JPH04627Y2 - - Google Patents
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- JPH04627Y2 JPH04627Y2 JP16502684U JP16502684U JPH04627Y2 JP H04627 Y2 JPH04627 Y2 JP H04627Y2 JP 16502684 U JP16502684 U JP 16502684U JP 16502684 U JP16502684 U JP 16502684U JP H04627 Y2 JPH04627 Y2 JP H04627Y2
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- transistors
- transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 7
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は磁気記録再生装置（以下VTRと称す
る）における輝度信号のFM変復調回路に関す
る。
る）における輝度信号のFM変復調回路に関す
る。
(ロ) 従来の技術
一般にVTRにおける輝度信号は、記録時所定
のキヤリアでFM変調し、一方再生時FM復調す
る構成で、例えば東芝レビユー37巻７号の634頁
に示されている図６が上げられ、その要部を第４
図に示す。
のキヤリアでFM変調し、一方再生時FM復調す
る構成で、例えば東芝レビユー37巻７号の634頁
に示されている図６が上げられ、その要部を第４
図に示す。
第２図において前記FM変調及び復調にはエミ
ツタ容量結合型マルチバイブレータ１を共通エミ
ツタ接続した第１及び第２のトランジスタ２，３
のエミツタ間にエミツタ結合したコンデンサ４、
第３及び第４のトランジスタ５，６、第５及び第
６のトランジスタ７，８、第７及び第８のトラン
ジスタ９，１０とより構成し、前記第１及び第２
のトランジスタ２，３の共通エミツタをアース間
に記録・再生切換スイツチ１１、定電流源１２及
び記録輝度信号用トランジスタ１３のコレクタ・
エミツタ路を接続し、前記第１及び第２のトラン
ジスタ２，３の各ベースに記録再生切換スイツチ
１４，１５を介してレベルシフタ１６，１７を接
続し、掛算器１８にはリミツタ１９の出力端及び
エミツタフオロア接続された第７及び第８のトラ
ンジスタの各エミツタが接続されている。
ツタ容量結合型マルチバイブレータ１を共通エミ
ツタ接続した第１及び第２のトランジスタ２，３
のエミツタ間にエミツタ結合したコンデンサ４、
第３及び第４のトランジスタ５，６、第５及び第
６のトランジスタ７，８、第７及び第８のトラン
ジスタ９，１０とより構成し、前記第１及び第２
のトランジスタ２，３の共通エミツタをアース間
に記録・再生切換スイツチ１１、定電流源１２及
び記録輝度信号用トランジスタ１３のコレクタ・
エミツタ路を接続し、前記第１及び第２のトラン
ジスタ２，３の各ベースに記録再生切換スイツチ
１４，１５を介してレベルシフタ１６，１７を接
続し、掛算器１８にはリミツタ１９の出力端及び
エミツタフオロア接続された第７及び第８のトラ
ンジスタの各エミツタが接続されている。
前記第５及び第６のトランジスタ７，８のベー
スは基準電圧（Vr）を供給する直流電源２０が
接続され、入力端子２１，２２には各々記録輝度
信号及び再生FM信号が加えられ、出力端子２
３，２３からは記録時発振出力が導出され、出力
端子２４からはローパスフイルタ（LPF）２５
を介して得たFM復調出力が導出される。
スは基準電圧（Vr）を供給する直流電源２０が
接続され、入力端子２１，２２には各々記録輝度
信号及び再生FM信号が加えられ、出力端子２
３，２３からは記録時発振出力が導出され、出力
端子２４からはローパスフイルタ（LPF）２５
を介して得たFM復調出力が導出される。
図中２６，２７は定電流源を示し、ダイオード
２８は第７及び第８のトランジスタ９，１０への
バイアス供給用に設けたものである。
