JP3545606B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は受信装置に係り、特に複数の無線通信システムで共通に用いられ、全システム帯域の信号を一括して受信しチャネル選択を行う受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムが混在し、それに伴い各端末においては一つの受信装置で複数の無線通信システムに対応できることが求められてきている。この要求に対して、無線端末では従来からのスーパーへテロダイン方式の受信機では現実的な構成で対応することは難しい。
【０００３】
すなわち、スーパーヘテロダイン受信機では、アンテナからの受信信号をまずイメージ抑圧用フィルタに通してイメージ信号を除去してから、第１中間周波数に周波数変換した後、再びイメージ抑圧用フィルタに通してから十分に低い第２中間周波数に周波数変換し、次いでチャネル選択フィルタによって所望チャネルの信号を選択し、例えばＦＭ変調波に対してはリミタによって振幅制御を行った後、周波数弁別器によって復調を行う。
【０００４】
この場合、イメージ抑圧用フィルタとチャネル選択フィルタはいずれもパッシブフィルタで構成され、物理寸法が大きい上に高価であり、これが無線回路部の小型化、低価格化の障害となっている。また、パッシブフィルタは中心周波数や帯域が固定され、可変にすることが難しいため、無線端末で周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムの送信信号を同時に受信するためには、各システム毎にフィルタを準備する必要があり、これは物理的寸法、価格のいずれの観点からも受け容れ難い。
【０００５】
これらの問題を解決する方法として、近年、ダイレクトコンバージョン方式の受信機が注目を集めている。ダイレクトコンバージョン受信機では、アンテナからの受信信号を直交復調器に入力して二つのミキサで局部発振器から供給される受信信号とほほ同じ周波数でかつπ／２の位相差を持つ局部発振信号と乗算し、直接ベースバンド帯に周波数変換する。こうしてベースバンドに周波数変換された２系統の信号はπ／２の位相差を持っており、それぞれ低域通過フィルタを通過することによって所望チャネルの信号が選択される。
【０００６】
図１３は、このチャネル選択の様子を示す図である。すなわち、所望チャネルの信号は０周波数（直流）に周波数変換された後、低域通過フィルタによって選択され、他のチャネルや干渉波は低域通過フィルタによって除去される。選択された所望チャネルの信号は、ベースバンド増幅器によって所望の信号レベルまで増幅された後、Ａ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部で原データに復調される。
【０００７】
このダイレクトコンバージョン方式では、受信信号を直接ベースバンド帯に周波数変換するため、中間周波数への周波数変換を行うことに起因するイメージ妨害が原理的に存在しない。従って、スーパーへテロダイン方式で必須のイメージ抑圧用フィルタが不要となるという利点があり、異なる無線通信システム毎に別の部品を必要とすることがなく、一系統で複数の無線通信システムに対応する広帯域の受信機を実現できる。また、チャネル選択用の低域通過フィルタはＬＳＩ化が可能である。従って、ダイレクトコンバージョン方式は近年のＬＳＩの進歩と共に受信機の小型化、低価格化を実現できる受信方式として大いに注目されている。
【０００８】
しかし、ダイレクトコンバージョン方式ではその構成上、必然的に前述のようにベースバンド復調方式を用いる必要があり、その分柔軟性に欠けるのが難点である。これを解決する方式として、例えば特開昭５９−１９６６２９「ＦＭ受信機」、特開平１−２０６７５９「ＦＳＫ信号受信機」に記載されているように、受信信号を直交復調した後、再周波数変換を行って中間周波帯で信号処理を行う方式が提案されてきた。
【０００９】
図１２は、特開昭５９−１９６６２９に記載されたＦＭ受信機の構成を示す図である。アンテナ５０からの受信信号を二つのミキサ５２ａ，５２ｂとπ／２移相器５３および局部発振器５４から構成される直交復調器５１で直交復調し、チャネル選択用の低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂに通すまでは、通常のダイレクトコンバージョン受信機と同様である。
【００１０】
低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂを通してチャネル選択された信号は、ミキサ５７ａ，５７ｂ、π／２移相器５８、局部発振器５９および加算器６０から構成される直交変調器５６により、所定の中間周波数に周波数変換される。この後、信号方式に応じて中間周波帯で復調が行われ、この例では受信信号がＦＭ信号であるため、リミタ６１、周波数弁別器６２によって復調が行われる。また、特開平１−２０６７５９に記載された「ＦＳＫ信号受信機」では、図１２の局部発振器５９がクロック発生器になっているが、基本的な構成は同じである。
【００１１】
しかし、図１２のような構成で複数の無線通信システムに対応しようとする場合には、次のような問題が生じる。まず、チャネル選択用である低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂは、狭帯域信号から広帯域信号までの全システム帯域についてチャネル選択ができるように、広範囲に通過域の周波数を可変とする必要があり、さらにチャネル選択機能を持たせるために、非常に急唆な次数の高いフィルタが必要となる。一方、直交復調器５１内の局部発振器５４については、チャネル間隔の異なる複数の無線通信システム全てに対応できるように発振周波数を設定できる必要がある。
【００１２】
このように図１２の構成で複数の無線通信システムに対応するためには、アナログ回路に多大な負担を強いることになる。一般に、アナログ回路はディジタル回路に比べて、特性ばらつきが大きい上、温度変化、経年変化等も受け易いため、アナログ回路に負担を強いることは、受信機の性能および安定性の向上を図る上で得策とは言えない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来のダイレクトコンバージョン方式を改良した構成で周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムに対応できる受信装置を実現するためには、アナログ回路で構成される低域通過フィルタや局部発振器に大きな負担がかかり、そのため特性ばらつきが大きいばかりでなく、温度変化や経年変化等も受け易いという問題点があった。
【００１４】
本発明は、このような従来技術の問題点を解決すべくなされたもので、無線回路部の部品点数を減少させることができ、しかもアナログ回路で構成される局部発振器やフィルタに過大な負担をかけることなく、ディジタル信号処理を活用して柔軟に周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムに対応できる受信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【発明を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明はダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、複数チャネルの変調信号の受信信号を一括してベースバンド信号に変換するとともに、チャネル選択をディジタル処理により実現することを可能としている。
【００２７】
本発明に係る一つの受信装置では、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号が第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換された後、ディジタル直交変調器に入力され、ディジタル処理により第１および第２の中間周波数信号に変換される。そして、これらディジタル信号からなる第１および第２の中間周波数信号がディジタルダウンコンバータに入力され、このディジタルダウンコンバータの出力信号がディジタル信号処理部で処理されることにより、原データが再生される。
【００２８】
このように構成される受信装置では、ディジタルダウンコンバータにチャネル選択機能を持たせることにより、ディジタル信号処理部はチャネル選択のためのディジタルフィルタを必要とせず、データ再生を行う機能のみであればよいためにディジタル信号処理部をＤＳＰで実現する場合に有利であるばかりでなく、直交変調器がディジタル回路で構成されることにより、アナログ回路部の負担がさらに軽減され、アナログ回路部の経年変化の影響、回路定数のばらつき等の影響が除去される。
【００２９】
本発明に係る他の受信装置では、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号が第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換された後、ディジタル直交変調器を介さずに直接ディジタルダウンコンバータに入力される。ディジタルダウンコンバータでは、第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号を同相の基準クロック信号と乗算してπ／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２のベースバンド信号を生成し、かつ第１および第２のディジタル信号から少なくともーつのチャネルの信号を選択して出力する。そして、このディジタルダウンコンバータの出力信号がディジタル信号処理部で処理されることで原データが再生される。このようにすると、直交変調器が不要となることにより、回路規模の削減が可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態ついて説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示す。この受信装置は、アンテナ１０、直交復調器１１、低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂ、直交変調器１６、Ａ／Ｄ変換器２１およびディジタル信号処理部２２から構成されている。直交復調器１１は、ミキサ１２ａ，１２ｂ、π／２移相器１３および局部発振器１４から構成される。直交変調器１６は、ミキサ１７ａ，１７ｂ、π／２移相器１８、局部発振器１９および加算器２０から構成される。なお、実際には受信装置内に各種の増幅器も設けられるが、増幅器は本質的な要素でないため、ここでは図示および説明を省略する。これは以後の実施形態においても、同様である。
【００３１】
図２は、ディジタル信号処理部２２の構成例を示しており、ディジタルフィルタ１０１、復調部１０２、誤り訂正部１０３および復号部１０４を有する。このディジタル信号処理部２２は、ハードウエアによって構成してもよいし、また、いわゆるディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構成して、ソフトウエアによる処理で実現してもよい。
【００３２】
本実施形態の受信装置では、アンテナ１０で複数の無線通信システムの全システム帯域の変調信号を受信し、その受信信号を直交復調器１１でベースバンド帯に直交復調した後、干渉波除去によるシステム帯域の選択とアンチエリアジング機能を持つ低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂを介して直交変調器１６に入力して中間波数帯への再変調を行い、再変調後の信号をＡ／Ｄ変換器２１を介してディジタル信号処理部２２に送り、チャネル選択と原データの再生を行う。
【００３３】
以下、図３〜図５を参照して本実施形態による受信装置の動作を具体的に説明する。
