JPH0467361B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、超短波ないしマイクロ波用コムライ
ン型帯域通過ろ波器の製法に関するものである。

従来、同軸型共振器を用いて成る帯域通過ろ波
器は、インタデイジタル型帯域通過ろ波器又は孔
結合型帯域通過ろ波器が主として用いられている
が、インタデイジタル型帯域通過ろ波器は共振器
の共振素子が逆極性を以て交互に配設され、共振
周波数微調用の螺子の外端が筐体の上壁及び下壁
から交互に外側へ突出しているので、形状が比較
的複雑大型となるのみならず、設計製作に際して
理論値と実験値との間の誤差が大なるため、一々
実験的に確かめて誤差を補正する必要があり、多
くの時間と労力を要する欠点がある。

孔結合型帯域通過ろ波器は結合孔の穿設加工等
を要するため、筐体の製作コストが高くなるばか
りでなく、調整に多くの時間と労力を要する欠点
がある。

コムライン型帯域通過ろ波器は比較的小型で製
作コストが低廉なると共に、調整も比較的容易で
あるが、次のような欠点を有する。

第１図は、従来の同軸型共振器より成るコムラ
イン型帯域通過ろ波器の一例を示す断面図（第２
図のＢ−Ｂ断面図）、第２図は、第１図のＡ−Ａ
断面図、第３図はその等価回路図で、１は電磁シ
ールド用筐体、２は棒状導体より成る共振素子、
３は棒状導体より成る入出力結合回路素子、４は
入出力同軸端子、５は負荷容量を形成する電極板
で、この帯域通過ろ波器においては共振素子２の
軸長を共振波長のほぼ1/8に選び、各共振素子の
開放端に取付けた電極板５と筐体１間の静電容量
によつて共振を図ると共に、段間結合容量C₁₂，
C₂₃，……によつて共振素子間を結合するように
構成してある。

然るに、電極板５と筐体１間に形成される負荷
容量は比較的大なる値を必要とするため、電極板
５と筐体１間の各間〓が狭くなつて耐圧特性が劣
化し、又、周囲温度の変化に基づく電極板５と筐
体１間の間〓の大きさの変化に応じてその間に形
成される静電容量が大幅に変化し、安定良好な電
気的特性が得られない等の欠点を有し、例えば送
信用大電力帯域通過ろ波器等には極めて不適であ
る。

又、前記のように電界結合によつて共振素子間
を結合するように構成しているので、共振素子と
筐体間に誘電体を介在せしめて誘電体共振器を形
成した場合には、誘電体の誘電率に応じて段間結
合係数が変るため、設計が困難となる。

本発明は、耐圧特性に優れ、周囲温度の変化の
影響を受けることなく安定良好な電気的特性を有
し、大電力用等に好適なると共に、共振器を誘電
体共振器を以て形成した場合でも誘電率の影響が
少なく、設計製作の容易な超短波ないしマイクロ
波用コムライン型帯域通過ろ波器の製法を実現す
ることを目的とする。

第４図は、本発明製法を説明するための図、即
ち、本発明によつて形成されるコムライン型帯域
通過ろ波器の一例を示す断面図（第５図のＢ−Ｂ
断面図）、第５図は、第４図のＡ−Ａ断面図で、
１は電磁シールド用筐体、２₁ないし２_oは棒状導
体より成る共振素子（ｎは帯域通過ろ波器の次
数）、３₀及び３_o+1は入出力結合回路素子、４₀及
び４_o+1は入出力同軸端子である。

そして、筐体１の横幅Ｗ及び共振素子２₁ない
し２_oの直径ｄが共振波長に較べて小（例えば直
径ｄが共振波長の1/20ないし1/10程度）なる場合
には、共振素子２₁ないし２_oの軸長を電気長で共
振波長の1/4に形成し、筐体１の横幅Ｗ及び共振
素子２₁ないし２_oの直径ｄが共振波長に対して比
較的大なる場合には、共振素子２₁ないし２_oの軸
長を電気長で共振波長の1/4よりも適当に短くし
て各共振素子の機械的自由端を電気的に開放状態
に保つように形成する。

第６図は、第４図及び第５図に示した帯域通過
ろ波器の等価回路図で、R₁ないしR_oは共振素子
２₁ないし２_oと筐体１とより成る共振器回路、
M_1.2，M_2.3，……M_(o-1).oは磁界結合係数、C_0.1及
びC_o.(o+1)は入出力結合容量である。

このように構成した帯域通過ろ波器においては
初段共振素子２₁に共振電流が流れると、共振素
子２₁と筐体１の間にTEMモード波が発生し、そ
の磁界成分が、共振素子２₁と２₂の間における筐
体１にとつて形成されると共に筐体１の横幅Ｗに
よつて遮断波長λ_cの定まるカツトオフ導波管部を
励振し（素子２₁がプローブ、即ち、アンテナと
なつて励振が行われる）、結果的に第７図に示す
電界成分Ｅと第８図に示す磁界成分Ｈを有する
H₁₁モード波となり、次段の共振素子２₂を励振
する。

以下、同様にして信号の伝送が行われる。

上記カツトオフ導波管部におけるH₁₁モード波
の遮断波長λ_cは、第１図ないし第３図に示した従
来のコムライン型BPFと同様(1)式で求められる。

λ_c＝2W√_s ……(1) 又、共振素子間のリアクタンス損失Lcは、第
１図ないし第３図に示した従来のコムライン型帯
域通過ろ波器においては(2)式で求めているが、本
発明者が各種寸法の試作品について繰返し基礎実
験を行い、その実測データを分析検討した結果、
共振素子の近くに電磁界の乱れが生じており、こ
の乱れの影響はこれを無視し得ないものであるこ
とを初めて確かめることが出来、この新発見事実
に基づいて共振素子間のリアクタンス損失Lcを
表わす式として新たに(3)式を提案することとし
た。

共振素子の近くに生じている電磁界の乱れ及び
この乱れの影響を無視して成る(2)式に比し、本発
明者が新たに提案した(3)式の方が、より正確に共
振素子間のリアクタンス損失Lcを表わすことが
出来る。

Lc＝54.6／λ_c〔１−（λ_c／λ〕²｝^1/2＝54
.6／2W｛１−〔2W√ε_s／λ〕²｝^1/2（dB）……(2) Lc＝54.6（Cd−0.3d）／λ_c｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2＝
54.6（Cd−0.3d）／2W｛１−〔2W√ε_s／λ〕²｝^1/2（d
B）……(3) 但し、上記各式において、 ε_s：筐体１と共振素子間に介在する材質で定まる
値で、空気の場合にはε_s≒１、固体誘電体の場
合は、その比誘電率である。

λ：伝送信号の自由空間波長 Cd：隣接対向する共振素子の中心間隔 共振素子間を伝送する信号のリアクタンス損失
Lcから共振素子間の磁界結合係数M_1.2，M_2.3，
……M_(o-1).o（まとめてＭで表わす）を求めること
が出来るが、磁界の強さは共振電流の大きさに比
例するので、各共振素子間のリアクタンス損失
Lcと磁界結合係数Ｍの間には、次式の関係が成
立する。

Lc＝−20logM ……(4) 筐体１の横幅Ｗ、共振素子相互の中心間隔Cd、
共振素子の直径ｄ、共振素子と筐体間に介在する
材質で定まるε_s及び伝送信号の波長λを与える
と、(3)式ないし(5)式から磁界結合係数Ｍを求める
ことが出来、磁界結合係数Ｍを与えると、(3)式な
いし(5)式から共振素子相互の中心間隔Cdを求め
ることが出来る。

