JPH0462028B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、伝送アンテナと発振器との間の線路
のような同軸伝送線路の無線周波数電圧波信号を
検出して測定する装置に関するものであり、特
に、本発明は同軸伝送線路上の進行及び反射電圧
波信号を検出して測定する“挿入型”の無線周波
数ワツトメータ即ち無線周波数電力レベル測定装
置に関するものである。

従来技術 挿入型の指向性無線周波数ワツトメータは、無
線周波数の分野（RF field）で、特に同軸伝送
線路へのアンテナのマツチングや同軸線路上の電
圧定在波比（VSWR）を最小にする多くの装置
で使用されている。このような装置で最近利用さ
れるメータとしては、例えば、米国特許第
2891221号、第2852741号、第4080566号、第
4075554号及び第4263653号に示される型式のもの
がある。

これらの装置の動作原理は、剛性の同軸線路部
（coaxial line section）及び誘導性ピツク・アツ
プ・ループ又はコイルを使用することに基づいて
おり、この同軸線路部は一般的な同軸コネクタな
どにより同軸伝送線路内に挿入され、誘導性ピツ
ク・アツプ・ループ又はコイルは上記同軸線路部
の外部導体に設けられた横孔内に位置決めされて
いる。そしてこのピツク・アツプ・コイルは線路
部の軸に垂直な軸のまわりを回転するようになつ
ており且つ特別な線によつてダルソンパル・メー
タ（D′Arsonval meter movement）に接続され
ている。したがつてメータの読みはワツトで信号
の大きさを表示することになり、その表示はピツ
クアツプ・コイルの配置の方向によつて進行電圧
波レベル又は反射電圧波レベルの大きさの表示の
いずれかになる。

ピツクアツプ・コイルは同軸伝送線路の内部導
体と外部導体との間の電界内に配置されており、
その中には内部導体内を流れる電流Ｉに比例した
電圧が誘起される。そしてこの場合、伝送線路と
ピツク・アツプ・ループ又はコイルとの間には相
互インダクタンスＭが在り、このループは伝送線
路の内部導体の平面内に位置している。上記伝送
線路の導体間に接続された抵抗ＲとコンデンサＣ
との直列回路は、伝送線路の導体間の電圧Ｅに比
例して抵抗Ｒの両端に電圧を発生させる。方向性
結合器やいわゆる反射率計などでは、これらの配
置はサンプリング回路内に組入れられており、抵
抗Ｒはループと直列に接続され、そして容量結合
はループ及び内部導体上の容量プレート
（capacitive plates）又は巻線によつて、若しく
は内部導体とサンプリング回路の部材との間の容
量効果によつて得られる。

このサンプリング回路を考慮し且つ集中インピ
ーダンス（Iumped impedance）を用いれば、伝
送線路を伝播する信号エネルギーとループとの間
の方向の関係によつて、相互インダクタンスＭが
正又は負のいずれかになる。

上述の装置では、伝送線路に対してループが
180゜回転する間に相互インダクタンスＭの反転が
ある。そこで進行波は電圧E_f及び電流I_fを有し、
反射波は電圧E_f及び電流I_fを有しているとする。
そして、もしZ_pを線路の特性インピーダンス、ρ
を反射係数とすると、 ρ＝E_r／E_f＝−I_r／I_f 及び ｅ＝jω（RCE_f＋MI） ＝jωE_f〔RC（１＋ρ）＋Ｍ／Z_p（１−ρ）〕 となる。ｅはループ若しくはサンプリング回路に
誘起される全起電力である。素子は、下記の式の
Ｋが一定になるように選択される。

RC＝Ｍ／Z_p＝Ｋ もし、相互インダクタンスＭが正のときにe⁺が
起電力であるとすれば、抵抗Ｒの両端の電圧とル
ープに誘起される電圧は付加的になり、もし相互
インダクタンスＭが負のときにe^-が起電力である
とすると、上記両電圧は逆になり、前者が最大値
をそして後者が最小値を表示する。

したがつて次のように表わされる。

e⁺＝jωE_f〔Ｋ（１＋ρ）＋Ｋ（１−ρ）〕 ＝2jωE_fＫ e^-＝jωE_f〔Ｋ（１＋ρ）−Ｋ（１−ρ）〕 ＝2jωE_fKρ ループの無線周波数出力電圧は指向性であり且
つ進行波又は反射波のいずれであつても線路内の
電圧に比例しており、したがつてループ電圧から
反射係数と電圧定在波比の測定ができる。