アンテナ１０から出力される受信信号は、まず直交復調器１１に入力され、ミキサ１２ａ，１２ｂにより局部発振器１４からπ／２移相器１３を介して供給されるπ／２の位相差を持つ局部発振信号（復調用搬送波信号）とそれぞれ乗算されることによって、π／２の位相差を持つ二つのベースバンド信号（直交ベースバンド信号）に周波数変換される。
【００３４】
今、図３に示すような周波数配置を有する複数チャネルの信号がアンテナ１０に入力される場合を考える。図３中に示すシステム帯域３００は、搬送波周波数の異なる５つのチャネル３０１〜３０５を有する無線通信システムを想定しており、システム帯域３００の真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数をｆｃとしている。また、システム帯域３００の外側には干渉波３０６が存在する。ここで、説明を分かり易くするために、直交復調器１１内の局部発振器１４の発振周波数を真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数ｆｃと同一周波数に設定した場合について述べる。
【００３５】
アンテナ１０からの図３に示す周波数配置の受信信号は、直交復調器１１により直交復調され、図４に示すようにベースバンド帯の信号に周波数変換される。すなわち、図３のシステム帯域３００内の各チャネル３０１〜３０５の信号は、図４のシステム帯域４００内の信号４０１〜４０５に周波数変換され、特に図３の真ん中のチャネル３０３（搬送波周波数ｆｃ）は、局部発振器１４からπ／２移相器１３を介して供給される局部発振周波数ｆｃとミキシングされることにより、ｆｏ＝０なる周波数（直流）のチャネル４０３の信号に変換される。
【００３６】
直交復調器１１から出力される図４に示したベースバンド帯の信号は、システム帯域４００外の干渉波４０６の除去と後段のＡ／Ｄ変換器２１に対するアンチエリアジング機能の働きを併せ持つ低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂによって、図４のシステム帯域選択４００内の信号のみが破線で示すように選択される。アンチエリアジングは、Ａ／Ｄ変換器２１にそのサンプリング周波数ｆｓの１／２以上の周波数成分が入力されることによる折り返し歪み（エリアジング）の発生を防止するために、予めｆｓ／２以上の周波数成分を除去する操作であり、ここでは低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂがその役割を担う。
【００３７】
低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂを通過した信号は、直交変調器１６に入力され、ミキサ１７ａ，１７ｂにより局部発振器１９からπ／２移相器１８を介して供給されるπ／２の位相差を持つ局部発信信号（変調用搬送波信号）とそれぞれ乗算されることにより、中間周波帯に周波数変換されて第１および第２の中間周波数信号となり、さらにミキサ１７ａ，１７ｂの出力は加算器２０で合成されて出力される。
【００３８】
図５は、局部発振器１９の発振周波数をｆｕに設定したときの直交変調器１６の出力信号の周波数配置を示す図である。同図に示されるように、図４に示した周波数ｆｏ＝０（直流）のチャネル４０３の信号は、ｆｕなる中間周波帯の信号５０３に変換されている。図４のチャネル４０３以外のチャネル、例えばチャネル４０４の信号は、ｆｕと異なる中間周波数ｆｕ′のチャネル５０５の信号に変換されている。直交変調器１６の出力信号である第１および第２の中間周波数信号はＡ／Ｄ変換器２１に入力され、ここで中間周波数帯に変換されたシステム帯域５００内の全チャネル５０１〜５０５の信号が一括してディジタル信号に変換された後、ディジタル信号処理部２２に入力される。
【００３９】
ディジタル信号処理部２２は図２に示したように構成され、図５に示す５つのチャネル５０１〜５０５の中から所望チャネル（例えばチャネル５０３）の信号をディジタルフィルタ１０１によって選択し、復調部１０２で復調、さらに誤り訂正部１０３で誤り訂正を行った後、復号部１０４で復号を行って原データを再生する。
【００４０】
次に、本実施形態による受信装置の特有の効果について述べる。
本実施形態の受信装置では、まずディジタル信号処理部２２においてディジタルフィルタ１０１により所望チャネルのチャネル選択が行われる点で、従来の例えば図１２に示したダイレクトコンバージョン受信機においてアナログの低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂによって図１３に示したように所望チャネルがチャネル選択されることと大きく異なっている。
【００４１】
従って、本実施形態におけるアナログの低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂは、干渉波の除去とＡ／Ｄ変換器２１でのエリアジング防止を達成できる程度の次数でよく、図１２の従来のダイレクトコンバージョン受信機におけるチャネル選択のための急唆な特性が要求される低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂに比べて広帯域にすることができ、その実現が容易である。
【００４２】
また、本実施形態の受信装置では、直交変調器１６の出力信号周波数である中間周波数ｆｕを局部発振器１９の発振周波数によって自由に設定できることも特徴であり、これは受信装置として次のような利点となる。
【００４３】
サンプリング定理から、Ａ／Ｄ変換器２１でのサンプリング周波数は、中間周波数ｆｕの２倍以上に設定する必要がある。このため、中間周波数ｆｕをあまり高く設定すると、Ａ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波数（動作速度）を上げなければならず、Ａ／Ｄ変換器２１の負担が大きくなる。逆に、中間周波数ｆｕをあまり低く設定し過ぎると、アンチエリアジング機能を実現する低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂの特性を急峻にすべくフィルタ次数を高くしなければならず、フィルタ１５ａ，１５ｂの負担が重くなるという問題が生じる。これらのことから、中間周波数ｆｕを最適な値に設定する必要があり、信号の周波数や帯域が異なる複数の無線通信システムに適応させるためには、システム毎に最適な中間周波数ｆｕが異なる。
【００４４】
この点、本実施形態では使用する無線通信システムの周波数や帯域に対応して局部発振器１９の発振周波数を変えるだけで、Ａ／Ｄ変換器３０１の動作速度および低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂの次数を実現容易な範囲に抑えるのに最適な中間周波数ｆｕを設定でき、複数の無線通信システムに対しても柔軟に対応できる。局部発振器１９を例えば局部発振器１９をシンセサイザによって構成すれば、発振周波数の可変は容易である。
【００４５】
さらに、本実施形態においてはディジタル信号処理部２２内のディジタルフィルタ１０１によって所望チャネルの信号を選択するため、複数チャネルの信号の同時選択も容易である。すなわち、図９に示した従来のダイレクトコンバージョン受信機におけるアナログの低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂによるチャネル選択と異なり、本実施形態におけるディジタルフィルタ１０１によるチャネル選択では、例えば図５中のチャネル５０３とチャネル５０５というように２つまたはそれ以上の数のチャネルを同時に所望チャネルとするような場合でも、ディジタルフィルタ１０１によりバンドパスフィルタリングを行うことで、これら複数の所望チャネルの信号を同時に選択することが可能である。
【００４６】
また、ディジタル信号処理部２２においては、ディジタルフィルタ１０１のタップ係数の変更も容易にプログラマブルに制御可能となり、必要に応じてローパスフィルタやバンドパスフィルタを自由に構成できる。すなわち、ディジタル信号処理部２２では、ディジタルフィルタ１０１に上述のごとくバンドパスフィルタやローパスフィルタを用いることで、自由にチャネル選択を行うことができるため、Ａ／Ｄ変換器２１の入力における所望チャネルの周波数（中間周波数）に比較的自由度を持たせることができる。さらに、直交変調器１６で用いられているアナログの局部発振器１９に対しても、厳密な周波数管理が必要なくなり、たとえシンセサイザであってもハードウェア構成はそれ程重くはならないという利点がある。
【００４７】
一方、直交復調器１１内のアナログの局部発振器１４については、システム帯域内の全ての搬送波周波数と同じ周波数で発振させる必要はなく、受信しようとする無線通信システムの周波数に近い周波数で発振できればよいので、その実現が容易となる。この理由を以下に説明する。
【００４８】
図３では、説明を分かり易くするため局部発振器１４の発振周波数をｆｃとした場合について説明したが、実際には搬送波周波数ｆｃ付近の周波数に設定されていればよく、必ずしも５チャネルの搬送波周波数と正確に一致している必要はない。これは、本実施形態の受信装置が直交復調器１１と直交変調器１６を縦続に配置した構成となっていることによる。
【００４９】
すなわち、局部発振器１４の発振周波数は、直交復調器１１内のπ／２移相器１３が搬送波周波数ｆｃ付近の周波数で正しくπ／２の位相差を持つ二つの信号を出力でき、また直交変調器１６内のπ／２移相器１８が図４のベースバンド周波数ｆｏのシステム帯域４００内で正しくπ／２の位相差を持つ二つの信号を出力できる範囲であればよい。このようにすることで、直交復調器１１内のミキサ１２ａ，１２ｂおよび直交変調器１６内のミキサ１７ａ，１７ｂにおいてそれぞれ行われる周波数変換操作によってイメージ信号は十分に抑圧される。このように局部発振器１４はその発振周波数は厳密に設定する必要がないので、その実現を容易にすることができる。
【００５０】
（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示している。図１と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態ではＡ／Ｄ変換器２１から出力されるディジタル信号がディジタルダウンコンバータ３１を介してディジタル信号処理部３６に入力される点が第１の実施形態と異なる。
【００５１】
ディジタルダウンコンバータ３１は、Ａ／Ｄ変換器２１からのディジタル信号をディジタル的に直交復調した後にチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部３６に渡すものであり、ディジタルミキサ３２ａ，３２ｂ、ディジタルπ／２移相器３３、基準クロック発生器３４およびディジタルフィルタ３５ａ，３５ｂから構成される。
【００５２】
すなわち、Ａ／Ｄ変換器２１から出力されるディジタル信号は、ディジタルダウンコンバータ３１において、まずディジタルミキサ３２ａ，３２ｂにより基準クロック発生器３４からディジタルπ／２移相器３３を介して供給されるπ／２の位相差を持つ二つの基準クロック信号とそれぞれ乗算され、これらディジタルミキサ３２ａ，３２ｂの出力信号がディジタルフィルタ３５ａ，３５ｂを介してディジタル信号処理部３６に入力される。
【００５３】
このようにチャネル選択をディジタルダウンコンバータ３１で行うため、本実施形態ではディジタル信号処理部３６にチャネル選択のためのディジタルフィルタを必要とせず、図７に示すように復調部２０１、誤り訂正部２０２および復号部２０３によって構成される。この構成は、特にディジタル信号処理部３６をディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で実現する場合に有効である。
【００５４】
