JPH0527352B2 - - Google Patents
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- JPH0527352B2 JPH0527352B2 JP58011858A JP1185883A JPH0527352B2 JP H0527352 B2 JPH0527352 B2 JP H0527352B2 JP 58011858 A JP58011858 A JP 58011858A JP 1185883 A JP1185883 A JP 1185883A JP H0527352 B2 JPH0527352 B2 JP H0527352B2
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Links
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 25
- 230000005405 multipole Effects 0.000 claims description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 18
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 18
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 11
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテープレコーダ、レコードプレーヤ、
ビデオテープレコーダ等に使用できるブラシレス
モータに関するものである。
ビデオテープレコーダ等に使用できるブラシレス
モータに関するものである。
従来例の構成とその問題点
電機子電流をトランジスタで切換え、発生トル
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において、多極着磁された永久磁石回
転子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L1〜L3
との回転位置は位置検出器２で検出され、位置信
号切換回路５，７へ伝達される。位置信号切換回
路５，７はそれぞれ３差動構成で、それぞれのコ
レクタが対応する出力トランジスタ群６，８のそ
れぞれのトランジスタQ1〜Q3，Q4〜Q6のベース
へ接続されている。出力トランジスタ群６，８は
エミツタがそれぞれ共通に接続され、コレクタは
プツシユプル構成となるように対応する相同志が
接続されて、電機子巻線３の対応する相の一端へ
それぞれ接続されている。出力トランジスタ群６
の共通エミツタは電源６へ接続され、出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタは抵抗１３を介して接
地されている。抵抗１３の接地されていない端子
１４の電圧は電流出力型差動増幅回路４の反転側
入力へ印加され、差動増幅回路４の非反転側入力
へはトルク指令電圧１５が印加されて差動増幅回
路４の出力はカレントミラー形式で位置信号切換
回路７へ印加される。電機子巻線３の他端は共通
接続されて差動増幅回路９の反転側入力１２へ接
続され、差動増幅回路９の非反転側入力１１は分
圧器によつて電源１６の電圧の1/2が印加されて
いる。差動増幅回路９の出力はカレントミラー形
式で位置信号切換回路５へ印加される。
クを指令入力で制御するブラシレスモータは上述
の産業分野で多く利用されている。３相電機子巻
線を用いた代表的な構成の従来例を第１図に示
す。第１図において、多極着磁された永久磁石回
転子１と電機子巻線３のそれぞれの巻線L1〜L3
との回転位置は位置検出器２で検出され、位置信
号切換回路５，７へ伝達される。位置信号切換回
路５，７はそれぞれ３差動構成で、それぞれのコ
レクタが対応する出力トランジスタ群６，８のそ
れぞれのトランジスタQ1〜Q3，Q4〜Q6のベース
へ接続されている。出力トランジスタ群６，８は
エミツタがそれぞれ共通に接続され、コレクタは
プツシユプル構成となるように対応する相同志が
接続されて、電機子巻線３の対応する相の一端へ
それぞれ接続されている。出力トランジスタ群６
の共通エミツタは電源６へ接続され、出力トラン
ジスタ群８の共通エミツタは抵抗１３を介して接
地されている。抵抗１３の接地されていない端子
１４の電圧は電流出力型差動増幅回路４の反転側
入力へ印加され、差動増幅回路４の非反転側入力
へはトルク指令電圧１５が印加されて差動増幅回
路４の出力はカレントミラー形式で位置信号切換
回路７へ印加される。電機子巻線３の他端は共通
接続されて差動増幅回路９の反転側入力１２へ接
続され、差動増幅回路９の非反転側入力１１は分
圧器によつて電源１６の電圧の1/2が印加されて
いる。差動増幅回路９の出力はカレントミラー形