また伝送線路を通して供給される電力Ｐを測定
することもできる。電力は次のように表わされ
る。

Ｐ＝EIcosθ＝EI ＝（E_f＋E_r）（I_f＋I_r） ＝E_fE_f／Z_p−E_rE_r／Z_p ＝｜E_f｜²−｜E_r｜²／Z_p ＝｜E_f｜²／Z_p（１−｜ρ｜²） ＝｜e⁺｜²−｜e^-｜²／4ω²K²Z_p 上記に一般的に述べた原理を用いる従来の装置
では、進行電圧波レベル又は反射電圧波レベルの
いずれかの大きさを検知するため、適宜の線路部
（line section）に挿入されて該線路部の外部導体
と内部導体との間の電界（field）内を180゜の行程
に亘つて回転可能なコイルを有している。そして
このコイルは、公知のアナログメータ（analog
meter movement）に接続されていた。このア
ナログメータは、伝送線路の進行又は反射電圧波
信号のいずれの電力をも目で見えるように表わす
ために、ワツトで目盛られている。そしてダイオ
ードからなる検波回路をコイル又はループとメー
タとの間に設けて、コイルからの波形信号を整流
している。

しかしながら、このような従来の装置では、検
波器を構成する高速ダイオードが電流−電圧応答
に固有の非線形性を有し且つ温度による影響を非
常に受けるため、精度を高くできない問題があつ
た。

発明の目的 本発明は、上記従来の装置の欠点を解消し、電
力メータの精度と信頼性を増加させる効果を有す
る装置を提供することにある。

発明の構成 本発明は、伝送線路上の被測定信号の無線周波
数電圧レベルを検出して該無線周波数電圧レベル
に比例する第１の電圧波信号を発生する検出手段
と、検出手段からの第１の電圧波信号を伝送線路
内の電力に対応する検出電圧信号に変換する第１
の検波手段とを具備する無線周波数電力レベルを
測定する装置を対象とする。本発明は、第２の電
圧波信号を発生する信号発生手段と；第１の検波
手段に対して逆向きに直列接続されて第２の電圧
波信号を変換し、変換した信号を前記検出電圧波
信号に対して逆向きに供給して差信号を発生する
第２の検波手段と；第２の電圧波信号及び差信号
が要素となつて形成される単一複合信号を伝送す
る一本の導電路からなる一本の線から構成されて
信号発生手段と第２の検波手段とを接続する接続
手段と；導電路に接続されて差信号を積分し電力
レベルに相当する出力信号を発生する積分手段と
を具備する。そして積分手段の出力信号を第２の
電圧波信号の振幅を制御するために信号発生手段
の入力部に入力する。

発明の概要 本発明の理解を容易にするために、まず本発明
の概要を実施例を考慮して、より具体的な下位の
概念を用いて説明する。

本発明では、検出器からの電力の読みを正確な
ものとするため、自己平衡ブリツジ回路を用いて
いる。そして、ダイオード検波器の非線形性及び
温度依存性を解消するため、ダイオードからなる
第１の検波手段（detector）と反対向きに接続さ
れる平衡用のダイオードからなる第２の検波手段
を用いている。検波手段として用いられる２つの
ダイオードは、両者が実質的に同一であるように
選択されているので、ダイオード偏差は実質的に
取除かれる。またこれらのダイオードは同じ温度
環境の中に配置されるので、温度依存効果が避け
られる。平衡用のダイオードからなるる第２の検
波器にはバランス信号が測定信号に一致すると、
ダイオードからなる第１の検波器からの波形信号
を無効にする平衡用即ちバランス用の波形信号が
供給される。そしてバランス信号の振幅は電力の
読みに対応している。

本発明によれば、ダイオードからなる検波手段
の或る非線形性及び温度依存性を避けられる効果
がある。これは、ダイオードの低周波数特性が次
のような関係を有するからである。

Ｉ＝I_p（e^V/〓^VT−１） ここでＶは、直列抵抗の効果の後の接合部間の
電圧ドロツプであり、Ｉは接合部を通る電流であ
る。I_pはダイオードの逆飽和電流であり、この電
流は温度の変化によつて変動するのと同様に、区
画（lot）内のダイオードからダイオードへと大
きく変動する。V_Tは絶対温度だけの関数であり、
次のように表わされる。

V_T＝KT／ｅ．0.26 volts（室温） ここでＫはポルツマン定数であり、Ｔは絶対温
度、ｅは電荷である。パラメータηはダイオード
接合の遷移領域におけるキヤリアの再結合を考慮
している。ηの値は、ゲルマニウムや同種のダイ
オードでは１（unity）であり、シリコンダイオー
ドでは略２である。これはゲルマニウムではこの
ような再結合を無視できるが、シリコンでは無視
できないためである。ηが１であると仮定する
と、接合部を通る電流は、 Ｉ＝I_p（e^V/VT−１） と表わされる。

本発明では、ダイオードを分路する直流路がな
い。したがつて、ダイオードがダイオードを分路
する直流路を持つていないので、印加される交流
信号の各サイクルについて積分をすると、順電流
と逆電流が等しくならなければならない。よつて
次の関係がが満足される。

∫²〓₀I_p（e^{(Asin(wt)-vdc)/VT}−１）dt＝０ I_pは０から2πまでの間の定数であるから、積分
の外に出してよく、したがつてI_pを式から除いて
よい。ここで、V_dcは交流の振幅とV_Tのみの関係
となり、V_Tは絶対温度のみの関数となる。ダイ
オードの特性の温度依存性は、ダイオードからな
る第１の検波手段と第２の検波手段とが同じ温度
環境に置かれるように、第１の検波手段とバラン
ス用の第２の検波手段とを互いに物理的に近接し
て配置することにより除かれる。これらのダイオ
ードが互いに反対向きに接続されれば、ダイオー
ドの温度依存性は取除かれる。

