JPH0466405B2 - - Google Patents
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- JPH0466405B2 JPH0466405B2 JP62045039A JP4503987A JPH0466405B2 JP H0466405 B2 JPH0466405 B2 JP H0466405B2 JP 62045039 A JP62045039 A JP 62045039A JP 4503987 A JP4503987 A JP 4503987A JP H0466405 B2 JPH0466405 B2 JP H0466405B2
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- Japan
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- circuit
- variable capacitance
- capacitor
- tuning circuit
- capacitance diode
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Description
〔発明の産業上の利用分野〕
本発明は、AMラジオ受信機のフロントエンド
部の高周波同調回路及び局部発振回路に同調素子
として可変容量ダイオードを用いた電子同調回路
に関するものであり、殊にAMステレオ受信機の
電気同調回路に好適なものであつて、トラツキン
グエラーを広域に渡つて低減できるものである。 〔従来の技術〕 一般的なAM受信機の電子同調回路の例を第７
図に基づき説明する。図に於いて、１は高周波同
調回路、２は局部発振回路である。可変電圧源４
からPLLシンセサイザー方式等により発生する
同調電圧VTが、端子３から抵抗R10、R11を介し
て高周波同調回路１と局部発振回路２に供給さ
れ、所望の周波数に同調が取られる。高周波同調
回路１は、同調用コイルL10に並列にトリマーコ
ンデンサC10、コンデンサCS10が接続され、それ
らの接続点にコンデンサCP10が接続され、その他
端に可変容量ダイオードD10が接続されている。
コンデンサCP10は、直流バイアス電流を阻止する
為のコンデンサである。又、局部発振回路２は発
振用コイルL11の一端にパデング・コンデンサ
CP11が接続され、その他端と発振用コイルL11の
他端間にトリマーコンデンサC11、コンデンサ
CS11、可変容量ダイオードD11が並列接続されて
いる。 一般に、AM受信機では、電子同調回路の部品
を個々に他の増幅回路等と共にプリント基板に実
装した後に電子同調回路のトリマーコンデンサや
コイルのインダクタンスを調整してトラツキング
調整をなされるが、トラツキングエラーが論理的
に発生する問題点がある。即ち、スーパーヘテロ
ダイン受信機では、その局部発振回路は、受信周
波数に対して中間周波数（450KHz）分だけ高い
周波数で発振している。その為にMW帯（522K
Hz〜1629KHz）を受信する為には、局部発振回路
では、発振周波数を972KHz〜2079KHzまで変化
させる必要がある。周波数の変化比を比較してみ
ると、高周波同調回路１の周波数の可変比A1は、
次のようである。 A1＝1629／522＝3.12 ……(1) それに対して、局部発振回路２の周波数の可変
比A2は、 A2＝2079／972＝2.14 ……(2) となる。 (1)と(2)式から明らかなように高周波同調回路１
と局部発振回路２の周波数変化比が異なつてお
り、局部発振回路２の方が、周波数の可変比が小
さいことが分かる。一方、高周波同調回路１と局
部発振回路２に用いられる可変容量ダイオード
は、通常等容量の特性のものが用いられる。この
ような事から周波数の可変比が一致しない為に、
トラツキングエラーを低減するのが困難であつ
た。通常、600KHz、1000KHz、及び1400KHzの３
点でトラツキングエラーが零となるようにトラツ
キング調整されている。 更に、第６図と第７図に基づき説明すれば、第
７図の内、局部発振回路２からパデング・コンデ
ンサCP11を外した場合のトラツキングエラーは、
第６図イの如き曲線となる。又第７図の内、局部
発振回路２が発振用コイルL11と可変容量ダイオ
ードD11とパデング・コンデンサCP11で構成され
ている場合は、第６図ロの如きトラツキングエラ
ーが発生する。これらを合成した従来の電子同調
回路では、このような受信周波数帯域の低域と高
域のみを調整する方法であるので、第６図ハの如
きトラツキングエラーが生じることになる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のAM受信機では、通常、プリント基板に
フロントエンド部の電子部品が実装された後にト
ラツキング調整がなされていた。従つて、不確定
