選択させ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを選択
させ、ＳＩがセレクタ５０８に対して端子Ａに入力する
デイレイ出力りを常時選択させ、Ｓ２がセレクタ５１２
に対して端子Ａに入力するエンベロープ信号Ｅを常時選
択させるように設定された場合、１サンプリング周期前
の隣接する発音チャネルのＰＣＭ波形出力ｅｐ　　（デ
イレイ出力Ｄ−１）を変調信号ＷＭとする変調方式によ
る楽音合成が行われる。この場合、ＰＣＭ波形出力ｅｐ
は例えば正弦波、鋸歯状波、矩形波等の関数波形である
。また、ＰＣＭ波形出力ｅｐは、第５図の累算器５１６
から出力されないように制御される（この動作について
は後述する）。

また、第１２図（Ｃ）の如＜、Ｓｏがセレクタ５０５及
び５１０に対して各端子Ｂを常時選択させ、Ｓｌがセレ
クタ５０８に対して端子Ｂに入力するデイレイ出力りを
常時選択させ、Ｓ２がセレクタ５１２に対して端子Ａに
入力するエンベロープ信号Ｅを常時選択させるように設
定された場合、１サンプリング周期前の自発音チャネル
の変調波形出力ｅＨ（デイレイ出力Ｄ）を変調信号Ｗ阿
とする変調方式による楽音合成が行われる。

更に、第１２図（ｄ）の如く、ＳＩｌ＋がセレクタ５０
５及び５１０に対して、偶数番号の発音チャネルで各端
子Ａを選択させ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを
選択させ、Ｓ、は不定で良＜、Ｓ２がセレフタ５１２に
対して端子Ｂに入力するデイレイ出力Ｄ−１を常時選択
させるように設定された場合、１サンプリング周期前の
隣接する発音チャネルのＰＣＭ波形出力ｅｐ　　（デイ
レイ出力Ｄ−１）をエンベロープとするリング変調方式
による楽音合成が行われる。この場合、第１２図（ｂ）
の場合と同様、ＰＣＭ波形出力ｅｐは、第５図の累算器
５１６から出力されないように制御される。

そして、第１２図（ｄ）の如＜、Ｓｏがセレクタ５０５
及び５１０に対して、偶数番号の発音チャネルで各端子
Ａを選択させ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを選
択させ、Ｓｌがセレクタ５０８に対して端子Ｂに入力す
るデイレイ出力りを常時選択させ、Ｓ２がセレクタ５１
２に対して端子Ｂに入力するデイレイ出力ｐ−１を常時
選択させるように設定された場合、１サンプリング周期
前の隣接する発音チャネルのＰＣＭ波形出力ｅｐ　　（
デイレイ出力Ｄ　−１）をエンベロープとし、１サンプ
リング周期前の自発台チャネルの変調波形出力ｅＭ　（
デイレイ出力Ｄ）を変調信号ＷＭとするリング変調方式
による楽音合成が行われる。この場合も、ＰＣＭ波形出
力ｅ、は、第５図の累算器５１６から出力されないよう
に制御される。

以上のように、本実施例では、様々な楽音合成方式を発
音チャネル毎に自由に混在させることが可能となる。

次に、第５図の累算器５１６の構成を第１３図に示す。

そのうち、第１３図（ａ）は、第５図のデイレイ出力り
として得られる楽音波形を、左チヤネル出力りと右チヤ
ネル出力Ｒに振り分ける回路部分であり、第１３図（ｂ
）は、同図（ａ）のセレクタ１３１の開閉制御を行うセ
レクタ制御信号ＳＷＯを、第５図のコントローラ５０１
から入力するパン制御データＰＡＮ及びクロックＣＴに
基づいて生成するデコーダ回路である。

第１３図（ａ）の累算器５１６の動作においては、各サ
ンプリング周期内の３２発音チャネルに対応する３２の
各時分割区間は、後述するように、クロックＣＴカロー
レヘルとなる前半分の左チヤネル処理区間と、クロック
ＣＴがハイレベルとなる後半分の右チヤネル処理区間と
に分割され、ＡＤＤＩ３０２と直列２段のラッチ１３０
３及び１３０４によって、左右チャネル別に累算動作が
行われる。