次に、分布定数型帯域通過ろ波器を設計する場
合には、基準化低域通過ろ波器の幾何係数を求
め、これを基にして帯域通過ろ波器の回路定数を
定めて所要の伝送特性を得るのが一般の設計手法
で、以下、第９図に等価回路図を、第１０図（横
軸は伝送周波数ｆ、縦軸は減衰量ATT、f_cは遮
断周波数）に伝送特性の曲線図を示すようなチエ
ビシエフ型基準化低域通過ろ波器を幾何係数を基
にして、通過域がチエビシエフ特性で、減衰域が
ワグナ特性を呈する帯域通過ろ波器を得る場合に
つき説明する。

まず、帯域通過ろ波器の設計上許容される通過
帯域内における電圧定在波比（VSWR）をＳと
すると、通過帯域内における許容リツプルLar
は、次式で表される。

Lar＝10log（Ｓ＋１）²／4S（dB） ……(6) 上式からLarを求めると共に、回路次数ｎを定
め、(7)式から幾何係数g₁を求め、(8)式から幾何係
数g₂ないしg_oを求める。

g₁＝2a₁／γ ……(7) g_k＝4a_k-1・a_k／b_k-1・g_k-1（ｋ＝２、３、…ｎ）…
…(8) 上式において、 a_k＝sin（2k−１）π／2n（ｋ＝１、２、…ｎ） ……(9) γ＝sinh〔β／2n〕 ……(10) β＝ln〔cothLar／17.37〕 ……(11) b_k＝γ²＋sin²〔kπ／ｎ〕（ｋ＝１、２、…ｎ） ……(12) 尚、第９図においてR_Lは負荷抵抗で、回路次
数ｎが奇数の場合、R_L＝１、ｎが偶数の場合に
は、 R_L＝coth²〔β／４〕である。

第６図に示した磁界結合係数M_1.2，M_2.3，……
M_(o-1).oを、まとめてM_k.(k+1)で表わし、各幾何係
数を、まとめてg_kで表わすと、帯域通過ろ波器を
構成する共振器の特性インピーダンスZ_0cは、共
振素子の各中心間隔に無関係で、筐体１の横幅Ｗ
及び共振素子の直径ｄで定まるからM_k.(k+1)は、 M_k.(k+1)＝〔４／g_k・g_k+1〕^1/2Bwr／f₀ ……(13) （ｋ＝１、２、……ｎ） で表わされる。

但し、 Bwr：許容リツプルLarを与える通過帯域幅 f₀：帯域通過ろ波器の中心周波数 共振素子２₁と２₂間のリアクタンス損失を
Lc_1.2、共振素子２₂と２₃間のリアクタンス損失を
Lc_2.3，……、共振素子２_o-1と２_o間のリアクタン
ス損失をLc_(o-1).oとし、これをまとめてLc_k.(k+1)と
表わすと共に、共振素子２₁と２₂の中心間隔を
Cd_1.2、共振素子２₂と２₃の中心間隔をCd_2.3，…
…、共振素子２_o-1と２_oの中心間隔をCd_(o-1).oと
し、これをまとめてCd_k.(k+1)と表わすと、(3)式か
ら、 Cd_k.(k+1) ＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η ……(14) 但し、 ｋ＝１、２、……ｎ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ＝｛１−〔2W√ε_s／λ〕²｝^1/2 ……(15) λ＝300／ｆ（ＧHz）＝300000／ｆ（ＭHz） ……(16) 又、(4)式、(5)式及び(6)式から、次式が得られ
る。

Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1)＝−20log［〔４／g
_k・g_k+1〕^1/2Bwr／f₀］……(17) (17)式のBwr及びf₀に所要値を代入すると共に、
(7)式及び(8)式から求めた幾何係数g₁ないしg_o各値
を(17)式に代入して各段間のリアクタンス損失
Lc_k.(k+1)を求め、このLc_k.(k+1)の値を(14)式に代入す
ると共に、共振素子の直径ｄ、筐体１の横幅（共
振器の幅）Ｗ、比誘電率ε_s、遮断波長λ_c及び伝送
信号の波長の各設定値を(14)式に代入して各隣接共
振素子毎の中心間隔Cd_k.(k+1)を求め、共振素子２₁
ないし２_oの実際の各中心間隔を(14)式から得られ
たCd_k.(k+1)に一致せしめることにより、本発明に
よつて形成される帯域通過ろ波器に伝送特性を前
記の伝送特性とすることが出来る。

他の伝送特性を得る場合にも同様の手法によつ
て目的を達することが出来る。

通過帯域をチエビシエフ特性、減衰域をワグナ
特性となす本発明製法によつて形成される帯域通
過ろ波器の伝送特性は、次式で表わされる。

ATT ＝10log［１＋（Ｓ＋１）²／4ST² _o(x)］ ……(19) 上式において、 ATT：減衰量（dB） T_o(x)はチエビシエフの多項式で、 Ｘ＜１の場合、 T_o(x)＝cos（ｎ cos^-1x） ……(20) Ｘ＞１の場合、 T_o(x)＝cosh（ｎ cosh^-1x） ……（21） ｘ＝f₀／Bwr〔ｆ／f₀−f₀／ｆ〕 ……（22） 第１１図は、本発明によつて形成され、上記特
性を有する帯域通過ろ波器の特性曲線図で、横軸
は伝送周波数ｆ（ＭHz）、縦軸は減衰量ATT
（dB）、f_H及びf_Lは許容リツプルLarを与える通過
帯域幅Bwrの上限及び下限周波数である。

以上は、最も基本的な段間結合構成であるが、
この構成では例えば負荷Ｑが高い場合、共振素子
の中心間隔が大となつて実装設計上不利となるお
それがある。

第１２図は、このような欠点を除き得る本発明
製法の一例によつて形成される帯域通過ろ波器の
要部を示す断面図（第１３図のＢ−Ｂ断面図）、
第１３図は、第１２図のＡ−Ａ断面図で、６₁₁及
び６₂₁ないし６_1(o-1)及び６_2(o-1)は絞りで、各上
縁、各外側縁及び各下縁を隣接対向する共振素子
間における筐体１の上壁、側壁及び底壁に密着せ
しめる（多少間〓があつても差支えない）と共に
共振素子の軸方向に平行で、筐体１の側壁に直角
に取付けてある。

第１３図には例えば共振素子２₁と２₂の間に絞
り６₁₁と６₂₁を対向して設けた場合を例示してあ
るが、何れか一方を省いて第１４図に示すよう
に、例えば６₁₁ないし６_1(o-1)を片側に設けるよう
にしてもよく、何れの場合にも絞りの上縁は必ず
しも筐体１の上壁に密着せしめなくともよい。

今、第４図及び第５図に示したように、絞りを
設けていない場合の負荷Ｑと、第１２図ないし第
１４図示のように、絞りを設けた場合の負荷Ｑと
が互いに一致するように共振素子２₁ないし２_oの
各中心間隔を調整した場合、絞りを設けた場合の
中心間隔をCdi_k.(k+1)、各共振素子間におけるリア
クタンス損失をLci_k.(k+1)、各共振素子間における
磁界結合係数をMi_k.(k-1)とすると、これらの関係
は次式で表わされる。

Lci_k.(k+1) ＝54.6（Cdi_k.(k+1)−0.3d／2W ……（23） Lci_k.(k+1)＝−20logMi_k.(k+1) ……（24） ηは(15)式及び(16)式で与えられる。

（25）式のMi_k.(k+1)と(18)式のM_k.(k+1)及び筐体１
の横幅（共振器の幅）Ｗから絞り幅Ｄは、次式か
ら近似的に求められる。

Ｄ≒M_k.(k+1)／Mi_k.(k+1)Ｗ ……（26） 上式から得られた絞り幅Ｄの値が
Ｗ／２より小なる場合には第１３図のように両側に
絞りを設け、Ｄの値がW/2より大なる場合には第
１４図のように片側にのみ絞りを設けるようにす
ればよい。