式で位置信号切換回路５へ印加される。
いま、トランジスタQ3とQ4が導通状態にある
として第１図の動作説明を行う。電機子電流はト
ランジスタQ3→巻線L1→巻線L3→トランジスタ
Q4→抵抗１３の経路で流れ、端子１４の電圧と
トルク指令入力電圧１５とが比較され、角帰還回
路によつて誤差がゼロとなるように制御される。
この結果、電機子電流はトルク指令電圧１５で制
御され、従つて、モータの発生トルクはトルク指
令電圧１５で制御される。一方、巻線L1，L2，
L3の共通接続点は差動増幅回路９による負帰還
回路によつて電源電圧の1/2に保持される。した
がつて電機子巻線３の電相は電源電圧の1/2の値
を中心にして変化し、トランジスタQ3，Q4はほ
ぼ同じコレクタ・エミツタ電圧で動作するため、
トルク指令電圧、或はモタ回路数の増加によつて
巻線L1，L3の両端の電圧が増加した場合はトラ
ンジスタQ3及びQ4はほぼ同じ程度に飽和に達し、
電源電圧の利用率が良くなる。
として第１図の動作説明を行う。電機子電流はト
ランジスタQ3→巻線L1→巻線L3→トランジスタ
Q4→抵抗１３の経路で流れ、端子１４の電圧と
トルク指令入力電圧１５とが比較され、角帰還回
路によつて誤差がゼロとなるように制御される。
この結果、電機子電流はトルク指令電圧１５で制
御され、従つて、モータの発生トルクはトルク指
令電圧１５で制御される。一方、巻線L1，L2，
L3の共通接続点は差動増幅回路９による負帰還
回路によつて電源電圧の1/2に保持される。した
がつて電機子巻線３の電相は電源電圧の1/2の値
を中心にして変化し、トランジスタQ3，Q4はほ
ぼ同じコレクタ・エミツタ電圧で動作するため、
トルク指令電圧、或はモタ回路数の増加によつて
巻線L1，L3の両端の電圧が増加した場合はトラ
ンジスタQ3及びQ4はほぼ同じ程度に飽和に達し、
電源電圧の利用率が良くなる。
しかしながら、トランジスタQ3或はQ4が飽和
すると次のような不都合が生じる。即ち、トラン
ジスタQ3が飽和すると、トランジスタQ3のコレ
クタ電流はそれ以上増加しなくなるが、巻線の共
通接続点の電位を保持するために差動増幅回路９
の出力電流が増加し、位置信号切換回路５のトラ
ンジスタQ1或はQ2に対する出力電流が増加する
ため、本来、非導通であるべきトランジスタQ1
或はQ2のコレクタ電流が流れる。トランジスタ
Q1のコレクタ電流はトランジスタQ4のコレクタ
へ直接流入してプツシユプル動作を乱し、不要な
消費電力となる。トランジスタQ2のコレクタ電
流は巻線L2へ流入し、モータの回転に対して有
害な方向のトルクを発生し、トルク損失或は異常
振動の源となる。また、トランジスタQ4が飽和
した場合はトルク指令電圧に応じたコレクタ電流
が流れなくなり、差動増幅回路４、位置信号切換
回路７によつて、トランジスタQ5或はQ6にベー
ス電流が供給され、トランジスタQ5或はQ6のコ
レクタ電流が流れる。これは上述のトランジスタ
Q1或はQ2が引き起こす不要現象と同様に、トル
ク損失或は異常振動の源となる。
すると次のような不都合が生じる。即ち、トラン
ジスタQ3が飽和すると、トランジスタQ3のコレ
クタ電流はそれ以上増加しなくなるが、巻線の共
通接続点の電位を保持するために差動増幅回路９
の出力電流が増加し、位置信号切換回路５のトラ
ンジスタQ1或はQ2に対する出力電流が増加する
ため、本来、非導通であるべきトランジスタQ1
或はQ2のコレクタ電流が流れる。トランジスタ
Q1のコレクタ電流はトランジスタQ4のコレクタ
へ直接流入してプツシユプル動作を乱し、不要な
消費電力となる。トランジスタQ2のコレクタ電
流は巻線L2へ流入し、モータの回転に対して有
害な方向のトルクを発生し、トルク損失或は異常
振動の源となる。また、トランジスタQ4が飽和
した場合はトルク指令電圧に応じたコレクタ電流
が流れなくなり、差動増幅回路４、位置信号切換
回路７によつて、トランジスタQ5或はQ6にベー
ス電流が供給され、トランジスタQ5或はQ6のコ
レクタ電流が流れる。これは上述のトランジスタ
Q1或はQ2が引き起こす不要現象と同様に、トル
ク損失或は異常振動の源となる。
以上の不都合は、ブラシレスモータが利用され
る機器の小型化、低消費電力化に対して大きな欠
点となつている。
る機器の小型化、低消費電力化に対して大きな欠
点となつている。
発明の目的
本発明は上記の従来例の欠点を除去するもので
あり、出力トランジスタの飽和を防止して不要な
トルク損失及び異常振動をなくしたブラシレスモ
ータを提供するものである。
あり、出力トランジスタの飽和を防止して不要な
トルク損失及び異常振動をなくしたブラシレスモ
ータを提供するものである。
発明の構成
上記目的を達成するために、本発明は、多極着
磁された永久磁石回転子と、一端が共通接続され
た複数相の電機子巻線と、前記回転子と前記電機
子巻線との回転位置を検出する位置検出器と、前
