JPH0474957B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテープレコーダ、レコードプレーヤ、
ビデオテープレコーダ等に使用できるブラシレス
モータに関するものである。

従来例の構成とその問題点 電機子電流をトランジスタで切換え、発生トル
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において、多極着磁された永久磁石回
転子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L₁〜L₃
との回転位置は位置検出器２で検出され、位置信
号切換回路５へ伝達される。位置信号切換回路５
は３差動構成で、それぞれのコレクタが対応する
出力トランジスタ群６のそれぞれのトランジスタ
Q₁〜Q₃のベースへ接続されている。出力トラン
ジスタ群６はエミツタがそれぞれ共通に接続さ
れ、コレクタは電機子巻線３の対応する相の一端
へそれぞれ接続されている。出力トランジスタ群
６の共通エミツタは抵抗７を介して接地されてい
る。抵抗７の接地されていない端子９の電圧は電
流出力型差動増幅回路４の反転入力（−）印加さ
れ、差動増幅回路４の非反転入力（＋）はトルク
指令電圧８が印加されて差動増幅回路４出力はカ
レントミラー形式で位置信号切換回路５へ印加さ
れる。電機子巻線３の他端は共通接続されて電源
１０へ接続されている。

いま、トランジスタQ₁が導通状態にあるとし
て第１図の動作説明を行う。電機子電流は巻線
L₁→トランジスタQ₁→抵抗７の径路で流れ、抵
抗７の端子９に発生する電圧がトルク指令入力電
圧８と比較され、負帰還回路によつて両者が等し
くなるように自動制御される。この結果、電機子
電流はトルク指令電圧８で制御される。すなわ
ち、モータの発生トルクはトルク指令電圧８で制
御される。また、電源電圧は、モータ起動時及び
モータ回転時に必要な発生トルクを得るためトラ
ンジスタQ₁が飽和しないよう十分高く設定され
ている。ここで、トランジスタQ₁のコレクタ・
エミツタ間には、電源電圧から抵抗７の電圧降
下、巻線L₁の直流抵抗による電圧降下及びモー
タ回転に伴う巻線L₁の逆起電圧を減じた電圧が
加わる。

しかるに、電機子電流が小さい時、或いはモー
タ回転数が低い場合は、トランジスタQ₁のコレ
クタ・エミツタ電圧は高く、トランジスタQ₁の
消費電力は大きくなり、電力損失が大きいという
不都合がある。また、電源電圧を下げた場合トラ
ンジスタQ₁が飽和することになり、その時、本
来非導通であるべきトランジスタQ₂或いはQ₃に
も電流が流れるようベース電流が流れるため、モ
ータ発生トルクに対して有害な電機子電流が流
れ、トルク損失或いは異常振動を起こすという不
都合が生じる。

このような不都合は、ブラシレスモータが利用
される機器の小型化、低消費電力に対して大きな
欠点となつている。

発明の目的 本発明は上記の従来例の欠点を除去するもので
あり、出力トランジスタの飽和を安定に防止する
とともに、出力トランジスタの消費電力を低減
し、不要なトルク損失及び異常振動をなくしたブ
ラシレスモータを提供するものである。

発明の構成 本発明のブラシレスモータは、多極着磁された
回転子と、複数相の電機子巻線と、前記回転子と
前記電機子巻線との回転位置を検出する位置検出
器と、前記電機子巻線に電流を印加する前記相数
に等しい個数のトランジスタから成る出力トラン
ジスタ群と、前記電機子巻線の電流を検出する第
１の電流検出手段と、前記第１の電流検出手段の
出力信号とトルク指令入力信号との差を増幅する
第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を前記
位置検出器の出力に応じて切換え、前記出力トラ
ンジスタ群による前記電機子の通電相を決定する
位置信号切換手段と、前記出力トランジスタ群の
ベース電流に応じた信号を出力する第２の電流検
出手段と、前記第１及び第２の電流検出手段のそ
れぞれの出力信号の差を増幅する第２の増幅器
と、前記電機子巻線に電力を供給するスイツチン
グモード電源とを具備し、前記第１の電流検出手
段に流れる電流と前記出力トランジスタ群のベー
ス電流との比を一定に保つよう前記第２の増幅器
で前記スイツチングモード電源の出力電圧を制御
するように構成したもので、出力トランジスタの
電力損失を必要最小限に押え、かつ、出力トラン
ジスタの飽和を防止することによつて不必要なト
ルク損失や異常振動をなくすことができるもので
ある。