すなわち、ＤＳＰに直交復調、チャネル選択フィルタおよびシンセサイザ等の機能を持たせると一般に処理量が膨大になり、リアルタイム動作をさせることが難しくなる。従って、本実施形態のように直交復調、チャネル選択フィルタおよびシンセサイザ機能をディジタルダウンコンバータ３１でハードウエアとして実現し、それ以外の復調、誤り訂正および復号といった処理をディジタル信号処理部３６で実現することが好ましい。ディジタルダウンコンバータは、例えばハリス社製“ＨＳＰ５００１６”が既に製品化されており、これを図６中のディジタルダウンコンバータ３１として使用することができる。
【００５５】
このように本実施形態の構成によれば、復調の所要パラメータはディジタル信号処理部３６でのソフトウエアによって容易に可変とすることができ、しかも直交復調、チャネル選択フィルタ、シンセサイザ機能等については、ハードウエアからなるディジタルダウンコンバータ３１で容易にリアルタイム動作を実現することができる。
【００５６】
（第３の実施形態）
図８に、本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成を示す。本実施形態では、第２の実施形態における直交復調器１１および直交変調器１６を除去し、アンテナ１０からの受信信号を図示しない増幅器を介してＡ／Ｄ変換器４０でディジタル信号に変換した後、図６中のディジタルダウンコンバータ３１と同様のディジタルミキサ４２ａ，４２ｂ、ディジタルπ／２移相器４３、基準クロック発生器４４およびディジタルフィルタ４５ａ，４５ｂにより構成されるディジタルダウンコンバータ４１に入力し、直交変調を行って周波数を下げた後にチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部４６に入力している。ディジタル信号処理部４６は、第２の実施形態におけるディジタル信号処理部３６と同様に図７に示すように構成される。
【００５７】
本実施形態によると、第２の実施形態のように受信信号をアナログの直交復調器１１で直交復調してから直交変調器１６で再周波数変換し、ディジタルダウンコンバータ３１に入力する構成に比較して、ディジタルダウンコンバータ４１をより高速動作させる必要があるが、他の点については第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５８】
（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示している。本実施形態は図６に示した第２の実施形態と類似しているので、図６と同一部分に同一符号を付して第２の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５９】
本実施形態では、第２の実施形態を示す図６におけるＡ／Ｄ変換器２１を除去し、代わって低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂと直交変調器１６の間にＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂを挿入した点が第２の実施形態のＡ／Ｄ変換器２１と基本的に異なり、またこれ伴い図６ではアナログ回路で構成されていた直交変調器１６がディジタル回路で構成された直交変調器７２に置き換えられている。
【００６０】
ディジタル直交変調器７２は、ディジタルミキサ７３ａ，７３ｂ、π／２移相器７４、基準クロック発生器７５および加算器７６から構成され、ディジタルミキサ７３ａ，７３ｂは基準クロック発生器７５から局部発振信号としてπ／２移相器７４によりπ／２の位相差が与えられた基準クロック信号がそれぞれ供給され、π／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２の中間周波数信号を出力する。
【００６１】
すなわち、図６では直交復調器１１によりベースバンドに変換された受信信号（第１および第２のベースバンド信号）をアナログ回路からなる直交変調器１６を用いて再度中間周波数にアップコンバートして第１および第２の中間周波数信号を生成した後に、Ａ／Ｄ変換器２１によりディジタル化していたのに対して、本実施形態では直交復調器１１から出力される第１および第２のベースバンド信号を先にＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂを用いてディジタル信号に変換した後に、直交変調器７２でディジタル処理により中間周波数にアップコンバートして、第１および第２の中間周波数信号を生成するようにしている。
【００６２】
このような本実施形態の構成により、図６ではアナログ回路で実現されていた直交変調器１６をディジタル回路からなる直交変調器７２で実現することが可能となる。これによって、図６の実施形態で述べた効果を何ら損なうことなく、アナログ部の負担を軽減することが可能となり、アナログ回路をディジタル回路に置き換えることによる経年変化の影響の低減、回路定数のばらつきの影響の除去等の効果が新たに得られる。
【００６３】
また、本実施形態では図６では一つであったＡ／Ｄ変換器２１が二つに増えたことにより、一見ハードウェア規摸が増大するかのような印象を与えるが、本実施形態に必要なＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂの変換速度は直交復調器１１から出力されるベースバンド信号をディジタル信号に変換するのに必要な速度であればよいため、第２の実施形態に示した中間周波数信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１の変換速度の１／２以下でよい。
【００６４】
従って、例えば第２の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器２１と同一速度のＡ／Ｄ変換器を用いれば、一つのＡ／Ｄ変換器を図９におけるＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂとしてパラレル動作させることで、Ｉ，ＱチャネルのＡ／Ｄ変換が可能であると言えることになり、Ａ／Ｄ変換器への負担は第２の実施形態と同等か、それより小さいものとなるため、Ａ／Ｄ変換器に対する仕様が第２の実施形態よりも厳しくなることはない。
【００６５】
なお、この第４の実施形態および前述した第２の実施形態においては、受信特性の観点から、図６の直交変調器１６内の局部発振器１９の発振周波数および図９のディジタル直交変調器７２内の基準クロック発生器７５の発振周波数を次のように選ぶことが望ましい。図１０（ａ）に示すように、最終的にディジタルダウンコンバータ３１で選択される所望チャネルの信号帯域内に局部発振器１９または基準クロック発生器７５の発振周波数ｆｕが入ると、所望信号に局部発振器１９または基準クロック発生器７５の出力信号がローカルリークとなってディジタルダウンコンバータ３１に入力されてしまうため、受信特性の劣化を招く場合がある。
【００６６】
これに対しては、局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を所望チャネルの信号帯域外の周波数に設定することにより、ローカルリークの影響を回避することが可能となる。予め所望チャネルが決められている場合は、所望チャネルの信号帯域外の周波数、例えば図１０（ｂ）の周波数ｆｕに局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を設定すればよい。また、複数の所望チャネルがある場合は、受信する信号の帯域の中間、例えば図１０（ｂ）の周波数ｆｕ′に局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を設定すればよい。
【００６７】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る受信装置の構成を示している。本実施形態は図９で説明した第４の実施形態と類似しているため、図９と同一部分には同一符号を付して第４の実施形態との相違点を説明する。
【００６８】
図１１に示されるように、本実施形態では図９における直交変調器７２を除去し、ＩチャネルおよびＱチャネルのＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂの出力信号を直接ディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに入力するようにしている。ディジタルダウンコンバータ３１′においては、図６および図９の場合と異なり、ディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに基準クロック発生器３４から局部発振信号として供給される基準クロック信号を同相としており、図６および図９に示したディジタルダウンコンバータ３１内のディジタルπ／２移相器３３は不要となる。
【００６９】
本実施形態の構成によると、第４の実施形態で必要であった直交変調器７２が不要となり、回路規模の削減が可能となる。
すなわち、図９に示した第４の実施形態の構成では、直交復調器１１によりベースバンド信号に変換されたＩ，Ｑチャネルの受信信号をＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂでそれぞれＡ／Ｄ変換した後、直交変調器７２で再度中間周波数信号にアップコンバートし、その後段でディジタルダウンコンバータ３１によって直交復調、チャネル選択を行っていた。
【００７０】
これに対し、本実施形態においてはＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂでディジタル信号に変換されたＩ，Ｑチャネルのベースバンド信号をディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂにそれぞれ直接入力することによって、直交変調器７２を省略しつつ、ディジタルダウンコンバータ３１′でチャネル選択を行うことを可能としている。
【００７１】
次に、本実施形態における復調の原理を説明する。
アンテナ１０からの受信信号は、図３に示したようにシステム帯域３００の中に搬送波周波数の異なる複数のチャネル（図の例で５チャネル）３０１〜３０５を有する無線通信システムの信号とする。この受信信号は、直交復調器１１においてミキサ１２ａ，１２ｂでシステム帯域３００の真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数ｆｃと同一周波数で発振する局部発振器１４からの局部発振信号と乗算されることにより、直交復調される。
【００７２】
この直交復調された信号は、図４に示したようにｆｏ＝０の周波数（直流）のＩ，Ｑチャネルの信号に変換される。この信号は初段の直交復調器１１の入力からみればバースバンド信号であるが、この信号の中に実際には複数チャネルの信号が含まれており、チャネル選択はまだなされていない段階である。ここで、図６に示した第２の実施形態および図９に示した第４の実施形態においては、これらチャネル選択前の複数チャネルの信号を含んだベースバンド信号を直交変調器１６および７２によって中間周波数帯にアップコンバートした後、ディジタルダウンコンバータ３１を用いて直交復調（周波数変換）、チャネル選択という操作を行っていた。
【００７３】
本実施形態では、この操作を省略し、いわば直交復調器１１から出力されるベースバンド信号を複数チャネルの信号を含みＩ，Ｑチャネルに分かれた中間周波数信号と見做し、直接ディジタルダウンコンバータ３１′内の二つのミキサ３２ａ，３２ｂに入力することによって、ベースバンド帯への周波数変換とチャネル選択のためのフィルタリングを行っていることになる。すなわち、直交復調器１１から出力される信号は真ん中のチャネル３０３（搬送波周波数ｆｃ）の信号のみが零周波数の信号に変換されているが、本実施形態ではディジタルダウンコンバータ３１′で所望チャネルの信号のみを零周波数の信号に変換している。