２８は第７及び第８のトランジスタ９，１０への
バイアス供給用に設けたものである。
次に動作を説明すると、記録時は、記録・再生
切換スイツチ１１，１４，１５をいずれもＲ（記
録モード）側に設定してあり、記録輝度用トラン
ジスタ１３のベースに印加される記録輝度信号で
該トランジスタ１３の電流を変化させ、マルチバ
イブレータを電圧制御型の無安定マルチバイブレ
ータとして動作させる。その発振動作は第２、第
３及び第５のトランジスタ３，５，７をオン状
態、第１、第４及び第６のトランジスタ２，６，
８をオフ状態として仮定すると、第３のトランジ
スタ５のベース電位はVCC−2VBEとなる。（前記
ダイオード２８の順方向電圧はトランジスタのベ
ース・エミツタ立上り電圧VBEに等しく、又ベー
ス抵抗２９の電圧降下を無視する） 第４のトランジスタ６のベース電位はVr−
2VBEとなり、レベルシフタ１６，１７でのレベ
ルシフト量をVBEとすると、第１のトランジスタ
２のベース電位はVr−3VBE、第２のトランジス
タ３のベース電位はVCC−3VBEとなり、VCC＞
VrAとすれば、第１及び第２のトランジスタ２，
３、第３及び第４のトランジスタ５，６、第５及
び第６のトランジスタ７，８の各対のトランジス
タは各々最初に仮定したオンとオフの状態にな
る。
切換スイツチ１１，１４，１５をいずれもＲ（記
録モード）側に設定してあり、記録輝度用トラン
ジスタ１３のベースに印加される記録輝度信号で
該トランジスタ１３の電流を変化させ、マルチバ
イブレータを電圧制御型の無安定マルチバイブレ
ータとして動作させる。その発振動作は第２、第
３及び第５のトランジスタ３，５，７をオン状
態、第１、第４及び第６のトランジスタ２，６，
８をオフ状態として仮定すると、第３のトランジ
スタ５のベース電位はVCC−2VBEとなる。（前記
ダイオード２８の順方向電圧はトランジスタのベ
ース・エミツタ立上り電圧VBEに等しく、又ベー
ス抵抗２９の電圧降下を無視する） 第４のトランジスタ６のベース電位はVr−
2VBEとなり、レベルシフタ１６，１７でのレベ
ルシフト量をVBEとすると、第１のトランジスタ
２のベース電位はVr−3VBE、第２のトランジス
タ３のベース電位はVCC−3VBEとなり、VCC＞
VrAとすれば、第１及び第２のトランジスタ２，
３、第３及び第４のトランジスタ５，６、第５及
び第６のトランジスタ７，８の各対のトランジス
タは各々最初に仮定したオンとオフの状態にな
る。
このとき第３及び第４のトランジスタ５，６の
エミツタ間に接続されている充放電用のコンデン
サ４を通じて記録輝度用トランジスタの電流は第
３のトランジスタのエミツタから第２のトランジ
スタのコレクタ方向に流れるが、第３のトランジ
スタ５のエミツタ電位はVCC−3VBEに固定されて
いるため、第４のトランジスタ６のエミツタ電位
が下降して行く。その電位がベース電位よりVBE
だけ低い電位、即ちV1−3VBEまで下がると、第
４のトランジスタ６がオンしてコレクタ電流が流
れる。
エミツタ間に接続されている充放電用のコンデン
サ４を通じて記録輝度用トランジスタの電流は第
３のトランジスタのエミツタから第２のトランジ
スタのコレクタ方向に流れるが、第３のトランジ
スタ５のエミツタ電位はVCC−3VBEに固定されて
いるため、第４のトランジスタ６のエミツタ電位
が下降して行く。その電位がベース電位よりVBE
だけ低い電位、即ちV1−3VBEまで下がると、第
４のトランジスタ６がオンしてコレクタ電流が流
れる。
これにより第６のトランジスタ８もオンして第
３のトランジスタ５のベース電位はVCC−2VBEか
らVr−2VBEに下がり、第３のトランジスタ５は
オフする。又第２のトランジスタ３のベース電位
はVCC−3VBEからVr−3VBEへと下がる。第３のト
ランジスタ５がオフすれば、第５のトランジスタ
７もオフして、第４のトランジスタ６のベース電
位及び第１のトランジスタ２のベース電位はそれ
ぞれVr−2VBEからVCC−2VBE、Vr−3VBEからVCC
−3VBEへと上昇し、第２のトランジスタ３がオ