実施例の説明 以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図はその構成図である。永久磁石回転子
１は８極に着磁され、３層電機子巻線３は一端が
共通にスイツチングモード電源１５の出力へ接続
された巻線L₁，L₂，L₃で構成されている。回転
子１と電機子巻線３との回転位置は位置検出器２
で検出され、３相信号として位置信号切換回路５
へ印加される。位置信号切換回路５はPNPトラ
ンジスタによる３差動構成で、出力トランジスタ
群６を駆動する。出力トランジスタ群６はエミツ
タが共通に電流検出抵抗７へ接続されたNPNト
ランジスタQ₁，Q₂，Q₃から成る。カレントミラ
ーによる２つの電流出力端子１２，１７を有する
差動増幅回路４の非反転側入力（＋）はトルク指
令電圧８の供給端子へ接続され、反転入力（−）
は抵抗７と出力トランジスタ群６の共通エミツタ
との接続点９へ接続されている。出力端子１７は
位置信号切換回路５の共通エミツタへ接続され、
出力端子１２は一端が設地された抵抗１１と共に
差動増幅器１３の非反転入力（＋）へ接続されて
いる。差動増幅器１３の反転入力（−）は抵抗７
とトランジスタ群６との接続点９へ接続され、出
力はローパスフイルタ１４を介してスイツチング
モード電源１５の電圧制御入力１６へ接続されて
いる。

次に、第２図の動作について説明する。電機子
電流はスイツチングモード電源１５→巻線１→出
力トランジスタ群６→抵抗７の径路で流れ、差動
増幅回路４、位置信号切換回路５、出力トランジ
スタ群６、抵抗７で構成される負帰還ループによ
つて差動増幅回路４の差動入力がゼロになるよう
に制御されている。いま、回転子１と電機子巻線
３との位置関係によつて出力トランジスタQ₁〜
Q₃のうち、トランジスタQ₁だけが導通状態にあ
るとする。抵抗７にはトランジスタQ₁のエミツ
タ電流だけが流れる。トランジスタQ₁のベース
電流I₁は差動増幅回路４の電流出力端子１７から
供給され、電流出力端子１２からも同じ大きさの
電流が抵抗１１へ供給されている。抵抗７と抵抗
１１の値及び流れている電流値をそれぞれR₇，
R₁₁及びI₇，I₁₁とすれば差動増幅器１３の入力電
圧V₁₃は V₁₃＝R₁₁・I₁₁−R₇・I₇ ……(1) となる。また、Ｋ≡I₁／I₇とすれば、トランジスタ Q₁の電流増幅率h_FEはh_FE＝I₇／I₁−ｌ、すなわち h_FE＝ｌ／Ｋ−ｌ ……(2) と書け、I₁＝I₁₁であるから、式(1)は V₁₃＝（R₁₁／ｌ＋h_FE−R₇）・I₇ ……(3) となる。トランジスタQ₁のh_FEは第３図に示すコ
レクタ・エミツタ電圧V_CEに伴つて変化するか
ら、差動増幅器１３、ローパスフイルタ１４、ス
イツチングモード電源１５、巻線L₁、出力トラ
ンジスタQ₁、抵抗７で構成される負帰還ループ
のループゲインが十分高い時は入力電圧V₁₃はゼ
ロとなるようにトランジスタQ₁のコレクタ・エ
ミツタ動作電圧が自動的に決まる。従つて式(3)よ
り h_FE＝R₁₁／R₇−ｌ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ₁のh_FEは一定になり、Ｋ＝R₇／R₁₁となる。ト ルク指令電圧が変われば、トランジスタQ₁のエ
ミツタ電流も変わり、第３図からトランジスタ
Q₁のコレクタ・エミツタ電圧も自動的に変わる。
この電圧はトランジスタQ₁の特性で決まり、所
定のエミツタ電流を流すために最低必要な電圧で
ある。更に、素子ばらつき、トランジスタ温度変
化に応じて自動的に決まり、h_FEが一定値に保持
されているから、トランジスタQ₁は飽和するこ
となく、最低の電力消費の動作状態を維持する。
スイツチングモード電源１５の出力電圧は、巻線
L₁の直流抵抗分による電圧降下、トランジスタ
Q₁のコレクタ・エミツタ電圧、抵抗７の電圧降
下及びモータ逆起電圧の和に等しくなり、電源１
０の電圧との差はスイツチングモード電源１５の
内部損失となる。しかるに、スイツチングモード
電源であるため、電力効率は十分高く、電機子電
流の変化、或いはモータ回転数の変化による電力
損失は直列制御方式の電源を使用する場合に比べ
てはるかに少ない。また、フイルタ１４はローパ
スフイルタであり、差動増幅器１３を含む負帰還
ループの安定性を改善する。