【００７４】
この場合、第２の実施形態および第４の実施形態では、ディジタルダウンコンバータ３１のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに供給する局部発振信号（基準クロック信号）は９０°の位相差を持った直交信号であったのに対し、本実施形態においてはディジタルダウンコンバータ３１′から出力されるＩ，Ｑチャネルの信号の直交性を保つために、ディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに供給する局部発振信号（基準クロック信号）を同相信号とすることに注意する必要がある。
【００７５】
なお、本発明は上述した実施形態に限られるものでなく、次のように種々変形して実施することが可能である。
（１）例えば、図１、図６、図９、図１１における低域通過フィルタ１２ａ，１２ｂは、システム帯域内の全チャネルの信号を通す必要は必ずしもなく、システム帯域内の一部の不要なチャネルを除去するような機能を備えていてもよい。この場合、直交復調器１１内の局部発振器１４の発振周波数を受信しようとする所望波の近くに設定することが可能であり、これによって図１におけるディジタル信号処理部２２や、図６、図９におけるディジタルダウンコンバータ３１、さらに図１１におけるディジタルダウンコンバータ３１′において、チャネル選択する信号の周波数を低くすることができるため、処理がし易くなるという利点がある。
【００７６】
（２）図１、図６、図９および図１１における低域通過フィルタ１２ａ，１２ｂは、通過域の周波数可変機能を備えていてもよい。これは対象とする無線システムによってシステム帯域が異なる場合に有効である。
【００７７】
（３）図１、図６におけるＡ／Ｄ変換器２１の前段に、必要に応じて直交変調器１６で発生する高調波成分を除去するための比較的広帯域なバンドパスフィルタもしくはローパスフィルタを挿入してもよい。
【００７８】
（４）また、本発明の基本構成をさらに発展させた形態として、アンテナからの受信信号をＡ／Ｄ変換器で直接ディジタル信号に変換した後、直接ディジタル信号処理部に入力し、そのディジタル信号処理部でチャネル選択、復調等の処理を行う構成をとることも可能である。この場合、ディジタル信号処理部にディジタルダウンコンバータの機能を持たせてもよい。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の受信装置では、無線回路部を小型化・低価格化に有利なダイレクトコンバージョン方式とした上で、複数の無線通信システムを収容したシステム帯域の複数チャネルの変調信号を一括してベースバンド信号に直交復調し、この直交ベースバンド信号を低域通過フィルタに通した後、直交変調器で再度中間周波数に周波数変換し、この中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処理部においてチャネル選択とデータ再生を行う。
【００８０】
従って、低域通過フィルタは干渉波除去とＡ／Ｄ変換器に対するアンチエリアジングの機能を持てばよく、チャネル選択に必要な急峻な特性が要求されず、広帯域特性のフィルタを使用でき、また中間周波数を自由に設定できることから、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数や低域通過フィルタの次数を実現容易な範囲に抑えることが可能である。
【００８１】
また、システム帯域の信号を一括してディジタルフィルタで処理してチャネル選択を行うことができるため、チャネル帯域が異なるシステムに対してもフィルタの係数の変更で容易に対応でき、複数チャネルの同時選択も可能である。
【００８２】
さらに、直交復調器および直交変調器内のアナログ局部発振器についても、厳密な周波数管理が不要であるために実現が容易であり、シンセサイザで構成する場合でも特に負担が増すことはない。
【００８５】
さらに、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号を第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル直交変調器でディジタル処理により第１および第２の中間周波数信号に変換し、さらにディジタルダウンコンバータでベースバンド信号に戻してから、ディジタル信号処理部で原データを再生するようにすれば、ディジタルダウンコンバータにチャネル選択機能を持たせることで、ディジタル信号処理部はデータ再生機能のみであればよいためにディジタル信号処理部をＤＳＰで実現する場合に有利となる上、直交変調器がディジタル回路で構成されることにより、アナログ回路部の負担がさらに軽減され、アナログ回路部の経年変化の影響、回路定数のばらつき等の影響を除去することができる。
【００８６】
また、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号を第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル直交変調器を介さずに直接ディジタルダウンコンバータに入力し、同相の基準クロック信号を用いて周波数変換とチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部で原データが再生するようにすれば、直交変調器が不要となることにより回路規模を削減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態におけるディジタル信号処理部の構成例を示すブロック図
【図３】同実施形態におけるアンテナの受信信号の周波数配置を示す図
【図４】同実施形態の受信装置で再周波数変換した後の信号を示す図
【図５】同実施形態の受信装置における直交復調後のベースバンド帯域の信号配置を示す図
【図６】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】同実施形態におけるディジタル信号処理部の構成例を示すブロック図
【図８】本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第２および第４の実施形態の受信装置における直交変調器内の局部発振の発振周波数の好ましい選定法を説明するための信号配置を示す図
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】従来の改良されたダイレクトコンバージョン方式の受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】従来の受信装置での直交復調後のベースバンド帯での信号を示す図
【符号の説明】
１０…アンテナ
１１…直交復調器
１２ａ，１２ｂ…ミキサ
１３…π／２移相器
１４…局部発振器
１５ａ，１５ｂ…低域通過フィルタ
１６…直交変調器
１７ａ，１７ｂ…ミキサ
１８…π／２移相器
１９…局部発振器
２０…加算器
２１…Ａ／Ｄ変換器
２２…ディジタル信号処理部
３１，３１′…ディジタルダウンコンバータ
３２ａ，３２ｂ…ディジタルミキサ
３３…ディジタルπ／２移相器
３４…基準クロック発生器
３５ａ，３５ｂ…ディジタルフィルタ
３６…ディジタル信号処理部
４１…ディジタルダウンコンバータ
４２ａ，４２ｂ…ディジタルミキサ
４３…ディジタルπ／２移相器
４４…基準クロック発生器
４５ａ，４５ｂ…ディジタルフィルタ
４６…ディジタル信号処理部
７１，７１ｂ…Ａ／Ｄ変換器
７２…直交変調器
７３ａ，７３ｂ…ディジタルミキサ
７４…π／２移相器
７５…局部発振器
７６…加算器
１０１…ディジタルフィルタ
１０２…復調部
１０３…誤り訂正部
１０４…復号部
２０１…復調部
２０２…誤り訂正部
２０３…復号部
【発明の属する技術分野】
本発明は受信装置に係り、特に複数の無線通信システムで共通に用いられ、全システム帯域の信号を一括して受信しチャネル選択を行う受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムが混在し、それに伴い各端末においては一つの受信装置で複数の無線通信システムに対応できることが求められてきている。この要求に対して、無線端末では従来からのスーパーへテロダイン方式の受信機では現実的な構成で対応することは難しい。
【０００３】
すなわち、スーパーヘテロダイン受信機では、アンテナからの受信信号をまずイメージ抑圧用フィルタに通してイメージ信号を除去してから、第１中間周波数に周波数変換した後、再びイメージ抑圧用フィルタに通してから十分に低い第２中間周波数に周波数変換し、次いでチャネル選択フィルタによって所望チャネルの信号を選択し、例えばＦＭ変調波に対してはリミタによって振幅制御を行った後、周波数弁別器によって復調を行う。
【０００４】
この場合、イメージ抑圧用フィルタとチャネル選択フィルタはいずれもパッシブフィルタで構成され、物理寸法が大きい上に高価であり、これが無線回路部の小型化、低価格化の障害となっている。また、パッシブフィルタは中心周波数や帯域が固定され、可変にすることが難しいため、無線端末で周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムの送信信号を同時に受信するためには、各システム毎にフィルタを準備する必要があり、これは物理的寸法、価格のいずれの観点からも受け容れ難い。
【０００５】
これらの問題を解決する方法として、近年、ダイレクトコンバージョン方式の受信機が注目を集めている。ダイレクトコンバージョン受信機では、アンテナからの受信信号を直交復調器に入力して二つのミキサで局部発振器から供給される受信信号とほほ同じ周波数でかつπ／２の位相差を持つ局部発振信号と乗算し、直接ベースバンド帯に周波数変換する。こうしてベースバンドに周波数変換された２系統の信号はπ／２の位相差を持っており、それぞれ低域通過フィルタを通過することによって所望チャネルの信号が選択される。
【０００６】
図１３は、このチャネル選択の様子を示す図である。すなわち、所望チャネルの信号は０周波数（直流）に周波数変換された後、低域通過フィルタによって選択され、他のチャネルや干渉波は低域通過フィルタによって除去される。選択された所望チャネルの信号は、ベースバンド増幅器によって所望の信号レベルまで増幅された後、Ａ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換され、ディジタル信号処理部で原データに復調される。
【０００７】
このダイレクトコンバージョン方式では、受信信号を直接ベースバンド帯に周波数変換するため、中間周波数への周波数変換を行うことに起因するイメージ妨害が原理的に存在しない。従って、スーパーへテロダイン方式で必須のイメージ抑圧用フィルタが不要となるという利点があり、異なる無線通信システム毎に別の部品を必要とすることがなく、一系統で複数の無線通信システムに対応する広帯域の受信機を実現できる。また、チャネル選択用の低域通過フィルタはＬＳＩ化が可能である。従って、ダイレクトコンバージョン方式は近年のＬＳＩの進歩と共に受信機の小型化、低価格化を実現できる受信方式として大いに注目されている。
【０００８】
しかし、ダイレクトコンバージョン方式ではその構成上、必然的に前述のようにベースバンド復調方式を用いる必要があり、その分柔軟性に欠けるのが難点である。これを解決する方式として、例えば特開昭５９−１９６６２９「ＦＭ受信機」、特開平１−２０６７５９「ＦＳＫ信号受信機」に記載されているように、受信信号を直交復調した後、再周波数変換を行って中間周波帯で信号処理を行う方式が提案されてきた。
【０００９】
図１２は、特開昭５９−１９６６２９に記載されたＦＭ受信機の構成を示す図である。アンテナ５０からの受信信号を二つのミキサ５２ａ，５２ｂとπ／２移相器５３および局部発振器５４から構成される直交復調器５１で直交復調し、チャネル選択用の低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂに通すまでは、通常のダイレクトコンバージョン受信機と同様である。