要素である浮遊容量等が影響して最後の調整工程
でトラツキングエラーが管理限界を外れる場合が
あり、プリント基板に実装された全ての部品を破
棄しなければならないか、或いは不良の部品を交
換して再度トラツキング調整を行う必要があつ
た。上述のようにトラツキング調整の為の部品が
多く、従つて、調整工数が多く掛かり製造原価を
高価なものとする欠点があつた。 又、従来のAM受信機では、トラツキング調整
を行つたとしても、理論上3KHz〜10KHzとトラ
ツキングエラーが生じるのでAMステレオ受信機
のように広帯域に渡つてトラツキングエラーを低
減しなければならないものには、従来の電子同調
回路では、ステレオ分離度が悪く、歪みが発生す
る等の欠点があり、改善の余地があつた。 〔発明の目的〕 本発明のAM受信機の電子同調回路は、上述の
如き欠点を解消する為になされたもので、その主
な目的は部品点数を削減して、広帯域（500KHz
〜1700KHz）に渡つてトラツキングエラーを低減
できる電子同調回路を提供するにある。 本発明の他の目的は、トラツキング調整箇所を
低減したAM受信機の電子同調回路を提供するに
ある。 本発明の更に他の目的は、改善されたバイアス
回路からなるAM受信機の電子同調回路を提供す
るにある。 〔発明の実施例〕 本発明のAM受信機の電子同調回路について第
１図乃至第６図に基づき説明する。 第１図に於いて、高周波同調回路１は複同調回
路からなる同調用コイルL1、L1に対して夫々並
列にコンデンサC1が接続され、同調用コイルL1
とコンデンサC1との接続点に夫々可変容量ダイ
オードD1が接続されており、それらの共通接続
されたカソードに抵抗R1を介して同調電圧VTが
供給されている。又、局部発振回路２は、局部発
振コイルL0の一端にパデイング・コンデンサCP0
が接続され、その他端と接地間に可変容量ダイオ
ードD2が接続され、可変容量ダイオードD2とパ
デイング・コンデンサCP0の接続点に並列接続さ
れた可変容量ダイオードD3とコンデンサCS2が接
続され、それらに直列にコンデンサCS1が接続さ
れ、可変容量ダイオードD3のアノードはバイア
ス抵抗R3を介し接地されている。可変電圧源４
からは、抵抗R1、R2を介して同調電圧VTが夫々
高周波同調回路１と局部発振回路２に供給され
る。通常、可変電圧源４は、プログラム信号に基
づいてPLLシンセサイザー回路を介して所定の
同調電圧VTを供給している。 又、第２図は、高周波同調回路１が第１図の場
合と異なり、同調用コイルL1に並列に同調用コ
ンデンサC1が接続され、同調用コイルL1と同調
用コンデンサC1との接続点にコンデンサCP1が接
続され、その他端と接地間に可変容量ダイオード
D1が接続されている。第２図の如く高周波同調
回路１は、第１図に限定されることなく種々のも
のが用いられ得る。 又、本発明に係る電子同調回路の局部発振回路
２は、以下に説明するように種々の変形例があ
る。 上記の第１図乃至第２図の局部発振回路におい
て、抵抗R2は高周波に対し高インピーダンスの
位置に接続されている。回路が極端な高インピー
ダンスになると異状発振を起こすおそれがあり適
当なインピーダンスにする必要がある。第３図
は、一端が接地された発振用コイルL0にパデン
グ・コンデンサCP0が接続され、その他端に可変
容量ダイオードD2とコンデンサCS1が接続され、
コンデンサCS1の他端と可変容量ダイオードD2の
カソード間に可変容量ダイオードD3とコンデン
サCS2が並列接続され、可変容量ダイオードD2、
D3とコンデンサCS2の共通接続点が、コンデンサ
C2を介して交流的に接地され、その接続点に抵
抗R2を介して同調電圧VTが供給される。抵抗R3、
R4はバイアス抵抗であり、可変容量ダイオード
D2、D3のアノードに夫々接続され、抵抗R3、R4
の他端は接地されている。 第４図の実施例は、第３図と異なりパデイン
グ・コンデンサCP0が発振コイルL0の接地側に接
続され、他は第３図の実施例と同じである。 第５図の参考例は、第３図の実施例のバイパス
コンデンサC2がパデイング・コンデンサCP0と兼
用された形状となつており、且つ可変容量ダイオ
ードD2は、発振用コイルL0を介して接地されて
いる為にバイアス抵抗がR4のみとなつており、
部品数の低減が図られている。 第３図乃至第５図に示すように、可変容量ダイ
オードのバイアス抵抗及び同調電圧VTの供給位
置等は、受信機の回路等に応じて種々の形態が取
り得、受信機に応じてバランスの取れた電子同調
回路とすることができる利点がある。 又、第３図乃至第５図の実施例では、可変容量
ダイオードのバイアス抵抗が発振コイルに対し並
列接続でなく、局部発振回路に対し直列接続され
ている。従つて、局部発振回路内にバイアス抵抗
が接続されていないので、バイアス抵抗の端子間
に発生する浮遊容量の低減がなされる為にトラツ
キングエラーの低減に効果的である。 さて、本発明のAM受信機の電子同調回路は、