記電機子巻線の各相に接続された前記相数に等し
い組数のプツシユプル出力トランジスタ対と、前
記電機子巻線の電流を検出する第１の電流検出手
段と、制御手段と、前記制御手段を介して前記第
１の電流検出手段の出力信号とモータトルク指令
入力信号との差を増幅する第１の増幅器と、前記
第１の増幅器の出力を前記位置検出器の出力に応
じて切換え、前記出力トランジスタ対の前記一方
のトランジスタ群による前記電機子巻線の通電相
を決定する第１の位置信号切換手段と、前記一方
のトランジスタ群のベース電流に応じた信号を出
力する第２の電流検出手段と、前記第１及び第２
の電流検出手段のそれぞれの出力信号の差を増幅
する第２の増幅器と、前記第２の増幅器の出力を
前記位置検出器の出力に応じて切換え、前記出力
トランジスタ対の他方のトランジスタ群による前
記電機子巻線の通電相を決定する第２の位置信号
切換手段と、前記他方のトランジスタ群のベース
電流に応じた信号を出力する第３の電流検出手段
と、前記第１及び第３の電流検出手段のそれぞれ
の出力信号の差を増幅する第３の増幅器とを具備
し、前記一方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比を一定に
保つよう前記他方のトランジスタ群の導通状態を
前記第２の増幅器で制御するとともに、前記他方
のトランジスタ群のベース電流と前記第１の電流
検出手段に流れる電流の比が所定の値に達した場
合は前記電機子巻線の電流を制御するように前記
第３の差動増幅器の出力信号で前記制限手段を制
御して前記トルク指令入力信号に応じたトルクを
発生するように構成したもので、電機子電流を検
出し、トルク指令入力と比較してトルクを制御す
るとともに、一方の出力トランジスタ群のベース
電流に対応する電流を検出して電機子電流と比較
し、その比が一定になるよう他方の出力トランジ
スタ群でプツシユプル動作を制御して、更に、他
方の出力トランジスタ群のベース電流に対応する
電流を検出して電機子電流と比較し、その比が所
定の値より大きくなつた場合、電機子電流を制限
するものであり、これにより出力トランジスタ群
の飽和を防止し、不要なトルク損失や異常振動を
なくすることができるものである。
磁された永久磁石回転子と、一端が共通接続され
た複数相の電機子巻線と、前記回転子と前記電機
子巻線との回転位置を検出する位置検出器と、前
記電機子巻線の各相に接続された前記相数に等し
い組数のプツシユプル出力トランジスタ対と、前
記電機子巻線の電流を検出する第１の電流検出手
段と、制御手段と、前記制御手段を介して前記第
１の電流検出手段の出力信号とモータトルク指令
入力信号との差を増幅する第１の増幅器と、前記
第１の増幅器の出力を前記位置検出器の出力に応
じて切換え、前記出力トランジスタ対の前記一方
のトランジスタ群による前記電機子巻線の通電相
を決定する第１の位置信号切換手段と、前記一方
のトランジスタ群のベース電流に応じた信号を出
力する第２の電流検出手段と、前記第１及び第２
の電流検出手段のそれぞれの出力信号の差を増幅
する第２の増幅器と、前記第２の増幅器の出力を
前記位置検出器の出力に応じて切換え、前記出力
トランジスタ対の他方のトランジスタ群による前
記電機子巻線の通電相を決定する第２の位置信号
切換手段と、前記他方のトランジスタ群のベース
電流に応じた信号を出力する第３の電流検出手段
と、前記第１及び第３の電流検出手段のそれぞれ
の出力信号の差を増幅する第３の増幅器とを具備
し、前記一方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比を一定に
保つよう前記他方のトランジスタ群の導通状態を
前記第２の増幅器で制御するとともに、前記他方
のトランジスタ群のベース電流と前記第１の電流
検出手段に流れる電流の比が所定の値に達した場
合は前記電機子巻線の電流を制御するように前記
第３の差動増幅器の出力信号で前記制限手段を制
御して前記トルク指令入力信号に応じたトルクを
発生するように構成したもので、電機子電流を検
出し、トルク指令入力と比較してトルクを制御す
るとともに、一方の出力トランジスタ群のベース
電流に対応する電流を検出して電機子電流と比較
し、その比が一定になるよう他方の出力トランジ
スタ群でプツシユプル動作を制御して、更に、他
方の出力トランジスタ群のベース電流に対応する
電流を検出して電機子電流と比較し、その比が所
定の値より大きくなつた場合、電機子電流を制限
するものであり、これにより出力トランジスタ群
の飽和を防止し、不要なトルク損失や異常振動を
なくすることができるものである。
実施例の説明
以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。第２図はその構成図である。永久磁石回転子
１は８極に着磁され、３相電機子巻線３は一端が
共通接続された巻線L1，L2，L3で構成されてい