すなわち、各時分割区間において入力する各発音チャネ
ルのデイレイ出力りは、セレクタ１３０１がその時分割
区間内の左チヤネル処理区間でオンとなった場合は、Ａ
ＤＤ１３０２においてランチ１３０３から出力される左
チヤネル累算値に累算される。一方、セレクタ１３０１
がその時分割区間内の右チヤネル処理区間でオンとなっ
た場合は、ＡＤＤ１３０２においてラッチ１３０３から
出力される右チヤネル累算値に累算される。また、セレ
クタ１３０１がその時分割区間内の全区間でオンとなっ
た場合は、ＡＤＤ１３０２においてラッチ１３０３から
続けて出力される左チヤネル累算値及び右チヤネル累算
値のそれぞれに累算される。更に、セレクタ１３０１が
その時分割区間ではオンにならない場合はその発音チャ
ネルのデイレイ出力りは第５図の累算器５１６には入力
せず、前述したようにセレクタ５０８の端子Ｂを介して
変調信号ＷＭとしてのみ使用される。

そして、左チヤネル累算値は、各サンプリング周期の最
後の３２発音チャネル目の時分割区間の左チヤネル処理
区間において、ＡＤＤ　１３０２で必要に応して３２発
音チャネル目のデイレイ出力りが累算された後、左チヤ
ネル出力用ラッチ１３０５にう・ノチされ、左チヤネル
出力りとして出力される。また、右チヤネル累算値は、
同じ＜３２発音チャネル目の時分割区間の右チヤネル処
理区間において、ＡＤＤ１３０２で必要に応じて３２発
音チャネル目のデイレイ出力りが累算された後、右チヤ
ネル出力用ラッチ１３０６にラッチされ、右チヤネル出
力Ｒとして出力される。

ここで、第１３図（ａ）のラッチ１３０３及び１３０４
は第５図のコントローラ５０１からのクロックφｓＩ及
びφ、２によって動作し、左チヤネル出力用ラッチ１３
０５及び右チヤネル出力用ラッチ１３０６はコントロー
ラ５０１からのクロックφ。

及びφＲによって動作する。

また、第１３図（ａ）のセレクタ１３０１は、第１３図
（ｂ）のデコーダ部からのセレクタ制御信号ＳＷＯによ
って開閉制御される。

第１３図ら）において、第５図のコントローラ５０１か
らのパン制御データＰＡＮは、２ビツトのデータＰＡＮ
ＯとＰＡＮＩとからなり、３２の発音チャネルに対応す
る３２の各時分割区間毎に所定のデータの組が設定され
る。そして、アンド回路１３１０には、パン制御データ
ＰＡＮＯ１ＰＡＮＩ及びクロックＣＴのそれぞれを各イ
ンバータ１３０７．１３０８及び１３０９で反転した信
号が入力する。アンド回路１３１１には、パン制御デー
タＰＡＮＯとクロックＣＴが入力しパン制御データＰＡ
ＮＩをインバータ１３０８で反転した信号が入力する。

更に、アンド回路１３１２には、パン制御データＰＡＮ
Ｏをインバータ１３０７で反転した信号とパン制御デー
タＰＡＮＩが入力する。そして、アンド回路１３１０．
１３１１及び１３１２の各出力は、オア回路１３１３に
入力し、その出力としてセレクタ制御信号ＳＷＯが得ら
れる。

今、成る発音チャネルのデイレイ出力りを左チヤネル出
力りとして出力させたい場合には、その発音チャネルに
対応する時分割区間で、ＰＡｌｌｌＯ＝０、ＰＡＮ１＝
Ｏが設定される。これにより、その時分割区間内のクロ
ックＣＴがローレベルとなる前半分の左チヤネル処理区
間において、アント回路１３１０の出力がハイレベルと
なってオア回路１３１３の出力であるセレクタ制御信号
ＳＷＯがハイレベルとなる。これにより、その時分割区
間内の左チヤネル処理区間において、第１３図（ａ）の
セレクタ１３０１がオンとなる。