また、ブリツジ回路がつり合うと、互いのダイ
オードに供給される波形信号が等しくなり、交流
の振幅の効果も取除かれる。

好ましくは、２つのダイオードは同じピツク・
アツプ素子内に配置される。このようにすると、
２つのダイオードの熱効果は実質的に同じにな
る。２つの検波手段の間がバランスしていない結
果生じる差信号は、ピツク・アツプ素子から送出
され、この差信号は装置で用いられてバランス波
形信号（第２の電圧波信号）を調整する。ピツ
ク・アツプ素子は、線路手段によつて装置の止り
部（rest）に接続されているので、差信号及びバ
ランス波形信号はこの線路手段上の単一複合信号
内に組入れられる。そしてバランス信号は単一複
合信号の交流成分を構成し、差信号は単一複合信
号の直流成分を構成している。

好ましい実施例の説明 以下図面を参照して本発明の実施例を説明す
る。第１図は、本発明の代表的な実施例に係る無
線周波数（RF）指向性ワツトメータを示してい
る。このワツトメータは無線周波数同軸伝送線路
の進行電圧波信号及び反射電圧波信号を検出し且
つ測定するるように設けられている。この装置
は、伝送線路の線路部１１に取付けられるように
なつている。この線路部１１は、例えばアルミニ
ユームから形成される導電性金属の管状基体１２
を備えており、その内部には軸線方向に延びる円
筒形状の空間１３が形成されている。この空間１
３内には、管状基体１２によつて支持され且つこ
の管状基体１２から電気的に絶縁された中心導体
１４が配置されている。管状基体１２には、比較
的大きな横孔１５が形成されており、該孔１５は
円管状の空間１３と連通している。符号２０で示
してあるのは、誘導性ピツク・アツプ素子であ
り、その一部が孔１５内に配置されるとともに管
状基体１２によつて支えられている。そしてピツ
ク・アツプ素子２０の回路は第１図に示す通りで
ある。尚ピツク・アツプ素子２０の構成の詳細
は、後に第２図乃至第４図を参照して更に詳細に
説明する。

第１図を参照すれば、ピツク・アツプ素子２０
は、空間１３内に位置決めされた誘導性のピツ
ク・アツプ・ループ又はコイル２１を有してい
る。このコイル２１が検出手段を構成する。公知
の原理に従つて、伝送線路内を伝播する電力と関
係を持つ電圧がコイル２１内に誘起される。サン
プリング抵抗２２は、コイル２１と直列に設けら
れており、またバンド拡張用分路コンデンサ２３
がピツク・アツプ・コイル２１とサンプリング抵
抗２２との両端に接続されている。分路コンデン
サ２３は、ピツク・アツプ素子が設計される感度
（sensitivity）で且つ周波数バンド内でループ回
路を同調して共振させる。したがつて分路コンデ
ンサ２３によつて重負荷がかけられても、回路の
応答曲線（respose curve）を平坦にするサンプ
リング抵抗２２があるので、このループ回路は広
帯域特性を示す。このように分路コンデンサ２３
によつて抵抗性ループ回路に容量負荷をかけると
広い周波数帯で作動する。

第１の検波手段２５は整流器即ちカソードがル
ープ回路のコンデンサ２３とコイル２１の接続点
に接続されたダイオードから構成されている。第
１の検波手段２５を構成するダイオードはヒユー
レツト・パツカード社（Hewlett−Packard）製
の5082−2800型のものであり、このダイオードは
前述の式で用いられたような、再結合パラメータ
値ηが１（η of unity）である。第１の検波手
段２５のアノードと接地点との間には、ダイオー
ド充電コンデンサ２６が接続されている。また第
１の検波手段２５のアノードにはダイオード負荷
抵抗２７が接続されている。充電コンデンサ２６
は、負荷抵抗２７と一緒になつて、ピーク表示特
性を得るために所望の時定数を与える。

３０は第２の検波手段としてのダイオードであ
り、第２の検波手段は第１の検波手段と逆向きに
接続されている。そして第２の検波手段３０は、
第１の検波手段２５として用いられているダイオ
ードと全ての点で同一なダイオードからなつてい
る。第２の検波手段３０の陽極側と接地点との間
には、第２のダイオード充電コンデンサ３１が接
続されている。この第２の検波手段３０には、正
弦波発生器３２からピツク・アツプ素子２０に送
られるバランス波信号が供給される。正弦波発生
器３２は、第２の電圧波形信号を発生する信号発
生手段を構成する。正弦波発生器３２について
は、第５図及び第６図を参照して更に詳細に説明
する。正弦波発生器３２の出力は、線３３からな
る接続手段によつてピツク・アツプ素子２０に接
続されている。もし必要であれば、線３３はピツ
ク・アツプ素子２０から十分な距離だけ離れて設
けられる装置のその他の部材と一緒にシールドし
てもよい。第２の検波手段３０のカソードは、校
正ポテンシヨメータ３４（calibration
potentiometer）を介して線３３に接続されてい
る。このポテンシヨメータ３４はコイル２１の結
合の変化を補償するのに用いられるもので、ポテ
ンシヨメータ３４はピツク・アツプ素子を使用す
る前に適宜に校正し得るようにピツク・アツプ素
子毎に工場組立がなされている。ポテンシヨメー
タの一端はコンデンサ３５及び抵抗３６を介して
接地されている。コンデンサ３７は第２の検波手
段３０のカソードと接地点との間に接続されて線
３３に受信される無線周波数干渉（RF
interference）を阻止する目的で用いられてい
る。