フ、第１のトランジスタ２がオンし、最初の状態
と反転する。
３のトランジスタ５のベース電位はVCC−2VBEか
らVr−2VBEに下がり、第３のトランジスタ５は
オフする。又第２のトランジスタ３のベース電位
はVCC−3VBEからVr−3VBEへと下がる。第３のト
ランジスタ５がオフすれば、第５のトランジスタ
７もオフして、第４のトランジスタ６のベース電
位及び第１のトランジスタ２のベース電位はそれ
ぞれVr−2VBEからVCC−2VBE、Vr−3VBEからVCC
−3VBEへと上昇し、第２のトランジスタ３がオ
フ、第１のトランジスタ２がオンし、最初の状態
と反転する。
前述の動作を繰返し、無安定マルチバイブレー
タとして発振し、その発振出力は端子２３，２３
に現れ、このときの発振周波数0は 0＝Vi／4C△Ｖ ……(1) で決定される。上式でViは入力電圧、Ｃはコン
デンサ４の容量値、△Ｖは前記電圧VCCとVrの差
VCC−Vrに等しい。
タとして発振し、その発振出力は端子２３，２３
に現れ、このときの発振周波数0は 0＝Vi／4C△Ｖ ……(1) で決定される。上式でViは入力電圧、Ｃはコン
デンサ４の容量値、△Ｖは前記電圧VCCとVrの差
VCC−Vrに等しい。
一方再生時には、前記スイツチ１３，１４，１
５をいずれもＰ（再生モード）側に設定し、この
ときマルチバイブレータ１は、第１及び第２のト
ランジスタ２，３のベースをトリガ入力とする単
安定マルチバイブレータとして動作し、その出力
は入力パルス（トリガパルス）VP1及びVP2より
一定時間（TD）だけ遅れた遅延パルスとなり、
このときの遅延時間TDは TD＝2C△Ｖ／I0 ……(2) で定まる。上式でI0は定電流源１２の電流を示
す。
５をいずれもＰ（再生モード）側に設定し、この
ときマルチバイブレータ１は、第１及び第２のト
ランジスタ２，３のベースをトリガ入力とする単
安定マルチバイブレータとして動作し、その出力
は入力パルス（トリガパルス）VP1及びVP2より
一定時間（TD）だけ遅れた遅延パルスとなり、
このときの遅延時間TDは TD＝2C△Ｖ／I0 ……(2) で定まる。上式でI0は定電流源１２の電流を示
す。
図中端子２２より入力された再生FM輝度信号
はリミツタ１９で波形整形されるが、リミツタ１
９の出力VP1，VP2は互いに逆相のパルスであり、
第１及び第２のトランジスタ２，３のベースに入
力すると同時に掛算器１８にも入力し、この掛算
器１８には、マルチバイブレータ出力（遅延パル
ス）も入力し、掛算器１８の出力にはパルス幅が
前記TDで一定で、その繰返し周波数が再生FM輝
度信号周波数に比例したパルス列が得られ、これ
をローパスフイルタ（LPF）２５を通すと、出
力端子２４にFM復調出力が得られる。
はリミツタ１９で波形整形されるが、リミツタ１
９の出力VP1，VP2は互いに逆相のパルスであり、
第１及び第２のトランジスタ２，３のベースに入
力すると同時に掛算器１８にも入力し、この掛算
器１８には、マルチバイブレータ出力（遅延パル
ス）も入力し、掛算器１８の出力にはパルス幅が
前記TDで一定で、その繰返し周波数が再生FM輝
度信号周波数に比例したパルス列が得られ、これ
をローパスフイルタ（LPF）２５を通すと、出
力端子２４にFM復調出力が得られる。
このときVTRにおけるFM変調特性は第５図
に示す如く例えばβ方式のNTSC用については、
輝度信号（ビデオ信号）のシンクチツプを3.6M
Hz、ホワイトピークを4.8MHzとしてその間の周
波数偏移を1.2MHzにすることが規格（フオーマ
ツト）化されているが、変調感度を低くすると所
定の周波数偏移をとるためには、大きなビデオ信
号を入力する必要があり、最近の低電圧動作用の
ICではダイナミツクレンジの関係から、これが
困難であるため、比較的小さなビデオ信号入力で
必要な周波数偏移が得られるように変調感度を第
５図のカーブＡからＢに上げる方向にある。
に示す如く例えばβ方式のNTSC用については、
輝度信号（ビデオ信号）のシンクチツプを3.6M
Hz、ホワイトピークを4.8MHzとしてその間の周