以上は誘導性の絞りを設けた場合を例示した
が、第１５図に要部断面図（第１６図のＢ−Ｂ断
面図）を、第１６図に第１５図のＡ−Ａ断面図を
示すように、共振素子２₁ないし２_oの各対向中間
部における筐体１の底壁、即ち、共振素子の接地
側の筐体壁と側壁に接触せしめて絞り６₁ないし
６_o-1を設けた場合には、帯域通過ろ波器の矩形
導波管部におけるH₁₁モード波の電界エネルギー
が絞りと筐体１の上壁間に集中蓄積され、容量性
の絞りとして作用する。

したがつて、共振素子間の磁界結合量（誘導性
結合量）が容量性絞りの打消し作用を受けて結合
が密になる。

第１２図ないし第１４図について説明した実施
例によつて形成される帯域通過ろ波器において
は、誘導性の絞り幅を調整することにより結合度
を疎ならしめ得るから、高負荷Ｑの帯域通過ろ波
器の形成に好適である。

これに対して第１５図及び第１６図について説
明した実施例によつて形成される帯域通過ろ波器
においては、容量性絞りにより結合を密ならしめ
得るから、低負荷Ｑの帯域通過ろ波器の形成に好
適であるが、何れの実施例においても共振素子２
_１ないし２_oの各中心間隔、筐体１の長さ及び幅を
一定に保つて絞り幅により段間結合度を自在に調
整し得るので、設計製作上有利なばかりでなく、
伝送特性を良好ならしめることが出来る。

第１７図は、結合調整素子の他の例を示す要部
断面図（第１８図のＢ−Ｂ断面図）、第１８図は、
第１７図のＡ−Ａ断面図で、７₁ないし７_o-1は結
合調整螺子で、共振素子２₁ないし２_oの各中間部
における筐体１の上壁、即ち、共振素子の開放端
に対向する筐体壁に設けた螺子孔に螺合せしめ、
筐体外からの操作によつて螺子の筐体内への挿入
長を自在に調整し得るように形成してある。

図には共振素子の各中間部に１個ずつの螺子を
取付けた場合を例示してあるが、各中間部に適宜
複数個ずつの螺子を取付けてもよく、筐体の上壁
から共振素子と平行に螺子を取付ける代りに、共
振素子２₁ないし２_oの各対向間〓における筐体１
の側壁上部、即ち、共振素子２₁ないし２_oの各開
放端に近い部分の側壁から共振素子と直角方向に
螺子を挿入してもよく、一方の側壁から螺子を筐
体内に挿入する代りに、両側壁から螺子を挿入す
るようにしてもよい。

共振素子間における筐体１の部分はカツトオフ
導波管として作用するから、この部分に結合調整
螺子を設けるときは、第１９図に示すように、結
合調整螺子７₁又は７₂ないし７_o-1の筐体内への
挿入長に応じてこの螺子に電界Ｅが集中して電界
強度が強くなり、電界強度が強くなるのに応じて
磁界強度も増して磁界結合が密になる。

したがつて、帯域通過ろ波器の設計に当つて筐
体の寸法の許す範囲で負荷Ｑの最も高い状態、即
ち、磁界結合係数が最小となるように共振素子の
各間隔を定め、結合調整螺子を筐体外から操作し
て、その挿入長を変化せしめることにより、磁界
結合係数を適宜大ならしめて所要の負荷Ｑとなす
と共に、各共振素子の開放端と対向して取付けた
周波数調整螺子（図には示していないが従来公知
のものと全く同様の構成である。）を筐体外から
操作することにより任意の周波数において任意の
負荷Ｑとなすことが可能となる。

即ち、形状寸法の等しい帯域通過ろ波器を設計
製作し、筐体外からの調整操作により任意の周波
数において任意の負荷Ｑを有せしめ得る。

第２０図は、本発明の他の実施例によつて形成
される帯域通過ろ波器の要部を示す断面図（第２
１図のＢ−Ｂ断面図）、第２１図は、第２０図の
Ａ−Ａ断面図で、この実施例においては共振素子
２₁ないし２_oの各対向間〓に、第１２図ないし第
１４図について説明した絞り６₁₁ないし６_2(o-1)を
設けると共に、第１７図及び第１８図に示した結
合調整螺子７₁ないし７_o-1を取付けたもので、共
振素子、絞り及び結合調整螺子の各結合作用を組
合わせて利用し得るから、帯域通過ろ波器を小型
化して負荷Ｑの大きさにほとんど関係なく帯域通
過ろ波器の筐体の標準化を可能ならしめることが
出来る。

即ち、筐体の横幅及び全長を一定にして各種伝
送特性の帯域通過ろ波器を構成することが出来、
結合調整螺子の調整を筐体外から行い得るから調
整が容易で、短時間で良好な電気的特性を得るこ
とが出来る。

第２２図もまた絞り及び結合調整螺子を併せ設
ける実施例によつて形成される帯域通過ろ波器の
要部を示す断面図（第２３図のＢ−Ｂ断面図）、
第２３図は、第２２図のＡ−Ａ断面図で、この帯
域通過ろ波器においては容量性の絞り６₃₁ないし
６_3(o-1)を筐体１の上壁に密着して設けると共に、
共振素子２₁ないし２_oの開放端に近い筐体１の側
壁上部から結合調整螺子７₁ないし７_o-1を共振素
子と直角方向に挿入したもので、絞り及び結合調
整螺子を共に電界の強い部分に設けてあるから、
第１５図及び第１６図に示した帯域通過ろ波器に
較べて電界の集中度が大となり、それだけ結合を
密になし得るので特に負荷Ｑの低い帯域通過ろ波
器を構成する場合に好適である。

第２４図もまた本発明の他の実施例によつて形
成される帯域通過ろ波器の要部断面図（第２５図
のＢ−Ｂ断面図）、第２５図は、第２４図のＡ−
Ａ断面図で、この帯域通過ろ波器においては共振
素子２₁ないし２_oの対向間〓に共振素子と平行な
方向、即ち、カツトオフ導波管部におけるH₁₁モ
ード波の電界成分と平行な方向に誘導性短絡棒８
₁₁，８₂₁ないし８_1(o-1)，８_2(o-1)を設けたもので、
結合調整作用は誘導性絞りとほぼ同様である。

図には、２本の誘導性短絡棒を設けた場合を例
示してあるが、１本又は２本以上適宜本数を設け
て差支えなく、設置本数、設置位置及び直径に応
じて結合量が定まる。

誘導性短絡棒を設けると同時に、共振素子の対
向間〓における筐体の上壁に容量性結合調整螺子
７₁ないし７_o-1を取付け、その挿入長を筐体外か
ら調整することにより誘導性短絡棒の誘導性結合
量を自在に調整変化せしめて良好な電気的特性を
得ることが出来ると共に、帯域通過ろ波器を小型
で経済的に製作することが出来る。

尚、容量性結合調整螺子は、共振素子の対向間
〓における筐体上壁の出来るだけ中央部に取付け
ることにより結合調整機能を高めることが出来
る。

次に、本発明製法において用いる入出力結合回
路について説明する。

第４図及び第５図に示した帯域通過ろ波器にお
いては、入出力結合回路素子３₀及び３_o+1を共振
素子２₁ないし２_oに対して逆極性を以て配設して
あるが、本発明者の実験研究結果によれば、この
場合における結合は電界結合と磁界結合の合成で
あつて、電界結合係数をM_E、磁界結合係数を
M_M、両者の合成結合係数をM_EMとすると、M_EM
は次式で与えられる。

１／M_EM＝１／M_E＋１／M_M ……（27） logM_E ＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝……（28
） logM_E ＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝……（29
） Cd_0.1：入出力結合回路素子３₀と共振素子２₁との
中心間隔 η：(15)式及び(16)式で与えられる。

上記理論式から結合係数を一律的に求めること
は困難で、したがつて、上記各式からCd_0.1を求
めることも困難であるから、第２６図を併用して
所要の結合係数を求めるのが実際的である。