第１及び第２の検波手段を構成するダイオード
は、ダイオードを分路する直流路ができないよう
にそれぞれ接続されている。すなわち第１及び第
２の検波手段２５及び３０を構成するダイオード
と接地点との間に、コンデンサ２３，２６，３
１，３５及び３７を配置して、これらダイオード
と接御点との間に直流路を形成しないようにして
いる。このように構成すると、前述した式から因
数としての逆飽和電流I_p（reverse saturation
current）を除くことができる。したがつてダイ
オードからダイオードへと大きく変化するI_pの値
によつては、装置の精度に影響はない。

コイル２１の出力（第１の電圧波信号）と正弦
波発生器３２から出力される信号（第２の電圧波
信号）とは、それぞれ第１及び第２の検波手段２
５及び３０によつて整流される。第１の検波手段
２５は、コイル２１の出力を整流して検出電圧波
信号を出力する。第１及び第２の検波手段２５及
び３０によつてそれぞれ整流された信号は、反対
向きで直列に接続されたこれらのダイオードから
なる検波手段２５及び３０の構成によつて電気的
に互いに減じられて“差信号”となる。この差信
号は、正弦波発生器３２の出力がコイル２１の出
力と平衡していないレベルを表わしている。

差信号は、反転積分回路４０につながる線３３
に供給され、反転積分回路４０はこの差信号に応
答する。反転積分回路４０の反転入力端子は線３
３に接続され、その出力端子は線４１に接続され
ている。線３３上の信号は、、交流成分と直流成
分とを含んでおり、線３３上の信号の交流成分は
正弦波発生器３２から出力されて反転積分回路４
０の出力に比例した振幅を有する正弦波であり、
線３３上の直流成分の信号が前述の差信号であ
る。この差信号は、それぞれダイオードからなる
第１及び第２の検波手段と抵抗２７とから構成さ
れるブリツジが平行状態になるまで同じ極性を有
しているため、正弦波発生器３２から出力される
正弦波のように半波毎に極性が変化するものと比
べると、直流成分と見ることができる。

もし正弦波発生器３２から出力される信号がコ
イル２１の出力信号と完全に一致すれば、差信号
すなわち直流成分は零になつて、ブリツジは平衡
状態になる。もし２つの信号が一致しない場合に
は、差信号が反転積分回路４０に供給される。コ
イル２１の出力が正弦波発生器３２の出力より大
きい場合、反転積分回路４０に接続される線３３
上に供給される差信号は負極性になり、線４１に
現われる積分回路４０の出力は上向きに勾配をな
す。そしてコイル２１の出力が正弦波発生器３２
の出力より小さい場合には、反転積分回路４０に
接続される線３３に供給される差信号は正極性に
なり、線４１に現われる積分回路４０の出力は下
向きに勾配をなす。正弦波発生器３２は、線３３
と正弦波発生器３２の出力との間に設けられたブ
ロツク・コンデンサ４２によつてこの差信号すな
わち直流成分からは隔離されている。

ブリツジの平衡は、差信号の有無及びその大き
さによつて検知することができる。そしてブリツ
ジの平衡をとるために、正弦波発生器３２の入力
として反転積分回路４０の出力を用いる。正弦波
発生器３２が出力する正弦波の振幅は反転積分回
路４０の出力に比例する。コイル２１の出力が正
弦波発生器３２の出力より大きい場合には、線３
３を通して反転積分回路４０に供給される差信号
は負の極性であり、線４１に現われる積分出力は
上向きに勾配する。正弦波発生器３２から出力さ
れる正弦波の波形の振幅は、コイル２１の出力と
一致するまで増加し、一致した時点でブリツジは
平衡状態になり、反転積分回路４０に供給される
差信号は零になるる。ブリツジが平衡すると、正
弦波発生器３２から出力される波形の振幅は、コ
イル２１からの誘起波形信号の振幅に正確に等し
くなり、またこの振幅が反転積分回路４０の出力
に比例するので、線４１上の積分出力電圧は同軸
伝送線路の電力の平方根に比例する。反転積分回
路４０の出力端子は、ワツトで電力を続みとれる
ように目盛りが付けられたメータを備えた表示装
置４３に接続されている。