受信帯域を大きく三つに区分してトラツキングエ
ラーを低減しようとするものであり、従来のよう
に受信周波数の特定の３点でトラツキング調整を
行うことなく、受信周波数の低減は主にパデイン
グ・コンデンサCP0で、中域はコンデンサCS1によ
つて改善し、高域は主にコンデンサCS2と可変容
量ダイオードD3によつて改善しようとするもの
である。即ち、従来のように定められた特定の３
点でトラツキングエラーを零とするように電子同
調回路の回路定数を設定するものでなく、受信帯
域を三分割して受信帯域の全域でトラツキングエ
ラーを低減して略零するように回路定数を設定す
るものである。 本発明の電子同調回路は、局部発振回路の発振
用コイルに対して直列に接続されたコンデンサ
が、並列に接続されたコンデンサより低減の受信
周波数に対して影響が大であることに着目してな
されている。従つて、可変容量ダイオードD3と
並列に接続されたコンデンサCS2とこれらと直列
に接続されたコンデンサCS1を一つの合成容量CS
と考えると、合成容量CSは、発振用コイルL0に
対して並列に接続されているので、直列に接続さ
れたパデイング・コンデンサCP0に比べて高域で
の影響が大きく、パデイング・コンデンサCP0は
低域の受信周波数に対して影響が大きい。一方、
合成容量CSで考えると、可変容量ダイオードD3
に対してコンデンサCS2が並列に接続され、コン
デンサCS1が直列に接続されている。従つて、受
信周波数の中域がコンデンサCS1、高域がコンデ
ンサCS2の影響が大となる。このような考え方に
基づき回路定数が定められており、第１図の実施
例の場合の回路定数の一例を表１、２に示す。
部の高周波同調回路及び局部発振回路に同調素子
として可変容量ダイオードを用いた電子同調回路
に関するものであり、殊にAMステレオ受信機の
電気同調回路に好適なものであつて、トラツキン
グエラーを広域に渡つて低減できるものである。 〔従来の技術〕 一般的なAM受信機の電子同調回路の例を第７
図に基づき説明する。図に於いて、１は高周波同
調回路、２は局部発振回路である。可変電圧源４
からPLLシンセサイザー方式等により発生する
同調電圧VTが、端子３から抵抗R10、R11を介し
て高周波同調回路１と局部発振回路２に供給さ
れ、所望の周波数に同調が取られる。高周波同調
回路１は、同調用コイルL10に並列にトリマーコ
ンデンサC10、コンデンサCS10が接続され、それ
らの接続点にコンデンサCP10が接続され、その他
端に可変容量ダイオードD10が接続されている。
コンデンサCP10は、直流バイアス電流を阻止する
為のコンデンサである。又、局部発振回路２は発
振用コイルL11の一端にパデング・コンデンサ
CP11が接続され、その他端と発振用コイルL11の
他端間にトリマーコンデンサC11、コンデンサ
CS11、可変容量ダイオードD11が並列接続されて
いる。 一般に、AM受信機では、電子同調回路の部品
を個々に他の増幅回路等と共にプリント基板に実
装した後に電子同調回路のトリマーコンデンサや
コイルのインダクタンスを調整してトラツキング
調整をなされるが、トラツキングエラーが論理的
に発生する問題点がある。即ち、スーパーヘテロ
ダイン受信機では、その局部発振回路は、受信周
波数に対して中間周波数（450KHz）分だけ高い
周波数で発振している。その為にMW帯（522K
Hz〜1629KHz）を受信する為には、局部発振回路
では、発振周波数を972KHz〜2079KHzまで変化
させる必要がある。周波数の変化比を比較してみ
ると、高周波同調回路１の周波数の可変比A1は、
次のようである。 A1＝1629／522＝3.12 ……(1) それに対して、局部発振回路２の周波数の可変
比A2は、 A2＝2079／972＝2.14 ……(2) となる。 (1)と(2)式から明らかなように高周波同調回路１
と局部発振回路２の周波数変化比が異なつてお
り、局部発振回路２の方が、周波数の可変比が小
さいことが分かる。一方、高周波同調回路１と局
部発振回路２に用いられる可変容量ダイオード
は、通常等容量の特性のものが用いられる。この
ような事から周波数の可変比が一致しない為に、
トラツキングエラーを低減するのが困難であつ
た。通常、600KHz、1000KHz、及び1400KHzの３
点でトラツキングエラーが零となるようにトラツ
キング調整されている。 更に、第６図と第７図に基づき説明すれば、第
７図の内、局部発振回路２からパデング・コンデ
ンサCP11を外した場合のトラツキングエラーは、
第６図イの如き曲線となる。又第７図の内、局部
発振回路２が発振用コイルL11と可変容量ダイオ
ードD11とパデング・コンデンサCP11で構成され
ている場合は、第６図ロの如きトラツキングエラ
ーが発生する。これらを合成した従来の電子同調
回路では、このような受信周波数帯域の低域と高
域のみを調整する方法であるので、第６図ハの如