る。回転子１と電機子巻線３との回転位置は位置
検出器２で検出され、３相信号として位置信号切
換回路５，７へ印加される。位置信号切換回路５
はNPNトランジスタによる３差動構成で、出力
トランジスタ群６を駆動する。位置信号切換回路
７はPNPトランジスタによる３差動構成で、出
力トランジスタ群８を駆動する。出力トランジス
タ群６はエミツタが共通に電源１６へ接続された
PNPトランジスタQ1，Q2，Q3から成り、出力ト
ランジスタ群８はエミツタが共通に電流検出抵抗
１３へ接続されたNPNトランジスタQ4，Q5，Q6
から成る。トランジスタQ1とQ4，Q2とQ5，Q3と
Q6はプツシユプル構成でそれぞれコレクタ同志
が共通に巻線L3，L2，L1へ接続されている。カ
レントミラーによる２つの電流出力端子１８，１
９を有する差動増幅回路４の非反転側入力２７は
抵抗２８を介してトルク指令電圧１５の供給端子
へ接続され、反転側入力２９は抵抗１３と出力ト
ランジスタ群８の共通エミツタとの接続点１４へ
接続されている。
る。第２図はその構成図である。永久磁石回転子
１は８極に着磁され、３相電機子巻線３は一端が
共通接続された巻線L1，L2，L3で構成されてい
る。回転子１と電機子巻線３との回転位置は位置
検出器２で検出され、３相信号として位置信号切
換回路５，７へ印加される。位置信号切換回路５
はNPNトランジスタによる３差動構成で、出力
トランジスタ群６を駆動する。位置信号切換回路
７はPNPトランジスタによる３差動構成で、出
力トランジスタ群８を駆動する。出力トランジス
タ群６はエミツタが共通に電源１６へ接続された
PNPトランジスタQ1，Q2，Q3から成り、出力ト
ランジスタ群８はエミツタが共通に電流検出抵抗
１３へ接続されたNPNトランジスタQ4，Q5，Q6
から成る。トランジスタQ1とQ4，Q2とQ5，Q3と
Q6はプツシユプル構成でそれぞれコレクタ同志
が共通に巻線L3，L2，L1へ接続されている。カ
レントミラーによる２つの電流出力端子１８，１
９を有する差動増幅回路４の非反転側入力２７は
抵抗２８を介してトルク指令電圧１５の供給端子
へ接続され、反転側入力２９は抵抗１３と出力ト
ランジスタ群８の共通エミツタとの接続点１４へ
接続されている。
出力端子１９は位置信号切換回路７の共通エミ
ツタへ接続され、出力端子１８は一端が接地され
た抵抗１７と共に差動増幅器２０の非反転側入力
へ接続されている。差動増幅器２０の反転側入力
は抵抗１３とトランジスタ群８との接続点１４へ
接続され、出力はローパスフイルタ２１及びカレ
ントミラートランジスタQ15，Q13を介して位置
信号切換回路５のエミツタへ接続されている。ト
ランジスタQ14は、トランジスタQ15，Q13ととも
にカレントミラーを構成し、トランジスタQ13，
Q14は等しい電流を出力する。トランジスタQ14
のコレクタはトランジスタQ16，Q17の共通ベー
スへ接続されている。トランジスタQ16，Q17は
エミツタが共通に電源１６へ接続され、トランジ
スタQ17はダイオード接続されて、カレントミラ
ーを構成している。トランジスタQ16のコレクタ
は抵抗２２を介して接地されているとともに、差
動増幅器２４の非反転側入力２３へ接続されてい
る。差動増幅器２４の反転側入力２５は抵抗１３
とトランジスタ群８との接続点１４へ接続され、
出力はフイルタ２６を介してトランジスタQ12の
ベースへ接続されている。トランジスタQ12はエ
ミツタが接地され、コレクタは差動増幅器１４の
非反転側入力２７へ接続され、抵抗２８とともに
制限器を構成している。
ツタへ接続され、出力端子１８は一端が接地され
た抵抗１７と共に差動増幅器２０の非反転側入力
へ接続されている。差動増幅器２０の反転側入力
は抵抗１３とトランジスタ群８との接続点１４へ
接続され、出力はローパスフイルタ２１及びカレ
ントミラートランジスタQ15，Q13を介して位置
信号切換回路５のエミツタへ接続されている。ト
ランジスタQ14は、トランジスタQ15，Q13ととも
にカレントミラーを構成し、トランジスタQ13，
Q14は等しい電流を出力する。トランジスタQ14
のコレクタはトランジスタQ16，Q17の共通ベー
スへ接続されている。トランジスタQ16，Q17は
エミツタが共通に電源１６へ接続され、トランジ
スタQ17はダイオード接続されて、カレントミラ
ーを構成している。トランジスタQ16のコレクタ
は抵抗２２を介して接地されているとともに、差
動増幅器２４の非反転側入力２３へ接続されてい
る。差動増幅器２４の反転側入力２５は抵抗１３
とトランジスタ群８との接続点１４へ接続され、
出力はフイルタ２６を介してトランジスタQ12の
ベースへ接続されている。トランジスタQ12はエ
ミツタが接地され、コレクタは差動増幅器１４の
非反転側入力２７へ接続され、抵抗２８とともに
制限器を構成している。
次に第２図の動作について説明する。電機子電