ピツク・アツプ素子２０の構成は第２乃至第４
図に更に詳細に示されている。次に第２図を参照
すれば、ピツク・アツプ素子２０の外形及び寸法
は、米国特許第2852741号及び第2891221号に示さ
れるような形式の指向性ワツトメータで先に用い
られているピツク・アツプ素子と同様である。ピ
ツク・アツプ素子２０は、中空の円筒状基体４５
を備えており、基体４５には調整用キヤツプが中
央に配置された１つの螺子４７のような適宜の手
段によつて接続されている（第３図参照）。円筒
状基体４５及びキヤツプ４６は、黄銅又は同様の
材料から作られる。そして円筒状基体４５とキヤ
ツプ４６とは嵌合されており、これらの部材のう
ちの一方、好ましくは基体に他方の部材即ちキヤ
ツプ４６の環状フランジ部４９を収容できる段部
状の溝部４８が設けられている。この円筒状基体
４５は横方向力板部（transverse wed portion）
即ちその内部に形成された壁部５０を有してい
る。この壁部５０は、中央にキヤツプを固定する
螺子４７を受け入れる螺合部５１を有している。
薄い蓋板５２はキヤツプ４６の上端を延びて螺子
４７の頭部を覆つている。この蓋板５２の上に
は、ピツク・アツプ素子の型式及びレンジを表わ
す情報が印刷されている。

誘導性ピツク・アツプ・ループ即ちコイル２１
は基体４５内のキヤツプ４６とは反対側の端部で
同軸伝送線路に近接して位置決めされている。コ
イル２１の一方の端部はサンプリング抵抗２２に
接続され、他端は取付板５４に結合されている。
取付板５４は基体４５内に形成された中空の室内
に合うように円形になつており、この取付板５４
は黄銅（brass）のような良導電体の適宜の金属
からなつている。検出手段分路用のコンデンサ２
３及び充電コンデンサ２６は平たい環状の形をし
ており、それらは導電性の取付板５４に中心から
はずれて設けられた孔５５と同軸にして取付板の
上面と下面のそれぞれに対して取付けられてい
る。長さ方向にスロツトが設けられた弾性金属
（spring metal）からなるスリーブ部材５６がコ
ンデンサ２６に近接して設けられている。このス
リーブ部材５６は、壁部５０に設けた孔５７を貫
通して延びている。スリーブ部材５６は外側に向
かつて放射状になつたフランジ部５８を有してお
り、このフランジ部はコンデンサ２６の上の面に
電気的に接触するように半田付けされている。検
波手段２５は、好ましくはヒユーレツト・パカー
ド社製の5082−2800ダイオードが良く、このダイ
オードはアノード即ち陽極端子５９とカソード即
ち陰極端子６０とを有している。陽極端子５９
は、スリーブ５６の上端部に半田付けされてい
る。そしてスリーブ５６は、ダイオードからなる
検波手段２５の陽極端子５９をコンデンサ２６の
上面に電気的に接続するとともにダイオードを支
持している。コンデンサ２６の下部電極は取付板
５４に半田付けされて取付板５４に電気的に接続
されている。コンデンサ２３も同様に上部電極と
下部電極とを有しており、一方の（電極）は取付
板５４に向かつて置かれて半田付けされて取付板
に電気的に接続されている。そして他方の電極
は、コイル２１の一端に接続されている。検波手
段としてのダイオード２５は、このダイオードを
支持するスリーブ５６と一緒に組立て位置に置か
れて取付板５４上のコンデンサ２３及び２６と同
軸的になつている。そしてダイオード２５のカソ
ード即ち陰極端子６０はコンデンサ２３とは電気
的に接触することなくコンデンサ２６の上面にの
み接続されてコンデンサ２３とコンデンサ２６を
貫通している。

印刷回路板６２は横方向の壁部５０の上で支持
されている。スリーブ５６の一端は、回路板６２
に設けられた孔を通つて延び、回路板６２に電気
的に接続するための回路板６２に半田付けされて
いる。第４図に示すように、第２の検波手段を構
成するダイオード３０、第２の充電コンデンサ３
１、第２の分路コンデンサ３７、ポテンシヨメー
タ３４、コンデンサ３５及び抵抗３６を取付け且
つ接続するための手段である。これらの素子の全
ては、第１図に示した回路接続に従つて回路板６
２の下面の印刷回路によつて接続されている。

横方向の壁部５０の回路板６２とは反対側の基
体４５内に設けられているのは接続片６４であ
り、この接続片６４は中央で（途中まで）切断さ
れており、この切断された（一方の）部分が90゜
上に折曲げられて一体タブ６５を形成している。
タブ６５は横方向の壁部５０に設けた孔６６と印
刷回路板６２に設けた孔を通つて延びており、回
路板６２に半田付けされている。また接続片は、
一対の複合接触耳部６７及び６８を有しており、
この耳部６７及び６８は、基体４５の円筒状の壁
に180゜離れて開口するスロツト６９及び７０を通
つて正反対の関係で突出している（第２図、第３
図）。スロツト６９及び７０は、突出する接触耳
部６７及び６８の周りに絶縁のためのすき間がで
きるのに十分な大きさにしてある。接触耳部６７
及び６８は、装置の残部（rest）とピツク・アツ
プ素子２０を接続するものである。