【００１０】
低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂを通してチャネル選択された信号は、ミキサ５７ａ，５７ｂ、π／２移相器５８、局部発振器５９および加算器６０から構成される直交変調器５６により、所定の中間周波数に周波数変換される。この後、信号方式に応じて中間周波帯で復調が行われ、この例では受信信号がＦＭ信号であるため、リミタ６１、周波数弁別器６２によって復調が行われる。また、特開平１−２０６７５９に記載された「ＦＳＫ信号受信機」では、図１２の局部発振器５９がクロック発生器になっているが、基本的な構成は同じである。
【００１１】
しかし、図１２のような構成で複数の無線通信システムに対応しようとする場合には、次のような問題が生じる。まず、チャネル選択用である低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂは、狭帯域信号から広帯域信号までの全システム帯域についてチャネル選択ができるように、広範囲に通過域の周波数を可変とする必要があり、さらにチャネル選択機能を持たせるために、非常に急唆な次数の高いフィルタが必要となる。一方、直交復調器５１内の局部発振器５４については、チャネル間隔の異なる複数の無線通信システム全てに対応できるように発振周波数を設定できる必要がある。
【００１２】
このように図１２の構成で複数の無線通信システムに対応するためには、アナログ回路に多大な負担を強いることになる。一般に、アナログ回路はディジタル回路に比べて、特性ばらつきが大きい上、温度変化、経年変化等も受け易いため、アナログ回路に負担を強いることは、受信機の性能および安定性の向上を図る上で得策とは言えない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来のダイレクトコンバージョン方式を改良した構成で周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムに対応できる受信装置を実現するためには、アナログ回路で構成される低域通過フィルタや局部発振器に大きな負担がかかり、そのため特性ばらつきが大きいばかりでなく、温度変化や経年変化等も受け易いという問題点があった。
【００１４】
本発明は、このような従来技術の問題点を解決すべくなされたもので、無線回路部の部品点数を減少させることができ、しかもアナログ回路で構成される局部発振器やフィルタに過大な負担をかけることなく、ディジタル信号処理を活用して柔軟に周波数や帯域の異なる複数の無線通信システムに対応できる受信装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【発明を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明はダイレクトコンバージョン方式の受信装置において、複数チャネルの変調信号の受信信号を一括してベースバンド信号に変換するとともに、チャネル選択をディジタル処理により実現することを可能としている。
【００２７】
本発明に係る一つの受信装置では、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号が第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換された後、ディジタル直交変調器に入力され、ディジタル処理により第１および第２の中間周波数信号に変換される。そして、これらディジタル信号からなる第１および第２の中間周波数信号がディジタルダウンコンバータに入力され、このディジタルダウンコンバータの出力信号がディジタル信号処理部で処理されることにより、原データが再生される。
【００２８】
このように構成される受信装置では、ディジタルダウンコンバータにチャネル選択機能を持たせることにより、ディジタル信号処理部はチャネル選択のためのディジタルフィルタを必要とせず、データ再生を行う機能のみであればよいためにディジタル信号処理部をＤＳＰで実現する場合に有利であるばかりでなく、直交変調器がディジタル回路で構成されることにより、アナログ回路部の負担がさらに軽減され、アナログ回路部の経年変化の影響、回路定数のばらつき等の影響が除去される。
【００２９】
本発明に係る他の受信装置では、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号が第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換された後、ディジタル直交変調器を介さずに直接ディジタルダウンコンバータに入力される。ディジタルダウンコンバータでは、第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号を同相の基準クロック信号と乗算してπ／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２のベースバンド信号を生成し、かつ第１および第２のディジタル信号から少なくともーつのチャネルの信号を選択して出力する。そして、このディジタルダウンコンバータの出力信号がディジタル信号処理部で処理されることで原データが再生される。このようにすると、直交変調器が不要となることにより、回路規模の削減が可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態ついて説明する。
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示す。この受信装置は、アンテナ１０、直交復調器１１、低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂ、直交変調器１６、Ａ／Ｄ変換器２１およびディジタル信号処理部２２から構成されている。直交復調器１１は、ミキサ１２ａ，１２ｂ、π／２移相器１３および局部発振器１４から構成される。直交変調器１６は、ミキサ１７ａ，１７ｂ、π／２移相器１８、局部発振器１９および加算器２０から構成される。なお、実際には受信装置内に各種の増幅器も設けられるが、増幅器は本質的な要素でないため、ここでは図示および説明を省略する。これは以後の実施形態においても、同様である。
【００３１】
図２は、ディジタル信号処理部２２の構成例を示しており、ディジタルフィルタ１０１、復調部１０２、誤り訂正部１０３および復号部１０４を有する。このディジタル信号処理部２２は、ハードウエアによって構成してもよいし、また、いわゆるディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で構成して、ソフトウエアによる処理で実現してもよい。
【００３２】
本実施形態の受信装置では、アンテナ１０で複数の無線通信システムの全システム帯域の変調信号を受信し、その受信信号を直交復調器１１でベースバンド帯に直交復調した後、干渉波除去によるシステム帯域の選択とアンチエリアジング機能を持つ低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂを介して直交変調器１６に入力して中間波数帯への再変調を行い、再変調後の信号をＡ／Ｄ変換器２１を介してディジタル信号処理部２２に送り、チャネル選択と原データの再生を行う。
【００３３】
以下、図３〜図５を参照して本実施形態による受信装置の動作を具体的に説明する。
アンテナ１０から出力される受信信号は、まず直交復調器１１に入力され、ミキサ１２ａ，１２ｂにより局部発振器１４からπ／２移相器１３を介して供給されるπ／２の位相差を持つ局部発振信号（復調用搬送波信号）とそれぞれ乗算されることによって、π／２の位相差を持つ二つのベースバンド信号（直交ベースバンド信号）に周波数変換される。
【００３４】
今、図３に示すような周波数配置を有する複数チャネルの信号がアンテナ１０に入力される場合を考える。図３中に示すシステム帯域３００は、搬送波周波数の異なる５つのチャネル３０１〜３０５を有する無線通信システムを想定しており、システム帯域３００の真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数をｆｃとしている。また、システム帯域３００の外側には干渉波３０６が存在する。ここで、説明を分かり易くするために、直交復調器１１内の局部発振器１４の発振周波数を真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数ｆｃと同一周波数に設定した場合について述べる。
【００３５】
アンテナ１０からの図３に示す周波数配置の受信信号は、直交復調器１１により直交復調され、図４に示すようにベースバンド帯の信号に周波数変換される。すなわち、図３のシステム帯域３００内の各チャネル３０１〜３０５の信号は、図４のシステム帯域４００内の信号４０１〜４０５に周波数変換され、特に図３の真ん中のチャネル３０３（搬送波周波数ｆｃ）は、局部発振器１４からπ／２移相器１３を介して供給される局部発振周波数ｆｃとミキシングされることにより、ｆｏ＝０なる周波数（直流）のチャネル４０３の信号に変換される。
【００３６】
直交復調器１１から出力される図４に示したベースバンド帯の信号は、システム帯域４００外の干渉波４０６の除去と後段のＡ／Ｄ変換器２１に対するアンチエリアジング機能の働きを併せ持つ低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂによって、図４のシステム帯域選択４００内の信号のみが破線で示すように選択される。アンチエリアジングは、Ａ／Ｄ変換器２１にそのサンプリング周波数ｆｓの１／２以上の周波数成分が入力されることによる折り返し歪み（エリアジング）の発生を防止するために、予めｆｓ／２以上の周波数成分を除去する操作であり、ここでは低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂがその役割を担う。
【００３７】
低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂを通過した信号は、直交変調器１６に入力され、ミキサ１７ａ，１７ｂにより局部発振器１９からπ／２移相器１８を介して供給されるπ／２の位相差を持つ局部発信信号（変調用搬送波信号）とそれぞれ乗算されることにより、中間周波帯に周波数変換されて第１および第２の中間周波数信号となり、さらにミキサ１７ａ，１７ｂの出力は加算器２０で合成されて出力される。
【００３８】
図５は、局部発振器１９の発振周波数をｆｕに設定したときの直交変調器１６の出力信号の周波数配置を示す図である。同図に示されるように、図４に示した周波数ｆｏ＝０（直流）のチャネル４０３の信号は、ｆｕなる中間周波帯の信号５０３に変換されている。図４のチャネル４０３以外のチャネル、例えばチャネル４０４の信号は、ｆｕと異なる中間周波数ｆｕ′のチャネル５０５の信号に変換されている。直交変調器１６の出力信号である第１および第２の中間周波数信号はＡ／Ｄ変換器２１に入力され、ここで中間周波数帯に変換されたシステム帯域５００内の全チャネル５０１〜５０５の信号が一括してディジタル信号に変換された後、ディジタル信号処理部２２に入力される。
【００３９】
ディジタル信号処理部２２は図２に示したように構成され、図５に示す５つのチャネル５０１〜５０５の中から所望チャネル（例えばチャネル５０３）の信号をディジタルフィルタ１０１によって選択し、復調部１０２で復調、さらに誤り訂正部１０３で誤り訂正を行った後、復号部１０４で復号を行って原データを再生する。
【００４０】
次に、本実施形態による受信装置の特有の効果について述べる。