一方、成る発音チャネルのデイレイ出力りを右チヤネル
出力Ｒとして出力させたい場合は、その発音チャネルに
対応する時分割区間で、ＰＡＮＯ＝　１、ＰＡＮ１＝Ｏ
が設定される。これにより、その時分割区間内のクロッ
クＣＴがハイレベルとなる後半分の右チヤネル処理区間
において、アンド回路１３１１の出力がハイレベルとな
ってオア回路１３１３の出力であるセレクタ制御信号Ｓ
ＷＯがハイレベルとなる。これにより、その時分割区間
内の右チヤネル処理区間において、第１３図（ａ）のセ
レクタ１３０１がオンとなる。

また、成る発音チャネルのデイレイ出力りを左チヤネル
出力し及び右チヤネル出力Ｒの両出力として出力させた
い場合は、その発音チャネルに対応する時分割区間で、
ＰＡＮＯ＝　０１ＰＡＮｌ＝１が設定される。これによ
り、クロックＣＴの状態によらず、その時分割区間の全
区間において、アンド回路１３１２の出力がハイレベル
となってオア回路１３１３の出力であるセレクタ制御信
号ＳＷＯがハイレベルとなる。これにより、その時分割
区間の全区間において、第１３図（ａ）のセレクタ１３
０１がオンとなる。

更に、成る発音チャネルのデイレイ出力りを第５図の累
算器５１６に入力させずに、セレクタ５０８の端子Ｂを
介して変調信号ＷＭとしてのみ使用したい場合は、その
発音チャネルに対応する時分割区間で、ＰＡＮＯ＝　１
　、ＰＡＮ１＝　１が設定される。

これにより、その時分割区間では、アンド回路１３１０
．１３１１及び１３１２のいずれもオンとならず、セレ
クタ制御信号ＳＷＯはローレベルのままとなる。これに
より、その時分割区間では、第１３図（ａ）のセレクタ
１３０１はオンにならない。

以上、第１３図（ａ）及び（ｂ）の構成の累算器５１６
の具体的動作例を、第１４図の動作タイミングチャート
で説明する。

同図の例では、３０番及び３１番の発音チャネルに対応
する時分割区間では（同図（ｆ）、以下同じ）、ＰＡＮ
Ｏ＝　０１ＰＡＮ１＝Ｏであるため（同図（樽、（ｈ）
、以下同じ）、クロックＣＴ　（同図（ａ）、以下同じ
）がローレベルとなる左チヤネル処理区間において、セ
レクタ制御信号ＳＷＱ　（同図（ｉ）、以下同し）がハ
イレベルとなり、セレクタ１３０１がオンとなる。

そして、同区間内のクロックφＳｌ　（同図（ｂ）、以
下同じ）の立ち上がりのタイミングで、ＡＤＤ　１３０
２において、ラッチ１３０３から出力される左チヤネル
累算値にデイレイ出力りが累算され、クロックφ、２（
同図（Ｃ）、以下同じ）の立ち上がりのタイミングでラ
ッチ１３０４にラッチされる。

一方、０番の発音チャネルに対応する時分割区、間では
、ＰＡＮＯ＝　１、ＰＡＮ１＝Ｏであるため、クロ・ノ
りＣＴがハイレベルとなる右チヤネル処理区間において
、セレクタ制御信号ＳＷＯがハイレベルとなり、セレク
タ１３０１がオンとなる。そして、同区間内のクロック
φ５．の立ち上がりのタイミングで、ＡＤＤ１３０２に
おいて、ラッチ１３０３から出力される右チヤネル累算
値にデイレイ出力りが累算され、クロックφ、２の立ち
上がりのタイミングでラッチ１３０４にラッチされる。