同図において、横軸はCd_0.1／Ｗ（mm）、縦軸は
M_EM、M_E又はM_Mの大きさであるが、まず、所要
の伝送周波数ｆ、伝送波長λ、筐体１の横幅Ｗ、
入出力結合回路素子３₀と共振素子２₁の中心間隔
Cd_0.1を与えて、（28）式及び（29）式から結合係
数M_E及びM_Mの大きさを求め、第２６図からM_E
及びM_Mの合成値M_EMに対応するCd_0.1／Ｗを求め
てCd_0.1を算出する。

入出力結合回路素子３_o+1と共振素子２_o側の構
成は、素子３₀及び素子２₁側と全く同様に構成す
るのが一般であるから、上記のようにして求めら
れたCd_0.1は、そのまま素子３_o+1及び素子２_oの中
心間隔となる。

この入出力結合回路の結合は、上記のように電
界結合と磁界結合の合成であるが、結果において
は第６図に示すように容量結合となり、又、この
入出力結合回路の構成は、本発明によつて形成さ
れる帯域通過ろ波器を用いて分波器を構成する場
合等に好都合な場合が多い。

第４図及び第５図における入出力結合回路素子
３₀及び３_o+1を結合コンデンサのような集中定数
回路素子又は共振素子２₁及び２_oと各別に対向し
て分布容量を形成する電極板等を以て形成し、第
６図示のように入出力結合回路を容量結合型に構
成した場合、入出力結合容量C_0.1及びC_o.(o+1)を幾
何係数g₁及びg_o等を用いて表わすと、 １／X_0.1＝１／X_o.(o+1)＝４／g₁・g_o〔Z₀／Z_0c〕^1/2
Bwr／f₀ ……（30） x_0.1＝x_o.(o+1)＝X_0.1／Z₀＝X_o.(o+1)／Z₀ ＝１／Z₀ω₀C_0.1 ……（31） C_0.1＝C_o.(o+1)＝１／Z₀ω₀x_0.1 ……（32） 上記各式において、 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス、即ち、帯域通
過ろ波器の特性インピーダンスZ₀によるC_0.1の
正規化キヤパシタンス x_o.(o+1)：C_o.(o+1)の基準化リアクタンス、即ち、帯
域通過ろ波器の特性インピーダンスZ₀による
C_o.(o+1)の正規化キヤパシタンス X_0.1：帯域通過ろ波器の中心角周波数ω₀における
C_0.1のリアクタンス X_o.(o+1)：帯域通過ろ波器の中心角周波数ω₀にお
けるC_o.(o+1)のリアクタンス Z_0c：帯域通過ろ波器を構成する共振器の特性イ
ンピーダンス 第２７図に示すように、入出力結合回路素子３
_０及び３_o+1を共振素子２₁及び２_oと同極性を以て
設けた場合には、第２８図に等価回路図を示すよ
うに、磁界結合型の入出力結合回路が構成され
る。

尚、第２７図及び第２８図における他の符号
は、第４図及び第６図と同様である。

この帯域通過ろ波器における入出力結合量、即
ち、帯域通過ろ波器を構成する共振器の特性イン
ピーダンスZ_0cにおける結合係数M_0.1及びM_o.(o+1)
は、 M_0.1＝M_o.(o+1) ＝４／g₁・g_o〔Z_0c／Z₀〕^1/2Bwr／f₀ ……（33） で求めることが出来る。

又、筐体１の横幅がＷの場合における入出力結
合回路素子３₀及び３_o+1と共振素子２₁及び２_oよ
り成る入出力結合変成器の結合損失をLw_0.1及び
Lw_o.(o+1)とすると、 Lw_0.1＝Lw_o.(o+1) ＝−20logM_0.1（dB） ……（34） となり、素子３₀と２₁の中心間隔Cd_0.1及び素子２
_ｏと３_o+1の中心間隔Cd_o.(o+1)は、次式で求められ
る。

Cd_0.1＝Cd_o.(o+1) ＝0.3d＋2W Lw_0.1／54.6η ……（35） ηは、(15)式及び(16)式で与えられる値である。

第２９図は、本発明の他の実施例によつて形成
される帯域通過ろ波器の要部を示す断面図（第３
０図のＢ−Ｂ断面図）、第３０図は、第２９図の
Ａ−Ａ断面図で、この帯域通過ろ波器において
は、入出力結合回路素子３₀及び３_o+1（３_o+1は図
示していないが３₀と同様の構成である）をスト
リツプラインを以て形成したもので、その幅、厚
さ、各対向する共振素子２₁及び２_oと各中心間隔
等をマイクロ波回路における理論計算によつて求
めるのは困難であるが、実験的には所要寸法を比
較的容易に求めることが可能である。

この実施例によつて形成される帯域通過ろ波器
のように、入出力結合回路素子としてストリツプ
ラインを用いるときはスペースフアクタが良好
で、全体を小型かつ経済的に形成することが出
来、比較的大電力、低損失の帯域通過ろ波器を構
成し得るから、分波器を構成する場合等に特に効
果的である。

尚、第２９図及び第３０図における他の符号
は、第４図及び第５図と同様である。

第３１図もまた本発明の他の実施例によつて形
成される帯域通過ろ波器の要部断面図（第３２図
のＢ−Ｂ断面図）、第３２図は、第３１図のＡ−
Ａ断面図で、この帯域通過ろ波器においては、入
出力結合回路素子３₀及び3_o+1（3_o+1は図示してい
ないが３_Oと同様の構成である）を細線を以て形
成したもので、その直径、共振素子２₁及び2_oと
の各中心間隔等を理論的に算出するのは容易では
ないが、実験的には比較的容易に所要寸法を求め
ることが出来る。

この実施例によつて形成される帯域通過ろ波器
における細線は、前実施例によつて形成される帯
域通過露器におけるストリツプラインに較べて電
力容量が小であるが、一般の通信機又は分波器等
に用いる帯域通過ろ波器の入出力結合回路素子と
しては十分な電力容量を有し、帯域通過ろ波器全
体を小型かつ経済的に形成し得ると共に、ストリ
ツプラインに較べて入手が容易で、取付け調整も
容易である。

第３１図及び第３２図における他の符号は、第
４図及び第５図と同様である。

第２９図ないし第３２図に示した帯域通過ろ波
器においては、ストリツプライン又は細線より成
る入出力結合回路素子を共振素子と逆極性に設け
て入出力結合回路を容量結合型に形成したが、入
出力結合回路素子を共振素子と同極性を以て設け
ることにより磁界結合型の入出力結合回路を形成
することが出来る。

第３３図は、本発明の他の実施例によつて形成
される帯域通過ろ波器を示す要部断面図（第３４
図のＢ−Ｂ断面図）、第３４図は、第３３図のＡ
−Ａ断面図で、この帯域通過ろ波器においては、
入出力結合回路素子３₀及び3_o+1（3_o+1は図示して
いないが3_Oと同様の構成である）をループを以て
形成して磁界結合回路を形成したもので、他の符
号は第４図及び第５図と同様である。

この帯域通過ろ波器における入出力磁界結合係
数M_0.1及びM_o.(o+1)は、次式で近似的に与えられ
る。

M_0.1＝M_o.(o+1) ≒〔ｆ・S_q・μ₀・cosθ₀／rZ₀〕^1/2 ……（36） ｆ：伝送周波数（Hz） S_q：入出力結合ループが磁束を切る面積（m²） μ₀：真空の透磁率で、μ₀＝4π×10^-7（ヘンリ／ｍ） ｒ：ループの中心と、ループと対向する共振素子
の中心軸との間隔（ｍ） θ₀：ループ位置の電気角で、θ₀＝ｌ／λ／４90° ｌ：筐体１の底壁からループの中心までの高さ 入出力磁界係合係数M_0.1及びM_o.(o+1)を調整す
るには、ループの中心とループと対向する共振素
子の中心軸との間隔ｒ及びループが磁束を切る面
積S_qを調整する必要があり、ループが薄板より成
る場合には面積S_qを変えることは容易であるが、
結合電力容量が大でループが厚板より成る場合に
は面積S_qを微細に調整するのは容易ではない。