きトラツキングエラーが生じることになる。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のAM受信機では、通常、プリント基板に
フロントエンド部の電子部品が実装された後にト
ラツキング調整がなされていた。従つて、不確定
要素である浮遊容量等が影響して最後の調整工程
でトラツキングエラーが管理限界を外れる場合が
あり、プリント基板に実装された全ての部品を破
棄しなければならないか、或いは不良の部品を交
換して再度トラツキング調整を行う必要があつ
た。上述のようにトラツキング調整の為の部品が
多く、従つて、調整工数が多く掛かり製造原価を
高価なものとする欠点があつた。 又、従来のAM受信機では、トラツキング調整
を行つたとしても、理論上3KHz〜10KHzとトラ
ツキングエラーが生じるのでAMステレオ受信機
のように広帯域に渡つてトラツキングエラーを低
減しなければならないものには、従来の電子同調
回路では、ステレオ分離度が悪く、歪みが発生す
る等の欠点があり、改善の余地があつた。 〔発明の目的〕 本発明のAM受信機の電子同調回路は、上述の
如き欠点を解消する為になされたもので、その主
な目的は部品点数を削減して、広帯域（500KHz
〜1700KHz）に渡つてトラツキングエラーを低減
できる電子同調回路を提供するにある。 本発明の他の目的は、トラツキング調整箇所を
低減したAM受信機の電子同調回路を提供するに
ある。 本発明の更に他の目的は、改善されたバイアス
回路からなるAM受信機の電子同調回路を提供す
るにある。 〔発明の実施例〕 本発明のAM受信機の電子同調回路について第
１図乃至第６図に基づき説明する。 第１図に於いて、高周波同調回路１は複同調回
路からなる同調用コイルL1、L1に対して夫々並
列にコンデンサC1が接続され、同調用コイルL1
とコンデンサC1との接続点に夫々可変容量ダイ
オードD1が接続されており、それらの共通接続
されたカソードに抵抗R1を介して同調電圧VTが
供給されている。又、局部発振回路２は、局部発
振コイルL0の一端にパデイング・コンデンサCP0
が接続され、その他端と接地間に可変容量ダイオ
ードD2が接続され、可変容量ダイオードD2とパ
デイング・コンデンサCP0の接続点に並列接続さ
れた可変容量ダイオードD3とコンデンサCS2が接
続され、それらに直列にコンデンサCS1が接続さ
れ、可変容量ダイオードD3のアノードはバイア
ス抵抗R3を介し接地されている。可変電圧源４
からは、抵抗R1、R2を介して同調電圧VTが夫々
高周波同調回路１と局部発振回路２に供給され
る。通常、可変電圧源４は、プログラム信号に基
づいてPLLシンセサイザー回路を介して所定の
同調電圧VTを供給している。 又、第２図は、高周波同調回路１が第１図の場
合と異なり、同調用コイルL1に並列に同調用コ
ンデンサC1が接続され、同調用コイルL1と同調
用コンデンサC1との接続点にコンデンサCP1が接
続され、その他端と接地間に可変容量ダイオード
D1が接続されている。第２図の如く高周波同調
回路１は、第１図に限定されることなく種々のも
のが用いられ得る。 又、本発明に係る電子同調回路の局部発振回路
２は、以下に説明するように種々の変形例があ
る。 上記の第１図乃至第２図の局部発振回路におい
て、抵抗R2は高周波に対し高インピーダンスの
位置に接続されている。回路が極端な高インピー
ダンスになると異状発振を起こすおそれがあり適
当なインピーダンスにする必要がある。第３図
は、一端が接地された発振用コイルL0にパデン
グ・コンデンサCP0が接続され、その他端に可変
容量ダイオードD2とコンデンサCS1が接続され、
コンデンサCS1の他端と可変容量ダイオードD2の
カソード間に可変容量ダイオードD3とコンデン
サCS2が並列接続され、可変容量ダイオードD2、
D3とコンデンサCS2の共通接続点が、コンデンサ
C2を介して交流的に接地され、その接続点に抵
抗R2を介して同調電圧VTが供給される。抵抗R3、
R4はバイアス抵抗であり、可変容量ダイオード
D2、D3のアノードに夫々接続され、抵抗R3、R4
の他端は接地されている。 第４図の実施例は、第３図と異なりパデイン
グ・コンデンサCP0が発振コイルL0の接地側に接
続され、他は第３図の実施例と同じである。 第５図の参考例は、第３図の実施例のバイパス
コンデンサC2がパデイング・コンデンサCP0と兼
用された形状となつており、且つ可変容量ダイオ
ードD2は、発振用コイルL0を介して接地されて
いる為にバイアス抵抗がR4のみとなつており、
部品数の低減が図られている。 第３図乃至第５図に示すように、可変容量ダイ
オードのバイアス抵抗及び同調電圧VTの供給位
置等は、受信機の回路等に応じて種々の形態が取
り得、受信機に応じてバランスの取れた電子同調
回路とすることができる利点がある。 又、第３図乃至第５図の実施例では、可変容量