また、１番の発音チャネルに対応する時分割区間では、
ＰＡＮＯ＝　０１ＰＡＮ１＝１であるため、クロックＣ
Ｔの状態によらず、左チヤネル処理区間及び右チヤネル
処理区間の両区間において、セレクタ制御信号ＳＷＯが
ハイレベルとなり、セレクタ１３０１がオンとなる。そ
して、左チヤネル処理区間内のクロックφ、Ｉの立ち上
がりのタイミングで、ＡＤＤ　１３０２において、ラッ
チ１３０３から出力される左チヤネル累算値にデイレイ
出力りが累算され、クロックφ、２の立ち上がりのタイ
ミングでランチ１３０４にラッチされ、続く右チヤネル
処理区間内のクロックφ、１の立ち上がりのタイミング
で、ＡＤＤ１’３０２において、ランチ１３０３から続
けて出力される右チヤネル累算値にデイレイ出力りが累
算され、クロックφＳ２の立ち上がりのタイミングでラ
ンチ１３０４に続けてラッチされる。

更に、２番の発音チャネルに対応する時分割区間では、
ＰＡＮＯ＝　１、ＰＡＮ１＝　１であるため、その全区
間でセレクタ制御信号ＳＷＯはローレベルとなり、セレ
クタ１３０１はオフのままとなる。これにより、デイレ
イ出力りは変調信号Ｗ。（第５図）としてのみ使用され
条。

そして、サンプリング周期Ｔ　ｎ　−＋の３１番（３２
番目）の発音チャネルに対応する時分割区間のクロック
ＣＴがローレベルとなる左チヤネル処理区間において、
同区間内のクロックφ、Ｉの立ち上がりのタイミングで
、ＡＤＤ１３０２におし）て、ラッチ１３０３から出力
される左チヤネル累算値にセレクタ、１３０１から入力
するデイレイ出力りが累算され、その累算値がクロック
φＬ　（第１４図（ｄ）、以下同じ）の立ち上がりのタ
イミングで左チヤネル出力用ラッチ１３０５にラッチさ
れ、左チヤネル出力Ｌ　（Ｔｎ−、）として出力される
。この出力値は、１サンプリング周期の間、左チヤネル
出力用ラッチ１３０５で保持され、第５図のＤ／Ａ変換
器５１９（Ｌ）及びＬＰＦ５２０　（Ｌ）でアナログ楽
音信号に変換された後に、アンプ５２１　（Ｌ）で増幅
され、スピーカ５２２（Ｌ）から放音される。

同じく、サンプリング周期Ｔ０−１の３１番（３２番目
）の発音チャネルに対応する時分割区間のクロックＣＴ
がハイレベルとなる右チヤネル処理区間において、同区
間内のクロックφｓ１の立ち上がりのタイミングで、右
チヤネル累算値がラッチ１３０３から出力され、クロッ
クφＲ（第１４図（ｅ）、以下同じ）の立ち上がりのタ
イミングで、上記累算値がＡＤＤ　ｌ　３０２を通過し
て（この例の場合は同タイミングでは累算は行われない
）、右チヤネル出力用ラッチ１３０６にラッチされ、右
チヤネル出力Ｒ（’ｒｎ−＋　）として出力される。こ
の出力値は、１サンプリング周期の間、右チヤネル出力
用ラッチ１３０６で保持され、第５図のＤ／Ａ変換器５
１９（Ｒ）及びＬＰＦ５２０　（Ｒ）でアナログ楽音信
号に変換された後に、アンプ５２１（Ｒ）で増幅され、
スピーカ５２２（Ｒ）から放音される。

上述の出力動作は、他のサンプリング周期Ｔ７、Ｔ　ｎ
　＋　１　においても同様である。

以上の本発明の実施例において、第５図の波形ＲＯＭ５
０６には、第７図の如く、第２図の特性を有する１種類
の搬送信号Ｗｃのみを記憶させ、また、第５図の三馬波
デコーダ５０９を第６図の如きハードウェアで構成した
が、これに限られるモノテハナく、波形ＲＯＭ５０６に
第４図（ａ）　〜（ｄ）の右列のような波形を搬送信号
ＷＣとして記憶させ、それに対応して、三角波デコーダ
５０９の代わりに第４図（ａ）〜（ｄ）の左列のような
波形を記憶するＲＯＭ等を設けて、選択的に動作させて
もよい。