波数偏移を1.2MHzにすることが規格（フオーマ
ツト）化されているが、変調感度を低くすると所
定の周波数偏移をとるためには、大きなビデオ信
号を入力する必要があり、最近の低電圧動作用の
ICではダイナミツクレンジの関係から、これが
困難であるため、比較的小さなビデオ信号入力で
必要な周波数偏移が得られるように変調感度を第
５図のカーブＡからＢに上げる方向にある。
第６図は第４図のFM復調特性を示し、第５図
におけるそれぞれのＶ−ｆカーブ及びｆ−Ｖカー
ブの傾き即ち変調感度、復調感度を考えると、先
ず変調感度については式(1)から入力ビデオ信号
（Vi）に比例し、Ｃ及び△Ｖに反比例し、一方復
調感度については、前者とは逆に式(2)及び V0∝TD ……(3) の関係からＣ及び△Ｖに比例し、電流I0に反比例
することになる。
におけるそれぞれのＶ−ｆカーブ及びｆ−Ｖカー
ブの傾き即ち変調感度、復調感度を考えると、先
ず変調感度については式(1)から入力ビデオ信号
（Vi）に比例し、Ｃ及び△Ｖに反比例し、一方復
調感度については、前者とは逆に式(2)及び V0∝TD ……(3) の関係からＣ及び△Ｖに比例し、電流I0に反比例
することになる。
(ハ) 考案が解決しようとする問題点
前述の従来の構成によると、記録時の変調感度
を上げると、同一のＣ及び△Ｖを使用した場合、
再生時は逆に復調感度が低下し、復調出力が小さ
くなつて、必要な再生ビデオ出力レベルを得るの
が困難な上、Ｓ／Ｎ比にも不利であるという問題
点（第５図のカーブＣからカーブＤになる）が生
じる。
を上げると、同一のＣ及び△Ｖを使用した場合、
再生時は逆に復調感度が低下し、復調出力が小さ
くなつて、必要な再生ビデオ出力レベルを得るの
が困難な上、Ｓ／Ｎ比にも不利であるという問題
点（第５図のカーブＣからカーブＤになる）が生
じる。
(ニ) 問題点を解決するための手段
本考案のFM変復調回路においては、従来の変
調感度の上昇により復調感度の低下するのを、マ
ルチバイブレータに供給する基準電圧として２つ
の直流電源を備え、それぞれ記録時（変調器用）
及び再生時（復調器用）として相互に切換える構
成である。
調感度の上昇により復調感度の低下するのを、マ
ルチバイブレータに供給する基準電圧として２つ
の直流電源を備え、それぞれ記録時（変調器用）
及び再生時（復調器用）として相互に切換える構
成である。
(ホ) 作用
前記２つの直流電源の電圧、記録時V1、再生
時V2とすると、V1＞V2と設定することにより、
△Ｖ（記録時）＜△Ｖ（再生時）として記録時の変
調感度をある程度大きく保ち、かつ充放電用のコ
ンデンサＣも共用し、定電流源の電流I0も小さく
することなく、再生時の復調感度が向上する。
時V2とすると、V1＞V2と設定することにより、
△Ｖ（記録時）＜△Ｖ（再生時）として記録時の変
調感度をある程度大きく保ち、かつ充放電用のコ
ンデンサＣも共用し、定電流源の電流I0も小さく
することなく、再生時の復調感度が向上する。
(ヘ) 実施例
図面に従つて本考案を説明すると、第１図は本
考案のFM変復調回路の一実施回路例、第２図及
び第３図は第１図の説明特性図で、第２図はその
FM変調特性、第３図はその復調特性を示す。
考案のFM変復調回路の一実施回路例、第２図及
び第３図は第１図の説明特性図で、第２図はその
FM変調特性、第３図はその復調特性を示す。
先ず第１図において、第４図と同一素子には同
一図番を付してあり、３０は直流電圧V1を有す
る第１の直流電源、３１は直流電圧V2を有する
第２の直流電源、３２は前記直流電源を相互に記
録及び再生に応じて切換える記録再生切換スイツ
チである。
一図番を付してあり、３０は直流電圧V1を有す
る第１の直流電源、３１は直流電圧V2を有する
第２の直流電源、３２は前記直流電源を相互に記
録及び再生に応じて切換える記録再生切換スイツ
チである。
先ず第２図に示した如く、VTRのFM記録・
再生においては、再生ビデオ信号のＳ／Ｎ比を上
げて良質の再生画面を得るために記録時に輝度信
号プリエンフアシスを施し、高域を強調しFM変
調記録するように変調感度を大きくとり、これに