ダイオードのバイアス抵抗が発振コイルに対し並
列接続でなく、局部発振回路に対し直列接続され
ている。従つて、局部発振回路内にバイアス抵抗
が接続されていないので、バイアス抵抗の端子間
に発生する浮遊容量の低減がなされる為にトラツ
キングエラーの低減に効果的である。 さて、本発明のAM受信機の電子同調回路は、
受信帯域を大きく三つに区分してトラツキングエ
ラーを低減しようとするものであり、従来のよう
に受信周波数の特定の３点でトラツキング調整を
行うことなく、受信周波数の低減は主にパデイン
グ・コンデンサCP0で、中域はコンデンサCS1によ
つて改善し、高域は主にコンデンサCS2と可変容
量ダイオードD3によつて改善しようとするもの
である。即ち、従来のように定められた特定の３
点でトラツキングエラーを零とするように電子同
調回路の回路定数を設定するものでなく、受信帯
域を三分割して受信帯域の全域でトラツキングエ
ラーを低減して略零するように回路定数を設定す
るものである。 本発明の電子同調回路は、局部発振回路の発振
用コイルに対して直列に接続されたコンデンサ
が、並列に接続されたコンデンサより低減の受信
周波数に対して影響が大であることに着目してな
されている。従つて、可変容量ダイオードD3と
並列に接続されたコンデンサCS2とこれらと直列
に接続されたコンデンサCS1を一つの合成容量CS
と考えると、合成容量CSは、発振用コイルL0に
対して並列に接続されているので、直列に接続さ
れたパデイング・コンデンサCP0に比べて高域で
の影響が大きく、パデイング・コンデンサCP0は
低域の受信周波数に対して影響が大きい。一方、
合成容量CSで考えると、可変容量ダイオードD3
に対してコンデンサCS2が並列に接続され、コン
デンサCS1が直列に接続されている。従つて、受
信周波数の中域がコンデンサCS1、高域がコンデ
ンサCS2の影響が大となる。このような考え方に
基づき回路定数が定められており、第１図の実施
例の場合の回路定数の一例を表１、２に示す。
【表】
（但し、可変容量ダイオードD1乃至D3の容量は、
447.4pF乃至28.0pFの範囲で可変され得るものが
良い。）
447.4pF乃至28.0pFの範囲で可変され得るものが
良い。）
【表】
さて、本発明の電子同調回路のトラツキングエ
ラーについて以下に説明する。 仮に、MW帯（522KHz〜1629KHz）を受信す
る為には、可変容量ダイオードD1〜D3の容量が、
30〜380pFの容量変化が必要であつて、そのとき
の局部発振回路２の容量を求め、発振周波数の変
化比を求める。局部発振回路２の発振用コイル
L0の端子間から見た合成容量をC0とすると、次
のような式で表される。 C0＝CP0（D2＋CS）／CP0＋D2＋CS ……(3) CS＝CS1（D3＋CS2）／CS1＋D3＋CS2 ……(4) （但し、D2、D3は可変容量ダイオードの容量を
示し、CSは可変容量ダイオードD3とコンデンサ
CS1、CS2の合成容量である。） さて、可変容量ダイオードD2、D3の容量が、
最小と最大の値である30pFと384pFのときの発振
周波数f1を求める。発振周波数f1は、簡易的に次
式のように求められる。 可変容量ダイオードD2、D3が30pFであると、
合成容量CSは、(4)式から約37.71pFと求められる。
従つて、発振コイルL0の端子間から見た容量C0
は、(3)式から約62.77pFとなる。発振用コイルL0
の浮遊容量が5pF程度として、このときの発振周
波数f1 naxを(5)式から求めると、約2184.5KHzと
なる。一方、可変容量ダイオードD2、D3が
384pFであると、合成容量CSは(4)式から約
92.62pFと求められる。従つて、発振用コイルL1
の端子間から見た容量C0は、(3)式から約
305.48pFとなる。発振用コイルL0の浮遊容量を
5pFとして、同様に(5)式から発振周波数f1 naxを
求めると、約1018.5KHzと求められる。従つて、
同調周波数の変化比は、次のようになる。 f1 nax／f1 nio＝2184.5／1018.5≒2.14……
(6) (6)式から明らかなように第１図の実施例による
電子同調回路による局部発振回路の周波数の変化
比は、(2)式で求められた周波数の変化率約2.14と
等しい値となり、トラツキングエラーが略零であ
ることを意味している。 更に、本発明のAM受信機の電子同調回路のト
ラツキングエラーについて、第６図に基づき説明
する。第６図ニ〜チは、第１図の電子同調回路に
異なつた回路定数をもつた部品を用いた場合のト
ラツキングエラーの発生状態を図示したものであ
る。局部発振回路２の可変容量ダイオードD2、
D3に同調電圧VTを印加することによつて、発振
周波数f0が変動し、高周波同調回路１の受信周波
数をf1とすると、トラツキングエラーfEは、次式
のような関係式で表すことができる。 fE＝f0−f1−450KHz ……(7) 表１の回路定数をもつ回路とトラツキングエラ