このような場合には、第３５図に断面を示すよ
うな回転型ループを用いることにより、入出力磁
界結合係数を微細に調整することが出来る。

同図において、１は筐体、４₀は入出力同軸端
子で、外部導体９、内部導体１０、絶縁体１１よ
り成り、筐体１の端壁に穿つた取付け孔内に外部
導体９の基部を回転自在に挿入してある。１２は
リング状の抑え金具で、その内周面に設けた溝部
に、外部導体９の基部外周に設けた鍔状突起を緩
く嵌合してある。３₀はループより成る入出力結
合回路素子で、その内端を内部導体１０の内端に
止め螺子１３等により固定し、ループの外端を外
部導体９の基部に溶着等によつて固着してある。
止め螺子１４を緩めて入出力同軸端子４₀を中心
軸の周りに回転せしめると、ループ３₀もまた端
子４₀と一体になつて回転し、止め螺子１４を締
付けると、リング状抑え金具１２の内周面に設け
た溝部の内面が鍔状突起に圧着して入出力同軸端
子４₀及びループ３₀を任意の回転角において固定
する。

したがつて、第３６図イに第３３図と同様の断
面図を、ロ図にイ図のＡ−Ａ断面図を示すよう
に、共振素子２₁の中心軸方向に対するループ３₀
の回転角をθrとすると、θr＝０の場合における入
出力磁界結合係数がM_0.1であるから、任意の回転
角θrにおける入出力磁界結合係数Mr_0.1は、 Mr_0.1＝M_0.1cosθr ……（37） となり、ループが磁束を切る面積の微細調整を容
易に行うことが出来る。

以上の各実施例によつて形成される帯域通過ろ
波器においては、すべて共振素子２₁ないし２_oを
一列に配設しているため全体の形状が横長となり
実装設計上不利な場合がある。

又、有極型伝送特性となす場合にも、２個又は
その整数倍の個数の共振素子を隔てた共振素子相
互を副結合するに当つて、同軸ケーブル又はスト
リツプライン及びこれらの伝送線路と共振素子間
を結合するループ又は容量素子等を必要とするた
め、副結合回路が比較的複雑長大となる。

第３７図は、このような欠点をも除き得る本発
明製法によつて形成される帯域通過ろ波器を示す
断面図（第３８図のＢ−Ｂ断面図）、第３８図は、
第３７図のＡ−Ａ断面図で、１は電磁シールド用
筐体、１５は導体より成る隔壁で、この隔壁によ
つて筐体１内をコの字型に仕切つてある。２₁，
…２_n，２_n+1，…２_oは棒状導体より成る共振素
子で、コの字型に仕切られた筐体１内にコの字型
に配設してある。３₀及び３_o+1は入出力結合回路
素子、４₀及び４_o+1は入出力同軸端子である。

この帯域通過ろ波器においても筐体１の側壁と
隔壁１５の間隔Ｗ及び共振素子２₁ないし２_oの直
径ｄが共振波長に対して比較的小なる場合には、
共振素子２₁ないし２_oの軸長を電気長で共振波長
の1/4に選び、幅Ｗ及び直径ｄが共振波長に対し
て比較的大なる場合には、共振素子２₁ないし２_o
の軸長を電気長で共振波長の1/4よりも適当に短
く形成する。

共振素子間の基本的な結合作用も折返し部分の
結合作用、即ち、共振素子２_nと２_n+1間の結合作
用を除いて第４図及び第５図に示した帯域通過ろ
波器と全く同様である。

折返し部分における共振素子２_nと２_n+1との間
は、第３９図に示すように、隔壁１５の端部によ
つて電磁界が乱されるため正確な物理的検討を行
うこと、理論計算式を求めること等は困難である
が、第３９図において共振素子２_n及び２_n+1の中
心を連ねる線Ａ−Ａから図面に向つて右側におけ
る電磁界モード（隔壁１５による乱れをほとんど
生じていないと看做される電磁界モード）によつ
て遮断波長が近似的に定まるものと仮定すれば、
Ａ−Ａ線を中心として筐体１の端壁と対称の位置
（１点鎖線で示してある）に壁面を仮想し、この
仮想壁面とＡ−Ａ線間における電磁界モードが、
Ａ−Ａ線の右側における電磁界モードと対称であ
ると仮定することにより、共振素子２_n及び２_n+1
間のリアクタンス損失及び磁界結合係数等を(1)式
ないし(5)式で近似的に求めることが出来る。

共振素子２_nと２_n+1との間隔以外の共振素子間
隔は、第４図及び第５図に示した帯域通過ろ波器
について説明したように、これを変えて磁界結合
係数を調整し得るが、共振素子２_nと２_n+1の中心
間隔はほぼＷに一致し（隔壁１５の厚さだけＷよ
り大となる）、Ｗが定まれば２_nと２_n+1の中心間
隔も自動的に定まり、これを変えることは出来な
いから帯域通過ろ波器の設計上制約を受けること
となる。

この制約を除くために、隔壁１５の端部を第１
４図について説明した誘導性の絞りと看做し、絞
り幅ＤとＷの比を変えることにより共振素子２_n
と２_n+1間の結合度を調整することが出来る。

尚、隔壁１５によつて共振素子２_n-1と２_n+1間
の直接結合及び２_nと２_n+2間の直接結合を防ぐ必
要があるから、絞り幅Ｄには自ら限度があり、し
たがつて、共振素子２_nと２_n+1間の結合度調整
は、前記絞り幅の最大限度における結合度から疎
になる方向への調整に限られることとなる。

今、隔壁１５の端部から成る絞りが存在しない
ものと仮想した場合、即ち、Ｄ＝Ｗと仮想した場
合における共振素子２_nと２_n+1間のリアクタンス
損失Lci_n.(n+1)は、（23）式と同様に、 Lci_n.(n+1)＝27.3η−8.19ｄ／Ｗη……（38） から求めることが出来、求めた値を（24）式ない
し（26）式に代入することにより所要の絞り幅Ｄ
を求めることが出来る。

第４０図に要部断面図を示すように、折返し部
分の中央、即ち、共振素子２_nと２_n+1の対向間〓
の中央における筐体１の上壁から容量性の結合調
整螺子７_nを筐体１内に挿入し、その挿入長を変
えることにより共振素子２_nと２_n+1間の結合度が
密になる方向に結合度を調整し得るから、絞り幅
Ｄによる調整と結合調整螺子７_nによる調整を併
用することにより、他の共振素子相互間の結合度
調整と同様、共振素子２_nと２_n+1間の結合度を自
在に調整することが可能となる。

第４１図は、折返し部分の他の構成を示す断面
図（第４２図のＢ−Ｂ断面図）、第４２図は、第
４１図のＡ−Ａ断面図で、この帯域通過ろ波器に
おいては隔壁１５の端部を筐体１の端壁まで延長
密着せしめて共振素子２_nと２_n+1間を遮蔽し、共
振素子２_nと２_n+1の各中心軸を含む面と隔壁１５
との交線上の一点を中心とする結合孔１６を穿
ち、筐体１の底壁（共振素子の接地側端部に接触
する筐体壁）から結合孔１６の中心までの高さl_H
を伝送信号の任意の高調波、例えば第３高調波の
節から電圧波腹点までの長さに選ぶと、結合孔１
６の周縁に第３高調波電流が流れることなく、し
たがつて、共振素子２_nと２_n+1の間で第３高調波
の結合がなく、ほとんと基本波のみが結合孔１６
を介して結合されることとなるから、高調波特性
の良好な帯域通過ろ波器を構成することが出来
る。