流は出力トランジスタ群６→巻線３→出力トラン
ジスタ群８→抵抗１３の経路で流れ、差動増幅回
路４、位置信号切換回路７、出力トランジスタ群
８抵抗１３で構成される負帰還ループによつて差
動増幅回路４の差動入力がゼロになるように制御
される。いま、回転子１と電機子巻線３との位置
関係によつて出力トランジスタQ1〜Q6のうち、
トランジスタQ3とQ4だけが導通状態にあるとす
る。抵抗１３にはトランジスタQ4のエミツタ電
流だけが流れる。トランジスタQ4のベース電流I4
は差動増幅回路４の電流出力端子１９から供給さ
れ、電流出力端子１８からも同じ大きさの電流が
抵抗１７へ供給されている。抵抗１３と抵抗１７
の値及び流れている電流値をそれぞれR13，R17
及びI13，I17とすれば、差動増幅器２０の入力電
圧V20は V20＝R17・I17−R13・I13 ……(1) となる。また、Ｋ≡I4／I13とすれば、トランジスタ Q4の電流増幅率hFEはhFE＝I13／I4−１、すなわち、 hFE＝１／Ｋ−１ ……(2) と書け、I4＝I17であるから、式(1)は V20＝（R17／１＋hFE−R13）・I13 ……(3) となる。トランジスタQ4のhFEは第３図に示す様
にコレクタ・エミツタ電圧VCEに伴つて変化する
から、差動増幅器２０、ローパスフイルタ２１、
位置信号切換回路５、出力トランジスタQ3、巻
線L1及びL3、出力トランジスタQ4、抵抗１３で
構成される負帰還ループのループゲインが十分高
い時は入力電圧V20はゼロとなるようにトランジ
スタQ4のコレクタ・エミツタ動作電圧が自動的
に決まる。従つて式(3)より hFE＝R17／R13−１ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ4のhFEは一定になり、Ｋ＝R13／R17となる。ト ランジスタQ12がOFFの場合はトルク指令電圧が
変わればトランジスタQ4のエミツタ電流も変わ
り、第３図からトランジスタQ4のコレクタ・エ
ミツタ電圧も自動的に変わる。言い換えれば、ト
ランジスタQ4は電流増幅率が一定に保たれるよ
うにエミツタ電流に応じてコレクタ・エミツタ電
圧が自動制御されるから、巻線L1，I3の両端の電
位も電機子電流に対応して決まり、安定に動作す
る。
流は出力トランジスタ群６→巻線３→出力トラン
ジスタ群８→抵抗１３の経路で流れ、差動増幅回
路４、位置信号切換回路７、出力トランジスタ群
８抵抗１３で構成される負帰還ループによつて差
動増幅回路４の差動入力がゼロになるように制御
される。いま、回転子１と電機子巻線３との位置
関係によつて出力トランジスタQ1〜Q6のうち、
トランジスタQ3とQ4だけが導通状態にあるとす
る。抵抗１３にはトランジスタQ4のエミツタ電
流だけが流れる。トランジスタQ4のベース電流I4
は差動増幅回路４の電流出力端子１９から供給さ
れ、電流出力端子１８からも同じ大きさの電流が
抵抗１７へ供給されている。抵抗１３と抵抗１７
の値及び流れている電流値をそれぞれR13，R17
及びI13，I17とすれば、差動増幅器２０の入力電
圧V20は V20＝R17・I17−R13・I13 ……(1) となる。また、Ｋ≡I4／I13とすれば、トランジスタ Q4の電流増幅率hFEはhFE＝I13／I4−１、すなわち、 hFE＝１／Ｋ−１ ……(2) と書け、I4＝I17であるから、式(1)は V20＝（R17／１＋hFE−R13）・I13 ……(3) となる。トランジスタQ4のhFEは第３図に示す様
にコレクタ・エミツタ電圧VCEに伴つて変化する
から、差動増幅器２０、ローパスフイルタ２１、
位置信号切換回路５、出力トランジスタQ3、巻
線L1及びL3、出力トランジスタQ4、抵抗１３で
構成される負帰還ループのループゲインが十分高
い時は入力電圧V20はゼロとなるようにトランジ
スタQ4のコレクタ・エミツタ動作電圧が自動的
に決まる。従つて式(3)より hFE＝R17／R13−１ ……(4) となる。式(4)の右辺は一定であるから、トランジ
スタQ4のhFEは一定になり、Ｋ＝R13／R17となる。ト ランジスタQ12がOFFの場合はトルク指令電圧が
変わればトランジスタQ4のエミツタ電流も変わ
り、第３図からトランジスタQ4のコレクタ・エ
ミツタ電圧も自動的に変わる。言い換えれば、ト
ランジスタQ4は電流増幅率が一定に保たれるよ
うにエミツタ電流に応じてコレクタ・エミツタ電
圧が自動制御されるから、巻線L1，I3の両端の電
位も電機子電流に対応して決まり、安定に動作す
る。
モータの回転数の増加に伴う電機子巻線逆起電
圧の増加、或は電機子電流の増加に伴う電機子巻
線直流電圧降下の増加によつて、トランジスタ
Q3のコレクタ・エミツタ電圧は減少する。第３
図に示したように、トランジスタのコレクタ・エ
ミツタ電圧が減少すると、電流増幅率も低下する
から、トランジスタQ3はコレクタ電流に比して