本実施形態の受信装置では、まずディジタル信号処理部２２においてディジタルフィルタ１０１により所望チャネルのチャネル選択が行われる点で、従来の例えば図１２に示したダイレクトコンバージョン受信機においてアナログの低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂによって図１３に示したように所望チャネルがチャネル選択されることと大きく異なっている。
【００４１】
従って、本実施形態におけるアナログの低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂは、干渉波の除去とＡ／Ｄ変換器２１でのエリアジング防止を達成できる程度の次数でよく、図１２の従来のダイレクトコンバージョン受信機におけるチャネル選択のための急唆な特性が要求される低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂに比べて広帯域にすることができ、その実現が容易である。
【００４２】
また、本実施形態の受信装置では、直交変調器１６の出力信号周波数である中間周波数ｆｕを局部発振器１９の発振周波数によって自由に設定できることも特徴であり、これは受信装置として次のような利点となる。
【００４３】
サンプリング定理から、Ａ／Ｄ変換器２１でのサンプリング周波数は、中間周波数ｆｕの２倍以上に設定する必要がある。このため、中間周波数ｆｕをあまり高く設定すると、Ａ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波数（動作速度）を上げなければならず、Ａ／Ｄ変換器２１の負担が大きくなる。逆に、中間周波数ｆｕをあまり低く設定し過ぎると、アンチエリアジング機能を実現する低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂの特性を急峻にすべくフィルタ次数を高くしなければならず、フィルタ１５ａ，１５ｂの負担が重くなるという問題が生じる。これらのことから、中間周波数ｆｕを最適な値に設定する必要があり、信号の周波数や帯域が異なる複数の無線通信システムに適応させるためには、システム毎に最適な中間周波数ｆｕが異なる。
【００４４】
この点、本実施形態では使用する無線通信システムの周波数や帯域に対応して局部発振器１９の発振周波数を変えるだけで、Ａ／Ｄ変換器３０１の動作速度および低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂの次数を実現容易な範囲に抑えるのに最適な中間周波数ｆｕを設定でき、複数の無線通信システムに対しても柔軟に対応できる。局部発振器１９を例えば局部発振器１９をシンセサイザによって構成すれば、発振周波数の可変は容易である。
【００４５】
さらに、本実施形態においてはディジタル信号処理部２２内のディジタルフィルタ１０１によって所望チャネルの信号を選択するため、複数チャネルの信号の同時選択も容易である。すなわち、図９に示した従来のダイレクトコンバージョン受信機におけるアナログの低域通過フィルタ５５ａ，５５ｂによるチャネル選択と異なり、本実施形態におけるディジタルフィルタ１０１によるチャネル選択では、例えば図５中のチャネル５０３とチャネル５０５というように２つまたはそれ以上の数のチャネルを同時に所望チャネルとするような場合でも、ディジタルフィルタ１０１によりバンドパスフィルタリングを行うことで、これら複数の所望チャネルの信号を同時に選択することが可能である。
【００４６】
また、ディジタル信号処理部２２においては、ディジタルフィルタ１０１のタップ係数の変更も容易にプログラマブルに制御可能となり、必要に応じてローパスフィルタやバンドパスフィルタを自由に構成できる。すなわち、ディジタル信号処理部２２では、ディジタルフィルタ１０１に上述のごとくバンドパスフィルタやローパスフィルタを用いることで、自由にチャネル選択を行うことができるため、Ａ／Ｄ変換器２１の入力における所望チャネルの周波数（中間周波数）に比較的自由度を持たせることができる。さらに、直交変調器１６で用いられているアナログの局部発振器１９に対しても、厳密な周波数管理が必要なくなり、たとえシンセサイザであってもハードウェア構成はそれ程重くはならないという利点がある。
【００４７】
一方、直交復調器１１内のアナログの局部発振器１４については、システム帯域内の全ての搬送波周波数と同じ周波数で発振させる必要はなく、受信しようとする無線通信システムの周波数に近い周波数で発振できればよいので、その実現が容易となる。この理由を以下に説明する。
【００４８】
図３では、説明を分かり易くするため局部発振器１４の発振周波数をｆｃとした場合について説明したが、実際には搬送波周波数ｆｃ付近の周波数に設定されていればよく、必ずしも５チャネルの搬送波周波数と正確に一致している必要はない。これは、本実施形態の受信装置が直交復調器１１と直交変調器１６を縦続に配置した構成となっていることによる。
【００４９】
すなわち、局部発振器１４の発振周波数は、直交復調器１１内のπ／２移相器１３が搬送波周波数ｆｃ付近の周波数で正しくπ／２の位相差を持つ二つの信号を出力でき、また直交変調器１６内のπ／２移相器１８が図４のベースバンド周波数ｆｏのシステム帯域４００内で正しくπ／２の位相差を持つ二つの信号を出力できる範囲であればよい。このようにすることで、直交復調器１１内のミキサ１２ａ，１２ｂおよび直交変調器１６内のミキサ１７ａ，１７ｂにおいてそれぞれ行われる周波数変換操作によってイメージ信号は十分に抑圧される。このように局部発振器１４はその発振周波数は厳密に設定する必要がないので、その実現を容易にすることができる。
【００５０】
（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示している。図１と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施形態ではＡ／Ｄ変換器２１から出力されるディジタル信号がディジタルダウンコンバータ３１を介してディジタル信号処理部３６に入力される点が第１の実施形態と異なる。
【００５１】
ディジタルダウンコンバータ３１は、Ａ／Ｄ変換器２１からのディジタル信号をディジタル的に直交復調した後にチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部３６に渡すものであり、ディジタルミキサ３２ａ，３２ｂ、ディジタルπ／２移相器３３、基準クロック発生器３４およびディジタルフィルタ３５ａ，３５ｂから構成される。
【００５２】
すなわち、Ａ／Ｄ変換器２１から出力されるディジタル信号は、ディジタルダウンコンバータ３１において、まずディジタルミキサ３２ａ，３２ｂにより基準クロック発生器３４からディジタルπ／２移相器３３を介して供給されるπ／２の位相差を持つ二つの基準クロック信号とそれぞれ乗算され、これらディジタルミキサ３２ａ，３２ｂの出力信号がディジタルフィルタ３５ａ，３５ｂを介してディジタル信号処理部３６に入力される。
【００５３】
このようにチャネル選択をディジタルダウンコンバータ３１で行うため、本実施形態ではディジタル信号処理部３６にチャネル選択のためのディジタルフィルタを必要とせず、図７に示すように復調部２０１、誤り訂正部２０２および復号部２０３によって構成される。この構成は、特にディジタル信号処理部３６をディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で実現する場合に有効である。
【００５４】
すなわち、ＤＳＰに直交復調、チャネル選択フィルタおよびシンセサイザ等の機能を持たせると一般に処理量が膨大になり、リアルタイム動作をさせることが難しくなる。従って、本実施形態のように直交復調、チャネル選択フィルタおよびシンセサイザ機能をディジタルダウンコンバータ３１でハードウエアとして実現し、それ以外の復調、誤り訂正および復号といった処理をディジタル信号処理部３６で実現することが好ましい。ディジタルダウンコンバータは、例えばハリス社製“ＨＳＰ５００１６”が既に製品化されており、これを図６中のディジタルダウンコンバータ３１として使用することができる。
【００５５】
このように本実施形態の構成によれば、復調の所要パラメータはディジタル信号処理部３６でのソフトウエアによって容易に可変とすることができ、しかも直交復調、チャネル選択フィルタ、シンセサイザ機能等については、ハードウエアからなるディジタルダウンコンバータ３１で容易にリアルタイム動作を実現することができる。
【００５６】
（第３の実施形態）
図８に、本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成を示す。本実施形態では、第２の実施形態における直交復調器１１および直交変調器１６を除去し、アンテナ１０からの受信信号を図示しない増幅器を介してＡ／Ｄ変換器４０でディジタル信号に変換した後、図６中のディジタルダウンコンバータ３１と同様のディジタルミキサ４２ａ，４２ｂ、ディジタルπ／２移相器４３、基準クロック発生器４４およびディジタルフィルタ４５ａ，４５ｂにより構成されるディジタルダウンコンバータ４１に入力し、直交変調を行って周波数を下げた後にチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部４６に入力している。ディジタル信号処理部４６は、第２の実施形態におけるディジタル信号処理部３６と同様に図７に示すように構成される。
【００５７】
本実施形態によると、第２の実施形態のように受信信号をアナログの直交復調器１１で直交復調してから直交変調器１６で再周波数変換し、ディジタルダウンコンバータ３１に入力する構成に比較して、ディジタルダウンコンバータ４１をより高速動作させる必要があるが、他の点については第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５８】
（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示している。本実施形態は図６に示した第２の実施形態と類似しているので、図６と同一部分に同一符号を付して第２の実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５９】
本実施形態では、第２の実施形態を示す図６におけるＡ／Ｄ変換器２１を除去し、代わって低域通過フィルタ１５ａ，１５ｂと直交変調器１６の間にＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂを挿入した点が第２の実施形態のＡ／Ｄ変換器２１と基本的に異なり、またこれ伴い図６ではアナログ回路で構成されていた直交変調器１６がディジタル回路で構成された直交変調器７２に置き換えられている。
【００６０】
ディジタル直交変調器７２は、ディジタルミキサ７３ａ，７３ｂ、π／２移相器７４、基準クロック発生器７５および加算器７６から構成され、ディジタルミキサ７３ａ，７３ｂは基準クロック発生器７５から局部発振信号としてπ／２移相器７４によりπ／２の位相差が与えられた基準クロック信号がそれぞれ供給され、π／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２の中間周波数信号を出力する。
【００６１】
すなわち、図６では直交復調器１１によりベースバンドに変換された受信信号（第１および第２のベースバンド信号）をアナログ回路からなる直交変調器１６を用いて再度中間周波数にアップコンバートして第１および第２の中間周波数信号を生成した後に、Ａ／Ｄ変換器２１によりディジタル化していたのに対して、本実施形態では直交復調器１１から出力される第１および第２のベースバンド信号を先にＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂを用いてディジタル信号に変換した後に、直交変調器７２でディジタル処理により中間周波数にアップコンバートして、第１および第２の中間周波数信号を生成するようにしている。