〔発明の効果〕

本発明によれば、発音開始指示以後、例えば楽音のアタ
ック部又はアタック部とリリース部は、変調楽音信号発
生手段に対して、ＰＣＭ波形信号発生手段からのＰＣＭ
波形信号を変調信号として与え、変調楽音信号を発生さ
せ、これ以外の例えばサスティーン部及びデイケイ部等
においては、変調楽音信号発生手段に対して、通常波形
信号発生手段からの通常波形信号を変調信号として与え
、変調楽音信号を発生させることができる。これにより
、例えばアタック部、リリース部等で非常に特徴的かつ
複雑で多様な特性の楽音を発生させることができ、他の
部分とで特性を大きく変化させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の基本となる、変調方式による楽音波
形発生装置の構成図、 第２図は、搬送波ＲＯＭの記憶内容を示した図、第３図
は、変調方式による楽音波形発生装置の無変調時の動作
説明図、 第４図（ａ）〜（ｄ）は、第１図の搬送波ＲＯＭと三角
波デコーダの記憶波形の他の態様を示した図、第５図は
、本発明の具体的実施例の構成図、第６図は、三角波デ
コーダの構成図、 第７図は、波形ＲＯＭのデータ構成図、第８図（ａ）〜
（Ｃ）は、位相データとＰＣＭアドレスとＰＣＭ信号の
関係図、 第９図（ａ）〜（Ｃ）は、位相データと搬送アドレスと
搬送信号の関係図、 第１０図（ａ）〜（５）は、本発明の具体的実施例の第
１の動作例の動作タイミングチャート、第１１図（ａ）
〜（ｉ）は、本発明の具体的実施例の第２の動作例の動
作タイミングチャート、第１２図は、Ｓｏ、ミ、及びＳ
２の制御状態と楽音合成方式の関係図、 第１３図（ａ）、（ｂ）は、累算器５１６の構成図、第
１４図（ａ）〜（ロ）は、累算器５１６の一動作例の動
作タイミングチャート、 第１５図（ａ）〜（Ｃ）は、楽音のエンベロープ波形図
である。 ５０１　・・・コントローラ、 ５０２・・・位相データ発生部、 ５０３・・・搬送アドレス発生部、 ５０４　・　・ ５０５、５ り、 ５０６・・ ５０７・・ ５０９・・ ５１１・・ ５１３・・ ５１４・・ ５１５・・ ５１６・・ ５１７・・ ５１８・・ ＣＦ・・ ＰＨ・・ ＡＳＰ・・ ＡｓＭｏ。 ωＣＴ　（ｐ） ωＣＴ（Ｍ） ＯＰ　・・ ・ＰＣＭアドレス発生部、 ０８．５１０．５１２・・・セレク 波形ＲＯＭ、 加算器（ＡＤＤ）、 三角波デコーダ、 乗算器（ＭＵＬ）、 エンヘローブジェネレータ、 シフトレジスタ、 ラッチ、 累算器、 鍵盤部、 スイッチ部、 キャリア周波数、 位相データ、 ＰＣＭスタートアドレス、 搬送スタートアドレス、 ・・ＰＣＭアドレス、 ・・搬送アドレス、 ＰＣＭ信号、 Ｗｃ　・　・　・ ＷＭ　・　・　・ Ｗｃ　＋Ｗ。 ＯＭ　・　・　・ ｅＰ　　゛　°　。 ｅＭ　　°　°　・ Ｄ、Ｄ−１・ Ｅ　・　・　・工

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 搬送信号に変調信号を混合して得た混合出力を所定の関
   数関係に基づいて変換して変調された変調楽音信号を発
   生する変調楽音信号発生手段と、ＰＣＭ方式によるＰＣ
   Ｍ波形信号を発生するＰＣＭ波形信号発生手段と、 ＰＣＭ方式以外の通常波形信号を発生する通常波形信号
   発生手段と、 発音開始指示以後、前記変調楽音信号発生手段に対して
   、前記ＰＣＭ波形信号発生手段からのＰＣＭ波形信号と
   、前記通常波形信号発生手段からの通常波形信号と、を
   時間的に切り替えて前記変調信号として与え、前記変調
   楽音信号を発生させる制御手段と、 を有することを特徴とする楽音波形発生装置。