ーfEは、(7)式の関係式に基づいて発生し、そのト
ラツキングエラーfEを第６図ヘに図示した。第６
図ヘから本発明の電子同調回路のトラツキングエ
ラーfEは、従来のものと比較して受信周帯域の全
般にわたつて、トラツキングエラーが低減されて
いることが明らかである。 高周波同調回路１及び局部発振回路２の各部品
定数の誤差による影響を表３、４に基づき説明す
る。表３、４の回路定数は、表１のものに対し、
バデイング・コンデンサCP0、発振用コイルL0が
±１％、コンデンサCS1、CS2が±２％の許容範囲
に設定されたものであり、加え表４は高周波同調
回路１のコンデンサC1の回路定数を±２％に設
定したものである。更に、表３は２点調整のもの
で、表４は１点調整のものである。 表３のニの回路定数は、高周波同調回路１の発
振用コイルL1と同調用コンデンサC1を600KHzと
1400KHzの２点でトラツキングエラーを零に調整
したもので、そのトラツキングエラー曲線は第６
図のニに示した。又、表３のホの回路定数の場合
は、第６図のホの如きトラツキングエラー曲線と
なる。 又、高周波同調回路１の発振用コイルL1のみ
を600KHzのトラツキング調整点のみで調整する
ことによつて、表４のトの如く回路定数を設定す
れば第６図のトの如きトラツキングエラー曲線と
なり、表４のチの如く回路定数を設定すれば第６
図のチの如きトラツキングエラー曲線となる。
ラーについて以下に説明する。 仮に、MW帯（522KHz〜1629KHz）を受信す
る為には、可変容量ダイオードD1〜D3の容量が、
30〜380pFの容量変化が必要であつて、そのとき
の局部発振回路２の容量を求め、発振周波数の変
化比を求める。局部発振回路２の発振用コイル
L0の端子間から見た合成容量をC0とすると、次
のような式で表される。 C0＝CP0（D2＋CS）／CP0＋D2＋CS ……(3) CS＝CS1（D3＋CS2）／CS1＋D3＋CS2 ……(4) （但し、D2、D3は可変容量ダイオードの容量を
示し、CSは可変容量ダイオードD3とコンデンサ
CS1、CS2の合成容量である。） さて、可変容量ダイオードD2、D3の容量が、
最小と最大の値である30pFと384pFのときの発振
周波数f1を求める。発振周波数f1は、簡易的に次
式のように求められる。 可変容量ダイオードD2、D3が30pFであると、
合成容量CSは、(4)式から約37.71pFと求められる。
従つて、発振コイルL0の端子間から見た容量C0
は、(3)式から約62.77pFとなる。発振用コイルL0
の浮遊容量が5pF程度として、このときの発振周
波数f1 naxを(5)式から求めると、約2184.5KHzと
なる。一方、可変容量ダイオードD2、D3が
384pFであると、合成容量CSは(4)式から約
92.62pFと求められる。従つて、発振用コイルL1
の端子間から見た容量C0は、(3)式から約
305.48pFとなる。発振用コイルL0の浮遊容量を
5pFとして、同様に(5)式から発振周波数f1 naxを
求めると、約1018.5KHzと求められる。従つて、
同調周波数の変化比は、次のようになる。 f1 nax／f1 nio＝2184.5／1018.5≒2.14……
(6) (6)式から明らかなように第１図の実施例による
電子同調回路による局部発振回路の周波数の変化
比は、(2)式で求められた周波数の変化率約2.14と
等しい値となり、トラツキングエラーが略零であ
ることを意味している。 更に、本発明のAM受信機の電子同調回路のト
ラツキングエラーについて、第６図に基づき説明
する。第６図ニ〜チは、第１図の電子同調回路に
異なつた回路定数をもつた部品を用いた場合のト
ラツキングエラーの発生状態を図示したものであ
る。局部発振回路２の可変容量ダイオードD2、
D3に同調電圧VTを印加することによつて、発振
周波数f0が変動し、高周波同調回路１の受信周波
数をf1とすると、トラツキングエラーfEは、次式
のような関係式で表すことができる。 fE＝f0−f1−450KHz ……(7) 表１の回路定数をもつ回路とトラツキングエラ
ーfEは、(7)式の関係式に基づいて発生し、そのト
ラツキングエラーfEを第６図ヘに図示した。第６
図ヘから本発明の電子同調回路のトラツキングエ
ラーfEは、従来のものと比較して受信周帯域の全
般にわたつて、トラツキングエラーが低減されて
いることが明らかである。 高周波同調回路１及び局部発振回路２の各部品
定数の誤差による影響を表３、４に基づき説明す
る。表３、４の回路定数は、表１のものに対し、
バデイング・コンデンサCP0、発振用コイルL0が
±１％、コンデンサCS1、CS2が±２％の許容範囲
に設定されたものであり、加え表４は高周波同調
回路１のコンデンサC1の回路定数を±２％に設
定したものである。更に、表３は２点調整のもの
で、表４は１点調整のものである。 表３のニの回路定数は、高周波同調回路１の発