【００６２】
このような本実施形態の構成により、図６ではアナログ回路で実現されていた直交変調器１６をディジタル回路からなる直交変調器７２で実現することが可能となる。これによって、図６の実施形態で述べた効果を何ら損なうことなく、アナログ部の負担を軽減することが可能となり、アナログ回路をディジタル回路に置き換えることによる経年変化の影響の低減、回路定数のばらつきの影響の除去等の効果が新たに得られる。
【００６３】
また、本実施形態では図６では一つであったＡ／Ｄ変換器２１が二つに増えたことにより、一見ハードウェア規摸が増大するかのような印象を与えるが、本実施形態に必要なＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂの変換速度は直交復調器１１から出力されるベースバンド信号をディジタル信号に変換するのに必要な速度であればよいため、第２の実施形態に示した中間周波数信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２１の変換速度の１／２以下でよい。
【００６４】
従って、例えば第２の実施形態におけるＡ／Ｄ変換器２１と同一速度のＡ／Ｄ変換器を用いれば、一つのＡ／Ｄ変換器を図９におけるＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂとしてパラレル動作させることで、Ｉ，ＱチャネルのＡ／Ｄ変換が可能であると言えることになり、Ａ／Ｄ変換器への負担は第２の実施形態と同等か、それより小さいものとなるため、Ａ／Ｄ変換器に対する仕様が第２の実施形態よりも厳しくなることはない。
【００６５】
なお、この第４の実施形態および前述した第２の実施形態においては、受信特性の観点から、図６の直交変調器１６内の局部発振器１９の発振周波数および図９のディジタル直交変調器７２内の基準クロック発生器７５の発振周波数を次のように選ぶことが望ましい。図１０（ａ）に示すように、最終的にディジタルダウンコンバータ３１で選択される所望チャネルの信号帯域内に局部発振器１９または基準クロック発生器７５の発振周波数ｆｕが入ると、所望信号に局部発振器１９または基準クロック発生器７５の出力信号がローカルリークとなってディジタルダウンコンバータ３１に入力されてしまうため、受信特性の劣化を招く場合がある。
【００６６】
これに対しては、局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を所望チャネルの信号帯域外の周波数に設定することにより、ローカルリークの影響を回避することが可能となる。予め所望チャネルが決められている場合は、所望チャネルの信号帯域外の周波数、例えば図１０（ｂ）の周波数ｆｕに局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を設定すればよい。また、複数の所望チャネルがある場合は、受信する信号の帯域の中間、例えば図１０（ｂ）の周波数ｆｕ′に局部発振器１９や基準クロック発生器７５の発振周波数を設定すればよい。
【００６７】
（第５の実施形態）
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る受信装置の構成を示している。本実施形態は図９で説明した第４の実施形態と類似しているため、図９と同一部分には同一符号を付して第４の実施形態との相違点を説明する。
【００６８】
図１１に示されるように、本実施形態では図９における直交変調器７２を除去し、ＩチャネルおよびＱチャネルのＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂの出力信号を直接ディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに入力するようにしている。ディジタルダウンコンバータ３１′においては、図６および図９の場合と異なり、ディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに基準クロック発生器３４から局部発振信号として供給される基準クロック信号を同相としており、図６および図９に示したディジタルダウンコンバータ３１内のディジタルπ／２移相器３３は不要となる。
【００６９】
本実施形態の構成によると、第４の実施形態で必要であった直交変調器７２が不要となり、回路規模の削減が可能となる。
すなわち、図９に示した第４の実施形態の構成では、直交復調器１１によりベースバンド信号に変換されたＩ，Ｑチャネルの受信信号をＡ／Ｄ変換器７１ａ，７１ｂでそれぞれＡ／Ｄ変換した後、直交変調器７２で再度中間周波数信号にアップコンバートし、その後段でディジタルダウンコンバータ３１によって直交復調、チャネル選択を行っていた。
【００７０】
これに対し、本実施形態においてはＡ／Ｄ変換器２１ａ，２１ｂでディジタル信号に変換されたＩ，Ｑチャネルのベースバンド信号をディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂにそれぞれ直接入力することによって、直交変調器７２を省略しつつ、ディジタルダウンコンバータ３１′でチャネル選択を行うことを可能としている。
【００７１】
次に、本実施形態における復調の原理を説明する。
アンテナ１０からの受信信号は、図３に示したようにシステム帯域３００の中に搬送波周波数の異なる複数のチャネル（図の例で５チャネル）３０１〜３０５を有する無線通信システムの信号とする。この受信信号は、直交復調器１１においてミキサ１２ａ，１２ｂでシステム帯域３００の真ん中のチャネル３０３の搬送波周波数ｆｃと同一周波数で発振する局部発振器１４からの局部発振信号と乗算されることにより、直交復調される。
【００７２】
この直交復調された信号は、図４に示したようにｆｏ＝０の周波数（直流）のＩ，Ｑチャネルの信号に変換される。この信号は初段の直交復調器１１の入力からみればバースバンド信号であるが、この信号の中に実際には複数チャネルの信号が含まれており、チャネル選択はまだなされていない段階である。ここで、図６に示した第２の実施形態および図９に示した第４の実施形態においては、これらチャネル選択前の複数チャネルの信号を含んだベースバンド信号を直交変調器１６および７２によって中間周波数帯にアップコンバートした後、ディジタルダウンコンバータ３１を用いて直交復調（周波数変換）、チャネル選択という操作を行っていた。
【００７３】
本実施形態では、この操作を省略し、いわば直交復調器１１から出力されるベースバンド信号を複数チャネルの信号を含みＩ，Ｑチャネルに分かれた中間周波数信号と見做し、直接ディジタルダウンコンバータ３１′内の二つのミキサ３２ａ，３２ｂに入力することによって、ベースバンド帯への周波数変換とチャネル選択のためのフィルタリングを行っていることになる。すなわち、直交復調器１１から出力される信号は真ん中のチャネル３０３（搬送波周波数ｆｃ）の信号のみが零周波数の信号に変換されているが、本実施形態ではディジタルダウンコンバータ３１′で所望チャネルの信号のみを零周波数の信号に変換している。
【００７４】
この場合、第２の実施形態および第４の実施形態では、ディジタルダウンコンバータ３１のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに供給する局部発振信号（基準クロック信号）は９０°の位相差を持った直交信号であったのに対し、本実施形態においてはディジタルダウンコンバータ３１′から出力されるＩ，Ｑチャネルの信号の直交性を保つために、ディジタルダウンコンバータ３１′内のディジタルミキサ３２ａ，３２ｂに供給する局部発振信号（基準クロック信号）を同相信号とすることに注意する必要がある。
【００７５】
なお、本発明は上述した実施形態に限られるものでなく、次のように種々変形して実施することが可能である。
（１）例えば、図１、図６、図９、図１１における低域通過フィルタ１２ａ，１２ｂは、システム帯域内の全チャネルの信号を通す必要は必ずしもなく、システム帯域内の一部の不要なチャネルを除去するような機能を備えていてもよい。この場合、直交復調器１１内の局部発振器１４の発振周波数を受信しようとする所望波の近くに設定することが可能であり、これによって図１におけるディジタル信号処理部２２や、図６、図９におけるディジタルダウンコンバータ３１、さらに図１１におけるディジタルダウンコンバータ３１′において、チャネル選択する信号の周波数を低くすることができるため、処理がし易くなるという利点がある。
【００７６】
（２）図１、図６、図９および図１１における低域通過フィルタ１２ａ，１２ｂは、通過域の周波数可変機能を備えていてもよい。これは対象とする無線システムによってシステム帯域が異なる場合に有効である。
【００７７】
（３）図１、図６におけるＡ／Ｄ変換器２１の前段に、必要に応じて直交変調器１６で発生する高調波成分を除去するための比較的広帯域なバンドパスフィルタもしくはローパスフィルタを挿入してもよい。
【００７８】
（４）また、本発明の基本構成をさらに発展させた形態として、アンテナからの受信信号をＡ／Ｄ変換器で直接ディジタル信号に変換した後、直接ディジタル信号処理部に入力し、そのディジタル信号処理部でチャネル選択、復調等の処理を行う構成をとることも可能である。この場合、ディジタル信号処理部にディジタルダウンコンバータの機能を持たせてもよい。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の受信装置では、無線回路部を小型化・低価格化に有利なダイレクトコンバージョン方式とした上で、複数の無線通信システムを収容したシステム帯域の複数チャネルの変調信号を一括してベースバンド信号に直交復調し、この直交ベースバンド信号を低域通過フィルタに通した後、直交変調器で再度中間周波数に周波数変換し、この中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処理部においてチャネル選択とデータ再生を行う。
【００８０】
従って、低域通過フィルタは干渉波除去とＡ／Ｄ変換器に対するアンチエリアジングの機能を持てばよく、チャネル選択に必要な急峻な特性が要求されず、広帯域特性のフィルタを使用でき、また中間周波数を自由に設定できることから、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数や低域通過フィルタの次数を実現容易な範囲に抑えることが可能である。
【００８１】
また、システム帯域の信号を一括してディジタルフィルタで処理してチャネル選択を行うことができるため、チャネル帯域が異なるシステムに対してもフィルタの係数の変更で容易に対応でき、複数チャネルの同時選択も可能である。
【００８２】
さらに、直交復調器および直交変調器内のアナログ局部発振器についても、厳密な周波数管理が不要であるために実現が容易であり、シンセサイザで構成する場合でも特に負担が増すことはない。
【００８５】
さらに、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号を第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル直交変調器でディジタル処理により第１および第２の中間周波数信号に変換し、さらにディジタルダウンコンバータでベースバンド信号に戻してから、ディジタル信号処理部で原データを再生するようにすれば、ディジタルダウンコンバータにチャネル選択機能を持たせることで、ディジタル信号処理部はデータ再生機能のみであればよいためにディジタル信号処理部をＤＳＰで実現する場合に有利となる上、直交変調器がディジタル回路で構成されることにより、アナログ回路部の負担がさらに軽減され、アナログ回路部の経年変化の影響、回路定数のばらつき等の影響を除去することができる。
【００８６】