特に異つた周波数レンジを持つた異つたピツ
ク・アツプ素子と置換える場合でピツク・アツプ
素子２０を取り除くようなときに誘導コイル２１
を保護するために、ポリテトラフルオーロエチレ
ンのような絶縁プラスチツクからなるカバー７１
が設けられている。このカバー７１はコイル２１
と抵抗２２を収容するのに十分な大きさの凹部を
有するキヤツプ形をしている。

キヤツプ４６はぎざぎざのつけられたリム７３
（第２図）を備えており、これにより進行又は反
射電力のいずれかを検出するために進行又は反射
位置のいずれかで同軸伝送線路内の電磁界にコイ
ル２１を向けることができるように180゜の角度の
範囲でピツク・アツプ素子２０の回転を容易にす
る。キヤツプ４９の回転を制限する手段を固定す
るため、径方向に突出するピン７４がキヤツプの
フランジ４９の端部に設けたスロツトにろうづけ
されており、このピン７４は基体４５の環状の壁
部の上端部の切欠き部を貫通して突出し装置内に
形成した複数の停止肩部と協同するようになつて
いる。

第１の検波手段２５と第２の検波手段３０の両
方は、基体４５内に物理的に配置されているの
で、両手段２５及び３０が誘導性ピツク・アツプ
素子２０の作動中実質的に同じ熱条件にさらされ
るのは明らかである。したがつて、各検波手段２
５及び３０を構成するダイオードの熱特性は実質
的に同じである。

第５図を参照すると、ピツク・アツプ素子２０
は線３３によつて正弦波発生器３２及び反転積分
回路４０に接続されている。先り述べたように、
正弦波発生器３２は、ピツク・アツプ素子２０に
供給される正弦波信号を線３３に出力する。正弦
波発生器３２から出力される第２の電圧波形信号
とピツク・アツプ素子２０のコイル２１（第１
図）から出力された第１の電圧波形信号とはピツ
ク・アツプ素子２０内の前述の第１及び第２の検
波手段２５及び３０によつて相互に減算され、そ
の差信号が線３３上に直流成分として出力され
る。この差信号は、反転積分回路４０の特に演算
増幅幅器８０の反転入力端子に供給される。好ま
しくは、この増幅器８０はRCA社製のCMOS増
算増幅器である3130型集積回路素子がよい。増幅
器８０の非反転入力は接地されており、増幅器８
０の出力端子は増幅器８０が積分器として機能す
るようにコンデンサ８１を介して反転入力端子に
接続されている。そして例えば、ブリツジが平衡
すると、差信号が零になつて、正弦波発生器３２
から出力される信号の振幅がピツク・アツプ・コ
イル２１からの信号波形の振幅に一致する。

反転積分回路４０からの出力は、線４１を通し
て表示装置４３に供給される。この表示装置４３
としては、例えば、電力をワツトで読めるように
目盛られたダルソンバル・メータ８５を用いてい
る。演算増幅器８０の出力端子から線４１に出力
される信号は、メータ８５の針をメータのスケー
ルを横切らせて電力の読みを与える。

正弦波発生器３２は、線３３と４１との間に並
列に接続された複数の抵抗９１−９６を有してい
る。抵抗９１−９６の各々は複数のスイツチ１０
１−１０６によつて増幅器８０の出力端子に選択
的に接続される。スイツチ１０１−１０６はシフ
トレジスタ１０８から与えられる巡回リング・カ
ウンタ（walking−ring counter）によつて駆動
される。このシフトレジスタ１０８はクロツク手
段１０９によつてひき続き駆動され、巡回リング
はリセツト回路１１０によつて始動される。。