振用コイルL1と同調用コンデンサC1を600KHzと
1400KHzの２点でトラツキングエラーを零に調整
したもので、そのトラツキングエラー曲線は第６
図のニに示した。又、表３のホの回路定数の場合
は、第６図のホの如きトラツキングエラー曲線と
なる。 又、高周波同調回路１の発振用コイルL1のみ
を600KHzのトラツキング調整点のみで調整する
ことによつて、表４のトの如く回路定数を設定す
れば第６図のトの如きトラツキングエラー曲線と
なり、表４のチの如く回路定数を設定すれば第６
図のチの如きトラツキングエラー曲線となる。
【表】
本発明のAM受信機の電子同調回路は、第６図
に図示されるように500KHzから1700KHzの受信
帯域に於いて、トラツキングエラーを略零とする
ことが可能である。従つて、AMステレオ受信機
に用いられた場合は、ステレオ分離度の改善や歪
みの問題点が解消することのできる優れた電子同
調回路を提供することができる。又、トラツキン
グ調整点が、従来３点であつたものが、２点或い
は１点に低減できる為、調整工数を削減すること
が可能であり、製造原価を低減することができる
優れたものである。 又、本発明のAM受信機の電子同調回路は、一
般に用いられている発振用コイルに並列接続され
いるトリマーコンデンサを用いることなしに電子
同調回路を形成することが可能であり、表１、２
の如き回路定数によつて高周波同調回路及び局部
発振回路を構成することにより、トラツキングエ
ラーを低減から高域にわたつて略零にすることが
可能である。即ち、本発明のAM受信機の電子同
調回路にあつては、実質無調整も可能であり、
又、トリマーコンデンサを用いることなく、チツ
プコンデンサが使用できる為に、電子同調回路の
形状を小型に形成することが可能であり、安価な
AM受信機の電気同調回路を提供できる副次的効
果を有する。 又、局部発振回路の発振コイルに対してバイア
ス抵抗が並列に接続されることなく、局部発振回
路に対して直列に接続される為に浮遊容量の発生
が低減されるので、トラツキング調整が容易とな
る効果を有する。 さらに又、バイアス抵抗が局部発振回路の可変
容量ダイオードに夫々接続され接地されているの
で、個々に抵抗値を選択することにより、全域に
おいて安定した発振が得られる高周波インピーダ
ンスに設定することができる。
に図示されるように500KHzから1700KHzの受信
帯域に於いて、トラツキングエラーを略零とする
ことが可能である。従つて、AMステレオ受信機
に用いられた場合は、ステレオ分離度の改善や歪
みの問題点が解消することのできる優れた電子同
調回路を提供することができる。又、トラツキン
グ調整点が、従来３点であつたものが、２点或い
は１点に低減できる為、調整工数を削減すること
が可能であり、製造原価を低減することができる
優れたものである。 又、本発明のAM受信機の電子同調回路は、一
般に用いられている発振用コイルに並列接続され
いるトリマーコンデンサを用いることなしに電子
同調回路を形成することが可能であり、表１、２
の如き回路定数によつて高周波同調回路及び局部
発振回路を構成することにより、トラツキングエ
ラーを低減から高域にわたつて略零にすることが
可能である。即ち、本発明のAM受信機の電子同
調回路にあつては、実質無調整も可能であり、
又、トリマーコンデンサを用いることなく、チツ
プコンデンサが使用できる為に、電子同調回路の
形状を小型に形成することが可能であり、安価な
AM受信機の電気同調回路を提供できる副次的効
果を有する。 又、局部発振回路の発振コイルに対してバイア
ス抵抗が並列に接続されることなく、局部発振回
路に対して直列に接続される為に浮遊容量の発生
が低減されるので、トラツキング調整が容易とな
る効果を有する。 さらに又、バイアス抵抗が局部発振回路の可変
容量ダイオードに夫々接続され接地されているの
で、個々に抵抗値を選択することにより、全域に
おいて安定した発振が得られる高周波インピーダ
ンスに設定することができる。
第１図は、電子同調回路の例を示す回路図、第
２図は、電子同調回路の他の例を示す回路図、第
３図乃至第４図は、本発明にかかる局部発振回路
の実施例を示す回路図、第５図は参考例の回路
図、第６図は、本発明と従来の電子同調回路の比
較を説明する為の図、第７図は、従来の電子同調
回路の例を示す回路図である。 １：高周波同調回路、２：局部発振回路、３：
同調電圧の供給される端子、４：可変電圧源。
２図は、電子同調回路の他の例を示す回路図、第
３図乃至第４図は、本発明にかかる局部発振回路
の実施例を示す回路図、第５図は参考例の回路
図、第６図は、本発明と従来の電子同調回路の比
較を説明する為の図、第７図は、従来の電子同調
回路の例を示す回路図である。 １：高周波同調回路、２：局部発振回路、３：
同調電圧の供給される端子、４：可変電圧源。
Claims (1)
- １ 可変容量ダイオードを具える高周波同調回路