また、直交復調器からの第１および第２のベースバンド信号を第１および第２の低域通過フィルタをそれぞれ介して第１および第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換した後、ディジタル直交変調器を介さずに直接ディジタルダウンコンバータに入力し、同相の基準クロック信号を用いて周波数変換とチャネル選択を行い、ディジタル信号処理部で原データが再生するようにすれば、直交変調器が不要となることにより回路規模を削減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態におけるディジタル信号処理部の構成例を示すブロック図
【図３】同実施形態におけるアンテナの受信信号の周波数配置を示す図
【図４】同実施形態の受信装置で再周波数変換した後の信号を示す図
【図５】同実施形態の受信装置における直交復調後のベースバンド帯域の信号配置を示す図
【図６】本発明の第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図７】同実施形態におけるディジタル信号処理部の構成例を示すブロック図
【図８】本発明の第３の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の第４の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第２および第４の実施形態の受信装置における直交変調器内の局部発振の発振周波数の好ましい選定法を説明するための信号配置を示す図
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図
【図１２】従来の改良されたダイレクトコンバージョン方式の受信装置の構成を示すブロック図
【図１３】従来の受信装置での直交復調後のベースバンド帯での信号を示す図
【符号の説明】
１０…アンテナ
１１…直交復調器
１２ａ，１２ｂ…ミキサ
１３…π／２移相器
１４…局部発振器
１５ａ，１５ｂ…低域通過フィルタ
１６…直交変調器
１７ａ，１７ｂ…ミキサ
１８…π／２移相器
１９…局部発振器
２０…加算器
２１…Ａ／Ｄ変換器
２２…ディジタル信号処理部
３１，３１′…ディジタルダウンコンバータ
３２ａ，３２ｂ…ディジタルミキサ
３３…ディジタルπ／２移相器
３４…基準クロック発生器
３５ａ，３５ｂ…ディジタルフィルタ
３６…ディジタル信号処理部
４１…ディジタルダウンコンバータ
４２ａ，４２ｂ…ディジタルミキサ
４３…ディジタルπ／２移相器
４４…基準クロック発生器
４５ａ，４５ｂ…ディジタルフィルタ
４６…ディジタル信号処理部
７１，７１ｂ…Ａ／Ｄ変換器
７２…直交変調器
７３ａ，７３ｂ…ディジタルミキサ
７４…π／２移相器
７５…局部発振器
７６…加算器
１０１…ディジタルフィルタ
１０２…復調部
１０３…誤り訂正部
１０４…復号部
２０１…復調部
２０２…誤り訂正部
２０３…復号部
Claims (3)
- 複数チャネルの変調信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信信号をπ／２の位相差を持つ二つの局部発振信号と乗算してπ／２の位相差を持つ第１および第２のベースバンド信号を出力する直交復調器と、
前記第１および第２のベースバンド信号をそれぞれの入力とする第１および第２の低域通過フィルタと、
前記第１および第２の低域通過フィルタの出力信号をディジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号をπ／２の位相差を持つ二つの基準クロック信号と乗算してπ／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２の中間周波数信号を出力するディジタル直交変調器と、
前記ディジタル直交変調器から出力される第１および第２の中間周波数信号をπ／２の位相差を持つ二つの基準クロック信号と乗算してπ／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２のベースバンドを生成し、かつ第１および第２のベースバンド信号から少なくともーつのチャネルの信号を選択して出力するディジタルダウンコンバータと、
前記ディジタルダウンコンバータの出力信号を処理して原データを再生するディジタル信号処理手段
と具備することを特徴とする受信装置 - 複数チャネルの変調信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信信号をπ／２の位相差を持つ二つの局部発振信号と乗算してπ／２の位相差を持つ第１および第２のベースバンド信号を出力する直交復調器と、
前記第１および第２のベースバンド信号をそれぞれの入力とする第１および第２の低域通過フィルタと、
前記第１および第２の低域通過フィルタの出力信号をディジタル信号に変換する第１および第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記第１および第２のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル信号を同相の基準クロック信号と乗算してπ／２の位相差を持つディジタル信号からなる第１および第２のベースバンド信号を生成し、かつ第１および第２のディジタル信号から少なくともーつのチャネルの信号を選択して出力するディジタルダウンコンバータと、
前記ディジタルダウンコンバータの出力信号を処理して原データを再生するデイジタル信号処理手段
と具備することを特徴とする受信装置。 - 前記第１および第２の低域通過フィルタは、干渉波除去と前記Ａ／Ｄ変換器に対するアンチエリアジング機能を有することを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19171898A JP3545606B2 (ja) | 1998-03-04 | 1998-07-07 | 受信装置 |
| US09/262,104 US6334051B1 (en) | 1998-03-04 | 1999-03-04 | Direct conversion receiver with wide band analog frequency conversion front end and digital demodulating and selecting back end |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5216898 | 1998-03-04 | ||
| JP10-52168 | 1998-03-04 | ||
| JP19171898A JP3545606B2 (ja) | 1998-03-04 | 1998-07-07 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11317777A JPH11317777A (ja) | 1999-11-16 |
| JP3545606B2 true JP3545606B2 (ja) | 2004-07-21 |
Family
ID=26392787
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19171898A Expired - Fee Related JP3545606B2 (ja) | 1998-03-04 | 1998-07-07 | 受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6334051B1 (ja) |
| JP (1) | JP3545606B2 (ja) |
Families Citing this family (54)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6049770A (en) * | 1996-05-21 | 2000-04-11 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Video and voice signal processing apparatus and sound signal processing apparatus |
| US6804497B2 (en) | 2001-01-12 | 2004-10-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods |
| JP3615099B2 (ja) * | 1999-06-28 | 2005-01-26 | 株式会社東芝 | 受信機 |
| US6631170B1 (en) * | 1999-12-03 | 2003-10-07 | Nokia Corporation | Radio frequency receiver |
| DE19960559A1 (de) * | 1999-12-15 | 2001-07-05 | Infineon Technologies Ag | Empfangsvorrichtung für winkelmodulierte Signale |
| US7327775B1 (en) * | 1999-12-23 | 2008-02-05 | Nokia Corporation | CDMA receiver |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US4653117A (en) | 1985-11-18 | 1987-03-24 | Motorola, Inc. | Dual conversion FM receiver using phase locked direct conversion IF |
| JPH0936768A (ja) * | 1995-07-13 | 1997-02-07 | Sony Corp | 受信用ｉｃおよびスーパーヘテロダイン受信機 |
| US5903825A (en) * | 1996-06-27 | 1999-05-11 | Motorola, Inc. | Digital FM receiver back end |
| US6134430A (en) * | 1997-12-09 | 2000-10-17 | Younis; Saed G. | Programmable dynamic range receiver with adjustable dynamic range analog to digital converter |
-
1998
- 1998-07-07 JP JP19171898A patent/JP3545606B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-04 US US09/262,104 patent/US6334051B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6334051B1 (en) | 2001-12-25 |
| JPH11317777A (ja) | 1999-11-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040406 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040408 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080416 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100416 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100416 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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