正弦波発生器３２内の素子間の関係は、第６図
に更に詳細に示されている。シフトレジスタ１０
８は適宜の半導体素子から構成されている。好ま
しくは、このシフトレジスタ１０８は4015型集積
回路素子によつて構成される。第６図に示すよう
に、シフトレジスタ１０８は相互に接続されたＤ
型フリツプ・フロツプ１１１−１１６から構成さ
れ、各フリツプ。フリツプの出力端子Ｑは隣接す
るフリツプ・フロツプの入力端子Ｄにそれぞれ接
続されている。最後のフリツプ・フロツプ１１６
の出力端子Ｑは巡回リング・カウンタを構成する
ため、インバータ１１８を介して最初のフリツ
プ・フロツプ１１１の入力端子Ｄに接続されてい
る。シフトレジスタ１０８の動作は、３つの直列
に接続されたインバータ１１９，１２０及び１２
１からなるクロツク回路１０９によつて制御され
る。抵抗１２２はインバータ１１９に並列に接続
され、コンデンサ１２３はインバータ１１９及び
１２０に対して並列に接続されている。抵抗１２
２の抵抗値とコンデンサ１２３の容量を適当に選
ぶことにより、クロツク回路１０９の所望の時定
数を選択することができる。シフトレジスタ１０
８のフリツプ・フロツプのいくつかのリセツト端
子Ｒは接地されており、少くとも１つのリセツト
端子Ｒはリセツト回路１１０に接続されている。
リセツト回路１１０は、電源の陽極と接地との間
に接続されたコンデンサ１２５を有している。リ
セツト回路１１０の出力は、バツフア回路１２６
を介してコンデンサ１２５の接地側端子に接続さ
れている。装置の最初の起動期間には、高レベル
電圧の出力がリセツト回路１１０から出力され
る。コンデンサ１２５が充電されると、リセツト
回路１１０の出力は接地され、低レベルの入力が
フリツプ・フロツプ１１４−１１６のリセツト端
子Ｒに与えられる。したがつて、シフトレジスタ
１０８は、装置の起動期間にフリツプ・フロツプ
の幾つかのリセツト端子Ｒに最初の高レベルの入
力を供給するので、フリツプ・フロツプの幾つか
の出力端子Ｑは、装置の起動期間は接地状態にさ
せられる。コンデンサ１２５が充電されて、リセ
ツト回路１１０の出力が接地されると、フリツ
プ・フロツプ１１１−１１６の全てのリセツト端
子Ｒは接地され且つシフトレジスタ１０８は巡回
リング・カウンタとして作動する。

スイツチ１０１−１０６のセツトは、4053型の
集積回路素子によつて構成することができる。ス
イツチ１０１−１０６のそれぞれは、実際は２つ
のアナログ・スイツチ１０１ａ−１０６ａ及び１
０１ｂ−１０６ｂからなつている。アナログ・ス
イツチ１０１ａ−１０６ａのそれぞれは、シフト
レジスタ１０８のフリツプ・フロツプ１１１−１
１６の１つの出力Ｑによつて操作されて抵抗９１
−９６の１つに線４１を接続する。他のアナロ
グ・スイツチ１０１ｂ−１０６ｂのそれぞれは、
フリツプ・フロツプ１１１−１１６の１つからの
出力Ｑを反転した出力によつて操作されて抵抗９
１−９６の１つを選択的に接地点に接続する。抵
抗９１−９６の値は、シフトレジスタ１０８によ
つて形成される巡回リング・カウンタがスイツチ
１０１−１０６を選択的に開閉させることにより
連結抵抗の並列組合せが正弦波に近似するステツ
プ状の波形を形成するように定められている。こ
のステツプ状の波形は、各抵抗９１−９６と接地
点との間に接続されたコンデンサ１３１−１３６
からなるフイルタによつて平滑される。

第６図の好ましい実施例においては、６個の抵
抗９１−９６が用いられて、これらの抵抗の接続
は６段シフトレジスタ１０８によつて制御され
る。また上記実施例では、シフト・レジスタ１０
８として4015型集積回路素子を用いて説明した
が、この4015型素子は８個のフリツプ・フロツプ
を含んでおり且つ２つのステージは使用されてお
らず、したがつて4015型素子の６番目のフリツ
プ・フロツプは素子の最初のフリツプ・フロツプ
に戻るように接続されている。必要であれば、も
つと多くの又は少ない数の抵抗を正弦波発生器３
２を用いて更に正確な正弦波又は簡単な回路を提
供することができる。

好ましくは、増幅器８０、シフトレジスタ１０
８、スイツチ１０１−１０６及びクロツク回路１
０９及びリセツト回路１１０の素子をすべて適宜
のCMOS集積回路素子で作ればよい。インバー
タ１１８，１１９，１２０及び１２１は、4584型
の集積回路の部分として形成してもよい。また、
バツフア回路１２６は4584型素子の２つの直列接
続されたインバータによつて構成してもよい。

第５図に示したように、正弦波発生器３２の出
力は、レンジ選択スイツチ１３８を介して線３３
に接続されるのが好ましい。このレンジ選択スイ
ツチ１３８は、選択された抵抗９１−９６と直列
に追加抵抗を選択的に与えるポテンシヨメータで
ある。ブロツク・コンデンサ４２及び１３９が、
レンジ選択スイツチ１３８の両側にそれぞれ設け
てある。

ここに図示し説明した本発明の基本的な実施例
の種々の変更を行うことができる。例えば、表示
装置４３を構成するアナログ・ダルソンバル・メ
ータ８５に代えて、米国特許第4263653号に示さ
れるような適宜のアナログ−デジタル・コンバー
タを用いることができる。このようなアナログ−
デジタル・コンバータでは、上記特許に記載され
るようなマイクロコンピユータを用いている。マ
イクロコンピユータを用いれば、上記特許に記載
されたその他の利点も得ることができ、装置の能
力を高めることができる。例えば、電圧定在波比
VSWRの自動測定及び計算並びにVSWR値のデ
ジタル表示を行うことができる。