結合孔１６の直径D_Hを定めるには、まず所要
の磁界結合係数をM_n.(n+1)とすると結合サセプタ
ンスb_Ln.(n+1)は、 b_Ln.(n+1)＝１／M_n.(n+1)≒λ（1.12R）²ln1.12R／2r
／〔D³／_H／６〕cosθ ……（39） したがつて、 D_H≒｛6M_n.(n+1)λ（1.12R）²ln1.12R／2r／cosθ｝^1
/3 ……（40） 但し、 Ｒ＝Ｗ／２ ｒ：共振素子の半径 cosθ＝cos2π／λl_H （40）式から求められる結合孔１６の大きさを
適当ならしめることにより、共振素子２_nと２_n+1
の中心間隔を一定に保つた状態で結合度を自在に
調整することが出来る。

次に、第３７図及び第３８図に示した帯域通過
ろ波器における入出力結合回路素子３₀及び3_o+1
もまた第４図及び第５図に示した帯域通過ろ波器
について説明した各種の実施態様をすべてそのま
ま適用実施することが出来、共振素子２_nと２_n+1
間を結合孔１６で結合した場合はこの対向区間を
除くすべての共振素子の対向区間に、又、共振素
子２_nと２_n+1間に結合孔１６を介在せしめること
なく結合を行つた場合にはこの対向区間を含むす
べての共振素子の対向区間に、第４図及び第５図
に示した帯域通過ろ波器の場合と同様、絞り、結
合調整螺子又は誘導性短絡棒の何れか一種の結合
調整素子を介装するか、これらを適宜組合せて介
装することにより結合特性を自在に調整すること
が出来る。

第４図及び第５図に示した帯域通過ろ波器の伝
送特性を基準化低域通過ろ波器の幾何係数を基に
して所要の特性となす手法は、これをそのまま第
３７図及び第３８図に示した帯域通過ろ波器に適
用して所要の伝送特性を得ることが出来る。

然しながら、例えば通過帯域がチエビシエフ特
性で、減衰域がワグナ特性の帯域通過ろ波器は、
有極型帯域通過ろ波器に比して減衰特性が劣るの
で、以下、本発明によつて有極型帯域通過ろ波器
を形成する場合について説明する。

第４３図は、第３７図及び第３８図に示した帯
域通過ろ波器における回路次数を６とすると共
に、有極型特性に形成した一例を示す断面図（第
４４図のＣ−Ｃ断面図）、第４４図は、第４３図
のＡ−Ａ断面図、第４５図は、第４３図のＢ−Ｂ
断面図で、各図において、１は筐体、２₁ないし
２₆は共振素子で、コの字型に配設してある。３₀
及び３₇は入出力結合回路素子、４₀及び４₇は入
出力同軸端子、１５は隔壁、１７は副結合孔で、
共振素子２₁及び２₆の各中心軸を含む平面と隔壁
１５の交線上における適宜の高さの個所にほぼ中
心を有する。副結合孔１７の代りにループ等の誘
導性結合素子を用いてもよい。１８は容量性副結
合素子で、例えばコンデンサ等の集中定数回路素
子又は共振素子２₂との間に結合容量を形成する
対向電極板と、共振素子２₅との間に結合容量を
形成する対向電極板とを接続線を介して接続して
成る分布定数的結合素子より成る。容量性副結合
素子１８は、共振素子２₂及び２₅の各中心軸を含
む平面と隔壁１５の交線上適宜高さの個所にほぼ
中心を有する孔〓を通して、かつ隔壁１５との間
を絶縁を保つて支持されるように形成してある。

第４３図ないし第４５図には回路次数を６に選
んだ場合を例示してあるが、回路次数はこれを適
宜増減し得ること勿論で、又、共振素子の軸長、
折返し部分を含む段間結合構成及び入出力結合回
路素子の構成等は、第４図、第５図、第３７図及
び第３８図に示した帯域通過ろ波器の場合と同様
である。

第４６図は、第４３図ないし第４５図に示した
帯域通過ろ波器の等価回路図で、C₀₁及びC₆₇は入
出力結合容量、R₁ないしR₆は共振回路、M₁₂な
いしM₅₆は段間磁界結合係数、M₁₆は副磁界結合
係数、C₂₅は副結合容量である。

第４６図における共振回路の一区間、例えば
R₁区間は、第４７図のように書換えることが出
来る。

同図において、L_Rは共振回路におけるインダ
クタンス分、C_Rは共振回路における容量分、M_n
は磁期相互インダクタンスである。

第４７図に示した等価回路図は、第４８図のよ
うに共振作用を営む回路部分R_cと、移相回路を
構成する回路部分P_cとに分けることが出来る。

同図において、C_nは等価移相回路の容量で、
他の符号は、第４７図と同様である。

移相回路を構成する回路部分P_cの［Ｆ］マトリ
クスは、 ［Ｆ］＝１ jω₀C_n０ １１ ０jω₀M_n １ ×１ jω₀C_n０ １ ＝１−ω₀ ²M_nC_n jω₀C_njω₀M_n １−ω₀ ²M_nC_n ＝０ ｊ ｊ ０ ……（41） 但し、ω₀M_n≡ω₀C_n≡１ 第４９図に示すように、特性インピーダンスZ₀
及び特性アドミタンスY₀が１で、長さl_Cが電気長
で管内波長λ_gの1/4のケーブルの［Ｆ］マトリク
スは、 ［Ｆ］＝cos ml_C jY₀sin ml_CjZ₀sin ml_C cos ml_C＝０ ｊ ｊ ０
……（42） ml_C＝2π／λ_gl_C＝2π／λ_g・λ_g／４＝π／２……
（43） （41）式において（42）式が成立するようにす
れば、（41）式の右辺はλ_g／４ケーブルと等価と
なり、第４６図は第５０図のように書換えること
が出来る。

同図において、P₁ないしP₇は90°移相回路で、
他の符号は第４６図と同様である。

第５０図におけるａ点及びｄ点間の主回路を伝
送する間に、共振信号は、90°移相回路P₂ないし
P₆において、 ＋90°×５＝＋450° の位相差を生ずるに対し、減衰信号は、共振回路
R₁ないしR₆において、 ±90°×６＝±540° の位相差を生ずると共に、90°移相回路P₂ないし
P₆において、 ＋90°×５＝＋450° の位相差を生ずるから、結果として、 ＋450°±540° の位相差を生ずる。

したがつて、 450°＋540°＝990°−360°×３＝−90° 又は、 450°−540°＝−90° となる。

即ち、減衰信号は、共振周波数より高い周波数
の場合も、低い周波数の場合においても−90°の
位相差を生ずる。

ａ点及びｄ点間は、第４３図及び第４４図に１
７を以て示し、第４６図及び第５０図にM₁₆を以
て示した結合孔又はループによつて副結合（磁界
結合、即ち、電流結合）せしめてあるから、この
副結合素子を介してａ点からｄ点へ伝送される信
号は＋90°の位相差を生じ、ｄ点においては、主
回路を伝送してｄ点に達する減衰信号と副結合素
子を伝送してｄ点に達する減衰信号との間に180°
の位相差を生ずる。

副結合孔１７（又はループ）を介して行われる
共振回路R₁とR₆間の結合量は、帯域通過ろ波器
の負荷Ｑに密接に関連して変化するが、負荷Ｑの
大きさを所要値に定めて、減衰極を生ぜしめよう
とする周波数の信号（以下、減衰極信号と略記す
る）がａ点からｄ点まで主回路を伝送する間に生
ずる減衰量と、副結合素子における結合減衰量と
が互いに等しくなるように副結合孔１７の直径又
はループが磁束を切る面積を定めることにより、
目的の周波数位置に減衰極を生ぜしめることが出
来る。