ベース電流が増加する。トランジスタQ3のベー
ス電流I3は位置信号切換回路５を介してトランジ
スタQ13から供給され、その大きさはトランジス
タQ14のコレクタ電流と等しい。又、トランジス
タQ14のコレクタ電流はカレントミラートランジ
スタQ17，Q16を介して抵抗２２へ印加されてい
る。従つて抵抗２２の電流値をI22とすれば I22＝I3 ……(5) である。
圧の増加、或は電機子電流の増加に伴う電機子巻
線直流電圧降下の増加によつて、トランジスタ
Q3のコレクタ・エミツタ電圧は減少する。第３
図に示したように、トランジスタのコレクタ・エ
ミツタ電圧が減少すると、電流増幅率も低下する
から、トランジスタQ3はコレクタ電流に比して
ベース電流が増加する。トランジスタQ3のベー
ス電流I3は位置信号切換回路５を介してトランジ
スタQ13から供給され、その大きさはトランジス
タQ14のコレクタ電流と等しい。又、トランジス
タQ14のコレクタ電流はカレントミラートランジ
スタQ17，Q16を介して抵抗２２へ印加されてい
る。従つて抵抗２２の電流値をI22とすれば I22＝I3 ……(5) である。
一方、トランジスタQ3のコレクタ電流IC3は、
巻線L1，L3を介してトランジスタQ4のコレクタ
電流となり、トランジスタQ4の電流増幅率hFEは
式(4)の値に保持されているから、 I13＝１＋hFE／hFE・IC3 ＝R17／R17−R13・IC3 ……(6) となる。
巻線L1，L3を介してトランジスタQ4のコレクタ
電流となり、トランジスタQ4の電流増幅率hFEは
式(4)の値に保持されているから、 I13＝１＋hFE／hFE・IC3 ＝R17／R17−R13・IC3 ……(6) となる。
差動増幅器２４の差動入力V24は、抵抗２２の
抵抗値をR22として、式(5)，(6)より V24＝R22・I3−R13・R17／R17−R13・IC3 ……(7) と書ける。
抵抗値をR22として、式(5)，(6)より V24＝R22・I3−R13・R17／R17−R13・IC3 ……(7) と書ける。
式(7)の右辺が負の状態ではトランジスタQ12は
OFFであるから、トルク指令電圧１５は減衰す
ることなく、差動増幅回路４へ印加される。しか
し、トランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧
が減少して、ベース電流I3が増加し、式(7)の右辺
が正になると差動増幅器２４の出力によつてトラ
ンジスタQ12が駆動され、コレクタ電流が流れ、
この結果、トルク指令電圧１５は、トランジスタ
Q12のコレクタ電流による抵抗２８の電圧降下分
だけ減じるように制限されて差動増幅回路４へ印
加される。従つて、差動増幅回路４、位置信号切
換回路７、出力トランジスタ群８、抵抗１３で構
成される負帰還ループにより抵抗１３に流れる電
流が減少する。すなわち、電機子電流が減少する
から、トランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電
圧が増加し、ベース電流が減少する。
OFFであるから、トルク指令電圧１５は減衰す
ることなく、差動増幅回路４へ印加される。しか
し、トランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧
が減少して、ベース電流I3が増加し、式(7)の右辺
が正になると差動増幅器２４の出力によつてトラ
ンジスタQ12が駆動され、コレクタ電流が流れ、
この結果、トルク指令電圧１５は、トランジスタ
Q12のコレクタ電流による抵抗２８の電圧降下分
だけ減じるように制限されて差動増幅回路４へ印
加される。従つて、差動増幅回路４、位置信号切
換回路７、出力トランジスタ群８、抵抗１３で構
成される負帰還ループにより抵抗１３に流れる電
流が減少する。すなわち、電機子電流が減少する
から、トランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電
圧が増加し、ベース電流が減少する。
以上の動作から、差動増幅器２４の差動入力
V24がゼロとなるように自動制御される。この場
合、トランジスタQ3の電流増幅率をhFE3とする
と、式(7)より hFE3＝R22（R17−R13）／R13・R17 ……(8) となつて、抵抗R13，R17，R22の値で決まる一定
値となる。
V24がゼロとなるように自動制御される。この場
合、トランジスタQ3の電流増幅率をhFE3とする
と、式(7)より hFE3＝R22（R17−R13）／R13・R17 ……(8) となつて、抵抗R13，R17，R22の値で決まる一定
値となる。
言いかえれば、トランジスタQ4は電流増幅率
hFEが常に一定となるように制御され、トランジ
スタQ3はトルク指令電圧に応じて電流増幅率が
変化するが、最小でも予め設定された値
R22（R17−R13）／R13・R17を維持するようにトルク指