発明の効果 本発明によれば、第１の検波手段に対して第２
の検波手段と第２の電圧波信号を発生する信号発
生手段とを用いて差信号を求め、この差信号を積
分手段により積分した信号を用いて信号発生手段
を制御することにより第２の電圧波信号の振幅を
調整し、第１及び第２の検波手段間のバランスを
調整するようにしたので、電力レベルの測定精度
と信頼性とを増加させることができる。また第１
及び第２の検波手段を逆方向に直列接続し、しか
も一本の導電路からなる一本の線から構成される
接続手段を用いて第２の電圧波信号及び差信号を
伝搬するので、測定値から検波手段を構成するダ
イオードの逆飽和電流のフアクタを有効に除去す
ることができ、電力レベルの測定を検波手段を構
成するダイオードの逆飽和電流と無関係なものと
することができる。その結果、本発明によれば、
検波手段を構成するダイオードの非線形性を除去
することができ、しかも検波手段を構成するダイ
オードの逆飽和電流の影響を除去することができ
る利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る装置の一実施例の概略
図、第２図は第１図の本発明に係る装置に用いる
ピツク・アツプ素子の側面図、第３図は第２図に
示したピツク・アツプ素子の拡大断面図、第４図
は第２図のピツク・アツプ素子の第３図の４−４
線断面図、第５図は第１図と同様の図で、特定の
素子を詳細に示してある本発明の一実施例を示す
回路図及び第６図は第５図に示した部材の一部を
詳細に示した回路図である。 １１…線路部、１２…管状基体、１４…中心導
体、１５…横孔、２０…ピツク・アツプ素子、２
１…ピツク・アツプ・コイル、２２…サンプリン
グ抵抗、２３…分路コンデンサ、２５…第１の検
波手段、２６…充電コンデンサ、２７…負荷抵
抗、３０…第２の検波手段、３２…正弦波発生
器、４０…積分回路、４５…円筒状基体、５０…
壁部、５４…取付板、５６…スリーブ、６０…印
加回路板、７１…カバー、８０…演算増幅器、９
１−９６…抵抗、１０１−１０６…スイツチ、１
０８…シフトレジスタ、１０９…クロツク手段、
１１０…リセツト回路、１１１−１１６…フリツ
プ・フロツプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 伝送線路１１上の被測定信号の無線周波数電
   圧レベルを検出して該無線周波数電圧レベルに比
   例する第１の電圧波信号を発生する検出手段２１
   と、 前記検出手段２１からの前記第１の電圧波信号
   を前記伝送線路１１内の電力に対応する検出電圧
   波信号に変換する第１の検波手段２５とを具備す
   る無線周波数電力レベルを測定する装置におい
   て、 第２の電圧波信号を発生する信号発生手段３２
   と、 前記第１の検波手段２５に対して逆向きに直列
   接続されて前記第２の電圧波信号を変換し、変換
   した信号を前記検出電圧波信号に対して逆向きに
   供給して差信号を発生する第２の検波手段３０
   と、 前記第２の電圧波信号及び前記差信号が要素と
   なつて形成される単一複合信号を伝送する一本の
   導電路からなる一本の線３３から構成されて前記
   信号発生手段３２と前記第２の検波手段３０とを
   接続する接続手段と、 前記導電路に接続されて前記差信号を積分し前
   記電力レベルに相当する出力信号を発生する積分
   手段４０とを具備し、 前記積分手段４０の前記出力信号が前記第２の
   電圧波信号の振幅を制御するために前記信号発生
   手段３２の入力部に入力されることを特徴とする
   無線周波数電力レベル測定装置。 ２ 前記検出手段２１は導電性検出ループからな
   ることを特徴とするる特許請求の範囲第１項に記
   載の無線周波数電力レベル測定装置。 ３ 前記第１の検波手段２５と前記第２の検波手
   段３０とは互いに物理的に近接して配置され同じ
   熱環境にあることを特徴とする動許請求の範囲第
   １項に記載の無線周波数電力レベル測定装置。 ４ 前記出力信号の電圧レベルの振幅を表示する
   表示手段４３を有する特許請求の範囲第１項，第
   ２項及び第３項のいずれか１項に記載の無線周波
   数電力レベル測定装置。 ５ 前記信号発生手段３２は前記出力信号の大き
   さにより前記第２の電圧波信号の振幅を決定する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
   ４項のいずれか１項に記載の無線周波数電力レベ
   ル測定装置。 ６ 前記第１及び第２の検波手段を分路する直流
   路が設けられていないことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項ないし第５項のいずれか１項に記載
   の無線周波数電力レベル測定装置。 ７ 前記単一複合信号は交流成分と直流成分とを
   含み、前記第２の電圧波信号は前記単一複合信号
   の前記交流成分を構成し、前記差信号は前記単一
   複合信号の前記直流成分を構成することを特徴と
   する特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれ
   か１項に記載の無線周波数電力レベル測定装置。 ８ 前記第２の電圧波信号の振幅は前記出力信号
   の振幅に比例することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項ないし第７項のいずれか１項に記載の無
   線周波数電力レベル測定装置。