対応して第１の直流電源３０の電圧V1を所定の
値に設定する。
再生においては、再生ビデオ信号のＳ／Ｎ比を上
げて良質の再生画面を得るために記録時に輝度信
号プリエンフアシスを施し、高域を強調しFM変
調記録するように変調感度を大きくとり、これに
対応して第１の直流電源３０の電圧V1を所定の
値に設定する。
次に再生時においては、従来の構成であると、
第５図のカーブＢに示したように復調感度が小さ
く、復調出力レベルが第６図に示すように小さく
なるが、V1＞V2なる電圧に設定即ち記録・再生
切換スイツチ（ ）により、△Ｖを大きくする。
第５図のカーブＢに示したように復調感度が小さ
く、復調出力レベルが第６図に示すように小さく
なるが、V1＞V2なる電圧に設定即ち記録・再生
切換スイツチ（ ）により、△Ｖを大きくする。
これにより記録時の△Ｖを△V1、再生時の△
Ｖを△V2とすると △V1＝VCC−V1 △V2＝VCC−V2 であり、従つて△V1＜△V2となる。
Ｖを△V2とすると △V1＝VCC−V1 △V2＝VCC−V2 であり、従つて△V1＜△V2となる。
これによりFM復調出力特性は第３図に示すよ
うに従来例における第６図のカーブＣに相当する
特性が得られる。
うに従来例における第６図のカーブＣに相当する
特性が得られる。
前記発振動作については従来例と同様に記録時
は第１図におけるマルチバイブレータは電圧制御
型の無安定マルチバイブレータとして、又再生時
は第１及び第２トランジスタ２，３のベースに加
わるリミツタ１９の出力をトリガ入力とする単安
定マルチバイブレータとして動作する。
は第１図におけるマルチバイブレータは電圧制御
型の無安定マルチバイブレータとして、又再生時
は第１及び第２トランジスタ２，３のベースに加
わるリミツタ１９の出力をトリガ入力とする単安
定マルチバイブレータとして動作する。
ここで前記復調感度を上げるには式(1)〜(3)より
充放電用コンデンサを２個設ける方法が考えれる
が、それには本考案回路のIC化に際し、前記コ
ンデンサ用の外付け端子を余分に設ける必要があ
り、望ましくなく、本考案回路の構成は、単に２
種の直流電源と切換スイツチを設けることで事足
りる。
充放電用コンデンサを２個設ける方法が考えれる
が、それには本考案回路のIC化に際し、前記コ
ンデンサ用の外付け端子を余分に設ける必要があ
り、望ましくなく、本考案回路の構成は、単に２
種の直流電源と切換スイツチを設けることで事足
りる。
(ト) 考案の効果
本考案によれば、マルチバイブレータを構成す
る第５及び第６のトランジスタの各ベースに加え
る基準電圧として第１及び第２の直流電源を記
録・再生時に切換え、変調感度を所定の値に保
ち、かつ復調感度を増大することができ、従来の
ように復調感度を小さく、復調レベルが低い状態
で、所定の再生ビデオ信号レベルを得るために後
段で増幅する必要がないので、IC化における素
子数の増加は免れ、本考案回路はVTRのFM変
復調回路に極めて有用である。
る第５及び第６のトランジスタの各ベースに加え
る基準電圧として第１及び第２の直流電源を記
録・再生時に切換え、変調感度を所定の値に保
ち、かつ復調感度を増大することができ、従来の
ように復調感度を小さく、復調レベルが低い状態
で、所定の再生ビデオ信号レベルを得るために後
段で増幅する必要がないので、IC化における素
子数の増加は免れ、本考案回路はVTRのFM変
復調回路に極めて有用である。
第１図は本考案のFM変復調回路の回路図、第
２図及び第３図は各々第１図の変調特性及びFM
復調特性を示す説明特性図、第４図は従来のFM
変復調回路の回路図、第５図及び第６図は各々第
４図の変調特性及びFM復調特性を示す説明特性
図である。 主な図番の説明、１……マルチバイブレータ、
２……第１のトランジスタ、３……第２のトラン
ジスタ、４……第３のトランジスタ、５……第４
のトランジスタ、６……第５のトランジスタ、７
……第６のトランジスタ、８……第７のトランジ
スタ、９……第８のトランジスタ、１０……第９
のトランジスタ、１１，１４，１５，３２……記