次に、ｂ点及びｃ点間の主回路を伝送する間に
共振信号は、移相回路P₃ないしP₅において、 ＋90°×３＝＋270° の位相差を生ずるに対し、減衰信号は、共振回路
P₂ないしP₅において、 ±90°×４＝±360° の位相差を生ずると共に、移相回路P₃ないしP₅
において、 ＋90°×３＝＋270° の位相差を生ずるから結果として、 ＋270°±360° の位相差、即ち、 ＋270°＋360°＝＋630°−360°×２＝−90° 又は、 ＋270°−360°＝−90° の位相差を生ずる。

一方、ｂ点とｃ点間に介在せしめた容量性副結
合素子（第４３図及び第４５図の１８）において
は＋90°の位相差を生ずるので、主回路を伝送す
る減衰信号と、容量性副結合素子を伝送する減衰
信号との間にはｃ点において180°の位相差を生ず
る。

したがつて、主回路を伝送する減衰極信号と、
容量性副結合素子を伝送する減衰極信号の各振幅
がｃ点において互いに等しくなるように容量性副
結合素子の結合容量を定めることにより、目的の
周波数位置に減衰極を生ぜしめることが出来る。

尚、第５１図は、結合孔又はループ等より成る
副結合素子１７の等価回路図、第５２図は、容量
性副結合素子１８の等価回路図で、それぞれの
［F_L］及び［F_C］マトリクスは、 ［F_L］＝１ −jb_L０ １＝A〓 B〓 C〓 D〓 ……（44） ［F_C］＝１ −jX_C ０ １＝A〓 B〓 C〓 D〓 ……（45） b_L：誘導サセプタンス X_C：容量リアクタンス 又、両者の位相特性の一般式は、 θ＝tan^-1｜B〓＋C〓／Ａ＋Ｄ｜ 又は、 θ＝tan^-1I_n／R_e ……（46） θ：位相角 I_n：複素数表示の虚数部 R_e：複素数表示の実数部 結合孔１７又はループより成る副結合素子の位
相特性は、 θ_L＝tan^-1−b_L／２ ……（47） θ_L：位相角 容量性副結合素子１８の位相特性は、 θ_C＝tan^-1−X_C／２ ……（48） θ_C：位相角 b_L及びX_Cが十分に大であれば、素子１７及び
１８の位相角θ_L及びθ_Cは同じ値になり、例えば、 b_L＝100とした場合、θ_L＝88.85° X_C＝100とした場合、θ_L＝88.85° となる。

副結合素子として結合孔又はループのような磁
界結合素子を用いる場合、位相関係は電流を基準
とし、回路的には第５１図に示した並列回路（ア
ドミタンス回路）で取扱い、容量結合素子を用い
る場合には、位相関係は電圧を基準とし、回路的
には第５２図に示した直列回路（インピーダンス
回路）で取扱う。

第４３図ないし第４６図に示した副結合素子１
７を容量結合素子を以て置換え、第５３図に等価
回路を示すように、共振回路R₁とR₆を副結合容
量C₁₆によつて副結合しても前記と同様に有極型
特性となすことが出来る。

又、第５４図に等価回路を示すように、R₁と
R₆間及びR₂とR₅間を共に磁界結合（M₁₆及び
M₂₅）によつて副結合してもよく、特にこの場合
には入出力結合回路を、第４図に示したように、
棒状導体より成る入出力結合回路素子を共振素子
と逆極性を以て設けて成る変成器構成とすること
により大電力用帯域通過ろ波器を形成することが
出来る。

第５３図及び第５４図において共振回路R₁と
R₆間又はR₂とR₅間の何れか一方のみを副結合し
てもよく、一般に、副結合すべき共振回路の組数
は、これを任意に選ぶことが出来、副結合すべき
共振回路を一般的に規定すれば、２個又はその整
数倍の個数の共振回路を隔てた共振回路相互であ
る。

更に、すべての副結合素子を磁界結合素子又は
容量結合素子の何れかを以て形成し、複数個の副
結合素子のうち、任意数の副結合素子を磁界結合
素子を以て形成し、残りの副結合素子を容量結合
素子を以て形成するように構成してもよい。

上記のようにして通過帯域がチエビシエフ特性
で、減衰域に減衰極を生ぜしめた帯域通過ろ波器
の伝送特性は、次式から求めることが出来る。

ATT（dB） ＝10log｜１＋（Ｓ＋１）²／4SY² _o(x)｜ ……（49） 次数ｎが奇数の場合、 Y_o(x) 次数ｎが偶数の場合、 Y_o(x)＝R_e［Π¹ⁿ／₂（√１−X²＋jm_iｘ）²／Π
^n/2／₁〔１−X²／ρ_i ²〕］ ……（51） ρ_i ²＝１／１−m²／_i ……（52） ρ_i＝f₀／Bwr〔f∽_i／f₀−f₀／f_∞i〕 ＝f²／_∞i−f²／₀／Bwr f₀f_∞i……（53） f_∞i：減衰極を生ずる周波数 （50）式におけるI_nは虚数部をとるの意、（51）
式におけるR_eは実数部をとるの意である。

尚、上記各式において、ρ_i≒∞、m_i≒１とする
ことにより、通過域がチエビシエフ特性で、減衰
域がワグナ特性の伝送特性を表わす(19)式となる。

第５５図は、上記有極型特性をもたせた帯域通
過ろ波器の特性曲線図で、f_∞iは減衰極を生ずる
周波数で、他の符号は第１１図と同様である。

第４図及び第５図に示した帯域通過ろ波器を形
成する場合にも、これを有極型帯域通過ろ波器に
形成することが可能なこと勿論であるが、この場
合には、共振素子が一列に配設されているため、
副結合すべき共振素子の間隔が大で、副結合回路
として同軸ケーブル又はストリツプライン等を必
要とすると共に、同軸ケーブル又はストリツプラ
インと共振素子間の結合素子として磁界結合素子
又は容量結合素子等を必要とするので、その構成
が比較的複雑大型となる欠点がある。

以上、何れの実施例においても共振器として、
共振素子（内部導体）と筐体（外部導体）の間に
固体誘電体を介在せしめて成る誘電体共振器を用
いてもよく、この場合、帯域通過ろ波器における
段間結合が磁界結合であるため、固定誘電体の誘
電率の影響が少なく、設計製作が比較的容易であ
る。

以上の説明から明らかなように、本発明製法
は、本発明者が初めて明らかにした事実、即ち、
共振素子の近傍において電磁界の乱れを生じてい
ること及びこの乱れによる影響の無視し得ないこ
とに基づいて新規に提案した共振素子間のリアク
タンス損失の実験式(3)式及びこの(3)式を含む共振
素子間の中心間隔を表わす(14)式に基づいて各部の
構成寸法を定めることにより、直ちに所要の電気
的特性を正確に具備せしめることが機能である。

即ち、共振素子間のリアクタンス損失を表わす
ものとされていた従来の(2)式に基づいて設計製作
を行う場合には、理論値と実験値との間の誤差が
大で、一々実験的に確かめて誤差を補正する必要
があるに対し、本発明製法は設計製作、特に調整
作業が極めて容易である。

本発明者が、各実施例について次数が４、６及
び８の帯域通過ろ波器を試作し、伝送特性、構成
部品の寸法等についての論理値と実際値とを比較
した結果、両者極めてよく一致し、本発明の理論
構成の正しさを立証することができた。

又、本発明によつて誘電体共振器より成る帯域
通過ろ波器を製作する場合、その段間結合が磁界
結合であるため、共振素子と筐体との間に介在す
る固体誘電体の影響をほとんど受けることなく、
設計製作が比較的容易である。