並びに発振用コイルと、該発振用コイルに直列接
続されたパデイングコンデンサを介して接続され
ている容量素子群を具えた局部発振回路からなる
AM受信機の電子同調回路において、該容量素子
群が、該発振用コイルに並列接続されている第１
の可変容量ダイオード、該第１の可変容量ダイオ
ードのカソードにカソードを共通接続した第２の
可変容量ダイオード、該第１と第２の可変容量ダ
イオードのアノード間に接続された第１の固定容
量素子および該第２の可変容量ダイオード並列接
続された第２の固定容量素子とからなり、該第１
と第２の可変容量ダイオードのアノードに夫々一
端が接続され他端が接地されたバイアス用抵抗を
介して接地するとともに、該第１と第２の可変容
量ダイオードのカソードに一端が接続された固定
容量素子を介して接地され、かつ該第１と第２の
可変容量ダイオードのカソードに前記高周波同調
回路の可変容量ダイオードに印加された同調電圧
と同じ電圧が抵抗を介して印加されるようになさ
れた局部発振回路からなることを特徴とする。
AM受信機の電子同調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4503987A JPS63211913A (ja) | 1987-02-27 | 1987-02-27 | Ａｍ受信機の電子同調回路 |
| US07/113,519 US4847572A (en) | 1986-10-30 | 1987-10-28 | Electronic tuning circuit for AM receiver |
| DE19873736548 DE3736548A1 (de) | 1986-10-30 | 1987-10-28 | Elektronische abstimmschaltung fuer einen am-empfaenger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4503987A JPS63211913A (ja) | 1987-02-27 | 1987-02-27 | Ａｍ受信機の電子同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63211913A JPS63211913A (ja) | 1988-09-05 |
| JPH0466405B2 true JPH0466405B2 (ja) | 1992-10-23 |
Family
ID=12708216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4503987A Granted JPS63211913A (ja) | 1986-10-30 | 1987-02-27 | Ａｍ受信機の電子同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63211913A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102013818B (zh) | 2009-12-23 | 2013-03-13 | 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 | 超宽输入范围开关电源以及对交流电压降压变换的方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007048901A (ja) | 2005-08-09 | 2007-02-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 可変容量ダイオード |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63114310A (ja) * | 1986-10-30 | 1988-05-19 | Toko Inc | 電子同調回路 |
-
1987
- 1987-02-27 JP JP4503987A patent/JPS63211913A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102013818B (zh) | 2009-12-23 | 2013-03-13 | 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 | 超宽输入范围开关电源以及对交流电压降压变换的方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63211913A (ja) | 1988-09-05 |
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Legal Events
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