録再生切換スイツチ、１２……定電流源、１６，
１７……レベルシフタ、１８……掛算器、１９…
…リミツタ、２１，２２……入力端子、２３，２
４……出力端子、２５……ローパスフイルタ、３
０……第１の直流電源、３１……第２の直流電
源。
２図及び第３図は各々第１図の変調特性及びFM
復調特性を示す説明特性図、第４図は従来のFM
変復調回路の回路図、第５図及び第６図は各々第
４図の変調特性及びFM復調特性を示す説明特性
図である。 主な図番の説明、１……マルチバイブレータ、
２……第１のトランジスタ、３……第２のトラン
ジスタ、４……第３のトランジスタ、５……第４
のトランジスタ、６……第５のトランジスタ、７
……第６のトランジスタ、８……第７のトランジ
スタ、９……第８のトランジスタ、１０……第９
のトランジスタ、１１，１４，１５，３２……記
録再生切換スイツチ、１２……定電流源、１６，
１７……レベルシフタ、１８……掛算器、１９…
…リミツタ、２１，２２……入力端子、２３，２
４……出力端子、２５……ローパスフイルタ、３
０……第１の直流電源、３１……第２の直流電
源。
Claims (1)
- 輝度信号を記録時FM変調し、再生時FM復調
するFM変復調回路において、エミツタが共通に
接続された第１のトランジスタと第２のトランジ
スタ、該第１及び第２のトランジスタの各コレク
タにエミツタが接続された第３及び第４のトラン
ジスタ、該第３及び第４のトランジスタの各コレ
クタにエミツタが接続された第５及び第６のトラ
ンジスタ、前記第１及び第２のトランジスタのエ
ミツタをアース間に接続した第１の記録・再生切
換スイツチ、前記第１及び第２のトランジスタの
各ベースに接続した第２の記録・再生切換スイツ
チ、前記第１の記録・再生切換スイツチの記録端
子とアース間にコレクタ・エミツタ路を接続した
記録信号用トランジスタ及び前記第３及び第４の
トランジスタのエミツタ間に接続した発振用コン
デンサより成り、前記第５及び第６のトランジス
タのベースに第１の直流電源及び第２の直流電源
を切換手段を介して接続し、記録時前記記録信号
用トランジスタのベースに加える記録輝度信号に
応じて前記第１の直流電源にて動作する前記第５
及び第６のトランジスタの出力側より発振出力を
導出し、再生時掛算器に再生FM信号及び前記第
２の直流電源にて動作する第５及び第６のトラン
ジスタの出力信号を入力し、該掛算器の出力をロ
ーパスフイルタを介して復調出力を導出し、前記
第１の直流電源の電圧を第２の直流電源の電圧よ
りも大になし、再生時の完度を上げることを特徴
としたFM変復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16502684U JPH04627Y2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16502684U JPH04627Y2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6181273U JPS6181273U (ja) | 1986-05-29 |
| JPH04627Y2 true JPH04627Y2 (ja) | 1992-01-09 |
Family
ID=30722888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16502684U Expired JPH04627Y2 (ja) | 1984-10-31 | 1984-10-31 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04627Y2 (ja) |
-
1984
- 1984-10-31 JP JP16502684U patent/JPH04627Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6181273U (ja) | 1986-05-29 |
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