令入 力が制限されて、電機子電流の増加を押さえ、ト
ランジスタQ3，Q4が常に活性領域で動作するよ
うになされる。
hFEが常に一定となるように制御され、トランジ
スタQ3はトルク指令電圧に応じて電流増幅率が
変化するが、最小でも予め設定された値
R22（R17−R13）／R13・R17を維持するようにトルク指
令入 力が制限されて、電機子電流の増加を押さえ、ト
ランジスタQ3，Q4が常に活性領域で動作するよ
うになされる。
また、フイルタ２６はローパスフイルタで、差
動増幅器２４を含む負帰還ループの安定性を改善
する。
動増幅器２４を含む負帰還ループの安定性を改善
する。
次に、本発明の他の実施例について第４図とと
もに説明する。第２図に示した実施例と同じ構成
部分についての説明は省略する。トランジスタ
Q14のコレクタは抵抗３０を介して電源１６へ接
続されるとともに、差動増幅器２４の反転側入力
３１へ接続されている。トランジスタ群６の共通
エミツタは抵抗３２を介して電源１６へ接続され
るとともに、差動増幅器２４の非反転側入力３３
へ接続されている。
もに説明する。第２図に示した実施例と同じ構成
部分についての説明は省略する。トランジスタ
Q14のコレクタは抵抗３０を介して電源１６へ接
続されるとともに、差動増幅器２４の反転側入力
３１へ接続されている。トランジスタ群６の共通
エミツタは抵抗３２を介して電源１６へ接続され
るとともに、差動増幅器２４の非反転側入力３３
へ接続されている。
トランジスタQ3のベース電流I3と同じ大きさの
電流がトランジスタQ14によつて抵抗３０に流さ
れ、トランジスタQ3のエミツタ電流は抵抗３２
に流れる。抵抗３０，３２の抵抗値をそれぞれ
R30，R32とすると、差動増幅器２４の差動入力
V24は V24＝R30・I3−R32・I32 ……(9) となる。ここでI32は抵抗３２に流れる電流であ
る。
電流がトランジスタQ14によつて抵抗３０に流さ
れ、トランジスタQ3のエミツタ電流は抵抗３２
に流れる。抵抗３０，３２の抵抗値をそれぞれ
R30，R32とすると、差動増幅器２４の差動入力
V24は V24＝R30・I3−R32・I32 ……(9) となる。ここでI32は抵抗３２に流れる電流であ
る。
今、モータの回転数の増加、或は電機子電流の
増加によつて巻線L1，L3の両端の電圧が増加す
るとトランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧
は減少する。すると、第３図に示したように、ト
ランジスタQ3の電流増幅率は低下し、ベース電
流は増加する。
増加によつて巻線L1，L3の両端の電圧が増加す
るとトランジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧
は減少する。すると、第３図に示したように、ト
ランジスタQ3の電流増幅率は低下し、ベース電
流は増加する。
I3＞R32／R30・I32 ……(10)
となると式(9)より、V24は正になり、差動増幅器
２４の出力によつてトランジスタQ12が駆動さ
れ、トランジスタQ12のコレクタ電流が流れる。
２４の出力によつてトランジスタQ12が駆動さ
れ、トランジスタQ12のコレクタ電流が流れる。
この結果、トルク指令電圧１５はトランジスタ
Q12のコレクタ電流による抵抗２８の電圧降下分
だけ減じるように制限され、抵抗１３の電流も制
限される。従つて電機子電流も制限され、トラン
ジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧が増大する
ことによつて、トランジスタQ3の電流増幅率が
増大し、ベース電流が減少する。以上の負帰還ル
ープにより、差動増幅器２４の差動入力V24はゼ
ロになるように制御される。トランジスタQ3の
電流増幅率hFE3は（I32／I3−１）であるから、式(9) より、 hFE3＝R30／R32−１ ……(11) となつて一定値となる。
Q12のコレクタ電流による抵抗２８の電圧降下分
だけ減じるように制限され、抵抗１３の電流も制
限される。従つて電機子電流も制限され、トラン
ジスタQ3のコレクタ・エミツタ電圧が増大する
ことによつて、トランジスタQ3の電流増幅率が
増大し、ベース電流が減少する。以上の負帰還ル
ープにより、差動増幅器２４の差動入力V24はゼ
ロになるように制御される。トランジスタQ3の
電流増幅率hFE3は（I32／I3−１）であるから、式(9) より、 hFE3＝R30／R32−１ ……(11) となつて一定値となる。
すなわち、トランジスタQ3が式(11)より大きい
電流増幅率で動作している時はトランジスタQ12
はOFFであり、トルク指令電圧１５は制限され
ないたゆ、モータ発生トルク、即ち、電機子電流
はトルク指令電圧で制御され、電機子巻線L1，
L3の両端の電圧が大きくなつてトランジスタQ3
のコレクタエミツタ電圧が減少してくると、トラ