上記実施例において、モータの回転に伴つて回
転子１と電機子巻線３の回転位置が変つて、トラ
ンジスタQ₁〜Q₃のうち導通するトランジスタが
変化しても、上述と同様の動作でトランジスタ
Q₁〜Q₃の動作電位は巻線電流に対応して安定に
変化する。

なお、上記実施例では３相の場合について説明
したが、本発明は３相に限る必然性はなく、ま
た、本発明の主旨を変えずに種々の変形（例え
ば、位置信号切換回路５の出力側に電流増幅回路
を挿入し、その増幅率に相当する分だけ抵抗１１
の値を大きくする方法、或いは電流出力端子１
２，１７の電流比をｌ以外の値にして抵抗１７の
値を変える方法等）、応用の存することは言うま
でもない。

発明の効果 以上説明した様に、本発明のブラシレスモータ
は、出力トランジスタを抵抗で予め決め得る常に
一定の電流増幅率になるようコレクタ・エミツタ
電圧をスイツチングモード電源で制御することに
よつて、出力トランジスタの電力損失を必要最小
限に押さえ、かつ、出力トランジスタの飽和を防
止することによつて不要なトルク損失や異常振動
をなくすことができるものである。また、出力ト
ランジスタのコレクタ・エミツタ動作電圧は素子
ばらつき、動作電流、或いはトランジスタ温度に
自動的に追従するため、極めて、安定した動作が
得られる。したがつてブラシレスモータ使用機器
の小型化、低消費電力化に特に有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図はブラシレスモータの従来例の構成図、
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフである。 １……回転子、２……位置検出器、３……電機
子巻線、４……差動増幅回路、５……位置信号切
換回路、６……出力トランジスタ群、７，１１…
…抵抗、８……トルク指令入力電圧、１３……差
動増幅器、１４……フイルタ、１５……スイツチ
ングモード電源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 多極着磁された永久磁石回転子と、複数相の
   電機子巻線と、前記回転子と前記電機子巻線との
   回転位置を検出する位置検出器と、前記電機子巻
   線に電流を印加する前記相数に等しい個数のトラ
   ンジスタから成る出力トランジスタ群と、前記電
   機子巻線の電流を検出する第１の電流検出手段
   と、前記第１の電流検出手段の出力信号とトルク
   指令入力信号との差を増幅する第１の増幅器と、
   前記第１の増幅器の出力を前記位置検出器の出力
   に応じて切換え、前記出力トランジスタ群による
   前記電機子巻線の通電相を決定する位置信号切換
   手段と、前記出力トランジスタ群のベース電流に
   応じた信号を出力する第２の電流検出手段と、前
   記第１及び第２の電流検出手段のそれぞれの出力
   信号の差を増幅する第２の増幅器と、前記電機子
   巻線に電力を供給するスイツチングモード電源と
   を具備し、前記第１の電流検出手段に流れる電流
   と前記出力トランジスタ群のベース電流との比を
   一定に保つよう前記第２の増幅器の出力で前記ス
   イツチングモード電源の出力電圧を制御するよう
   にしたブラシレスモータ。 ２ 第２の電流検出手段として、カレントミラー
   と抵抗を用い、第１の増幅器として電流出力型の
   差動増幅器を用い、前記電流出力を前記カレント
   ミラーで位置信号切換器と前記抵抗とに分配し、
   前記抵抗の両端の電圧を前記第２の電流検出手段
   の出力としたことを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のブラシレスモータ。 ３ 第２の増幅器とスイツチングモード電源との
   間にローパスフイルタを挿入したことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載のブラシレスモー
   タ。