更に、本発明によつて形成される帯域通過ろ波
器においては、共振素子の開放端と筐体壁との間
隔を比較的大ならしめ得るので耐圧特性に優れ、
周囲温度の変化の影響を受けることなく電気的特
性が安定良好で、全体を小型に形成し得ると共
に、全体の形状寸法を一定に保つたまま各種の伝
送特性を与え得る等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は、従来のコムライン型帯域
通過ろ波器を示す断面図、第３図は、その等価回
路図、第４図及び第５図は、本発明の一実施例を
説明するための断面図、第６図、第２８図、第４
６図、第５３図及び第５４図は、本発明によつて
形成される帯域通過ろ波器の等価回路図、第７
図、第８図、第１９図及び第３６図は、本発明に
よつて形成される帯域通過ろ波器の作動説明図、
第９図及び第１０図は、帯域通過ろ波器の設計手
法を説明するための図、第１１図及び第５５図
は、本発明によつて形成される帯域通過ろ波器の
伝送特性の一例を示す曲線図、第１２図ないし第
１８図、第２０図ないし第２５図、第２９図ない
し第３４図、第３９図ないし第４２図は、本発明
の他の実施例によつて形成される帯域通過ろ波器
の要部を示す断面図、第２６図は、本発明におけ
る入出力結合回路の設計手法を説明する曲線図、
第２７図、第３７図、第３８図、第４３図ないし
第４５図は、本発明の他の実施例によつて形成さ
れる帯域通過ろ波器を示す断面図、第３５図は、
本発明において用いる入出力結合回路素子の一例
を示す断面図、第４７図ないし第５２図は、本発
明によつて形成される帯域通過ろ波器の作動説明
のための等価回路図で、１：筐体、２及び２₁な
いし２_o：共振素子、３，３₀及び3_o+1：入出力結
合回路素子、４，４₀及び４_o+1：入出力同軸端
子、５：電極板、６₁₁及び６₂₁ないし６_1(o-1)及び
6_2(o-1)，６₁ないし６_o-1：絞り、７₁ないし７_o-1：
結合調整螺子、８₁₁及び８₂₁ないし８_1(o-1)及び８_{2
（ｏ−１）}：誘導性短絡棒、９：外部導体、１０：内部
導体、１１：絶縁体、１２：抑え金具、１３及び
１４：止め螺子、１５：隔壁、１６：結合孔、１
７及び１８：副結合素子である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波長
   のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を同
   一極性を以て一列に配設すると共に、入出力結合
   回路素子を設け、前記複数個の共振素子の各中心
   間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 ２ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ３ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共振
   素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第１項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ４ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共振
   素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 M_0.1＝10−L_w0.1／20 L_w0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第１項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ５ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共振
   素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ６ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波長
   のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を同
   一極性を以て一列に配設すると共に、前記複数個
   の共振素子のうち、２個又はその整数倍の個数の
   共振素子を隔てた共振素子相互を副結合する副結
   合回路及び入出力結合回路素子を設け、前記複数
   個の共振素子の各中心間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 ７ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第６項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ８ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共振
   素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第６項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 ９ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共振
   素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 M_0.1＝10−L_W0.1／20 L_W0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第６項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 １０ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第６項記載のコムライン
   型帯域通過ろ波器の製法。 １１ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波
   長のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を
   同一極性を以てコの字型に配設し、前記複数個の
   共振素子により形成される信号伝送路のうち、折
   返し部分を除く往路と復路との間に導体隔壁を設
   け、更に入出力結合回路素子を設けると共に、折
   返し部分を除く共振素子の中心間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 １２ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １３ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第１１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １４ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 M_0.1＝10−L_W0.1／20 L_W0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第１１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １５ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4.095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １６ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波
   長のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を
   同一極性を以てコの字型に配設し、前記複数個の
   共振素子により形成される信号伝送路のうち、折
   返し部分を除く往路と復路との間に導体隔壁を設
   け、前記複数個の共振素子のうち、縦続接続関係
   にある２個又はその整数倍の個数の共振素子を隔
   てた共振素子相互を副結合する副結合素子を設
   け、更に入出力結合回路素子を設けると共に、折
   返し部分を除く共振素子の中心間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 １７ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １８ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第１６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 １９ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 M_0.1＝10−L_W0.1／20 L_W0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第１６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２０ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第１６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２１ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波
   長のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を
   同一極性を以て二列に配設し、前記複数個の共振
   素子より成る列と列の間に導体隔壁を設け、この
   導体隔壁の一方の端部に穿たれ、前記二列に配設
   された複数個の共振素子のうち、前記導体隔壁を
   介して最端部において対向する共振素子を結合す
   る結合孔を前記導体隔壁の一方の端部に穿ち、更
   に入出力結合回路素子を設けると共に、前記結合
   孔を介して結合する共振器間の中心間隔を除く共
   振素子の中心間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 ２２ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第２１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２３ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第２１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２４ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 M_0.1＝10−L_W0.1／20 L_W0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第２１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２５ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第２１項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２６ 電磁シールド用筐体内に、電気長で共振波
   長のほぼ1/4の軸長を有する複数個の共振素子を
   同一極性を以て二列に配設し、前記複数個の共振
   素子より成る列と列の間に導体隔壁を設け、この
   導体隔壁の一方の端部に穿たれ、前記二列に配設
   された複数個の共振素子のうち、前記導体隔壁を
   介して最端部において対向する共振素子を結合す
   る結合孔を前記導体隔壁の一方の端部に穿ち、前
   記複数個の共振素子のうち、縦続接続関係にある
   ２個又はその整数倍の個数の共振素子を隔てた共
   振素子相互を副結合する副結合回路を設け、更に
   入出力結合回路素子を設けると共に、前記結合孔
   を介して結合する共振器間の中心間隔を除く共振
   素子の中心間隔Cd_k.(k+1)を、 Cd_k.(k+1)＝0.3d＋2WLc_k.(k+1)／54.6η Lc_k.(k+1)＝−20logM_k.(k+1) η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 Lc_k.(k+1)：共振素子間のリアクタンス損失 M_k.(k+1)：共振素子間の磁界結合係数 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定めることを特徴とするコムライン型帯域通過
   ろ波器の製法。 ２７ 共振素子間のリアクタンス損失Lc_k.(k+1)を、 Lc_k.(k+1)＝54.6（Cd_k.(k+1)−0.3d）η／2W η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 Cd_k.(k+1)：共振素子の中心間隔 ｋ＝１、２、……ｎ ｎ：帯域通過ろ波器の次数 ｄ：共振素子の直径 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第２６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２８ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間に形成される入出力結合
   容量C_0.1を、 C_0.1＝１／Z₀ω₀x_0.1 Z₀：帯域通過ろ波器の特性インピーダンス ω₀：帯域通過ろ波器の中心角周波数 x_0.1：C_0.1の基準化リアクタンス で定める特許請求の範囲第２６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ２９ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と同極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における磁界結合係数
   M_0.1を、 L_W0.1：入出力結合損失 で定める特許請求の範囲第２６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。 ３０ 入出力結合回路素子を、初段及び終段の共
   振素子と逆極性を以て各対向する棒状導体で形成
   し、対向共振素子との間における入出力結合係数
   M_EMを、 １／M_EM＝１／M_E＋１／M_M logM_E＝｛−1.37Cd_0.1／Ｗ＋0.91ｄ／Ｗ−0.048｝ logM_M＝｛−1.365Cd_0.1／Ｗη＋0.4095ｄ／Ｗη｝ η＝｛１−〔λ_c／λ〕²｝^1/2 M_E：電界結合係数 M_M：磁界結合係数 Cd_0.1：入出力結合回路素子と、これに対向す
   る共振素子との中心間隔 Ｗ：電磁シールド用筐体の幅 ｄ：共振素子の直径 λ_c＝2W√_s λ_c：遮断波長 λ：伝送信号の波長 ε_s：比誘電率 で定める特許請求の範囲第２６項記載のコムライ
   ン型帯域通過ろ波器の製法。