ンジスタQ3は式(12)で示す電流増幅率を維持する
よう電機子電流が制限されるようにトルク指令電
圧が減衰させられる。
電流増幅率で動作している時はトランジスタQ12
はOFFであり、トルク指令電圧１５は制限され
ないたゆ、モータ発生トルク、即ち、電機子電流
はトルク指令電圧で制御され、電機子巻線L1，
L3の両端の電圧が大きくなつてトランジスタQ3
のコレクタエミツタ電圧が減少してくると、トラ
ンジスタQ3は式(12)で示す電流増幅率を維持する
よう電機子電流が制限されるようにトルク指令電
圧が減衰させられる。
第５図は制限器の他の実施例を示す。差動増幅
回路４の反転側入力２９は抵抗３４を介して抵抗
１３とトランジスタ群８の接続点１４へ接続され
るとともに、エミツタが電源１６へ接続されたト
ランジスタQ18のコレクタに接続されている。ト
ランジスタQ18のベースはフイルタ２６を介して
差動増幅器２４の出力に接続されている。トルク
指令電圧１５は差動増幅回路４の非反転側入力２
７へ接続されている。
回路４の反転側入力２９は抵抗３４を介して抵抗
１３とトランジスタ群８の接続点１４へ接続され
るとともに、エミツタが電源１６へ接続されたト
ランジスタQ18のコレクタに接続されている。ト
ランジスタQ18のベースはフイルタ２６を介して
差動増幅器２４の出力に接続されている。トルク
指令電圧１５は差動増幅回路４の非反転側入力２
７へ接続されている。
差動増幅器２４の出力信号によつてトランジス
タQ18のベースが駆動され、トランジスタQ18の
コレクタ電流は抵抗３４に流れて電圧降下を発生
する。電流検出抵抗１３の電圧は、この電圧降下
分だけ加算されて差動増幅回路４へ印加されるた
め、差動増幅回路４を含む負帰還ループによつて
抵抗１３に流れる電流、即ち、電機子電流が減少
する。その結果、電機子電流は制限される。トラ
ンジスタQ18がOFFの時は抵抗３４によつて何ら
制限されないから、電機子電流はトルク指令電圧
１５に応じて変化することは明らかである。
タQ18のベースが駆動され、トランジスタQ18の
コレクタ電流は抵抗３４に流れて電圧降下を発生
する。電流検出抵抗１３の電圧は、この電圧降下
分だけ加算されて差動増幅回路４へ印加されるた
め、差動増幅回路４を含む負帰還ループによつて
抵抗１３に流れる電流、即ち、電機子電流が減少
する。その結果、電機子電流は制限される。トラ
ンジスタQ18がOFFの時は抵抗３４によつて何ら
制限されないから、電機子電流はトルク指令電圧
１５に応じて変化することは明らかである。
上記実施例において、モータの回転に伴つて回
転子１と電機子巻線３の回転位置が変つて、トラ
ンジスタQ1〜Q6のうち導通するトランジスタが
変化しても、上述と同様の動作で巻線L1，L2，
L3の動作電位は巻線電流に対応して安定に変化
する。
転子１と電機子巻線３の回転位置が変つて、トラ
ンジスタQ1〜Q6のうち導通するトランジスタが
変化しても、上述と同様の動作で巻線L1，L2，
L3の動作電位は巻線電流に対応して安定に変化
する。
なお、上記実施例は３相の場合について説明し
たが、本発明は３相に限る必然性はなく、また、
本発明の主旨を変えずに種々の変形（例えば、位
置信号切換回路５或は７の出力側に電流増幅回路
を挿入し、その増幅率に相当する分だけ抵抗１７
或は抵抗２２又は抵抗３０の値を大きくする方
法、或は電流出力端子１８，１９やカレントミラ
ートランジスタQ13，Q14の電流比を１以外の値
にして抵抗１７，２２，３０の値を変える方法
等）、応用の存することは言うまでもない。
たが、本発明は３相に限る必然性はなく、また、
本発明の主旨を変えずに種々の変形（例えば、位
置信号切換回路５或は７の出力側に電流増幅回路
を挿入し、その増幅率に相当する分だけ抵抗１７
或は抵抗２２又は抵抗３０の値を大きくする方
法、或は電流出力端子１８，１９やカレントミラ
ートランジスタQ13，Q14の電流比を１以外の値
にして抵抗１７，２２，３０の値を変える方法
等）、応用の存することは言うまでもない。
以上の説明より明らかなように、本実施例の如
くブラシレスモータを構成すれば、出力トランジ
スタ群８はhFEが一定になるように制御されるた
め、第３図の特性からも明らかなように飽和は発
生ないこととなる。すなわち、動作電流の大小に
応じてコレクタ・エミツタ電圧が自動的に制御さ
れ、どのような動作状態においても出力トランジ
スタ群６，８のコレクタ・エミツタ電圧は安定に
定まるため、第１図に示した従来例の如き巻線の
共通接続点のフイードバツクは不要とすることが
できる。
くブラシレスモータを構成すれば、出力トランジ
スタ群８はhFEが一定になるように制御されるた
め、第３図の特性からも明らかなように飽和は発
生ないこととなる。すなわち、動作電流の大小に
応じてコレクタ・エミツタ電圧が自動的に制御さ
れ、どのような動作状態においても出力トランジ
スタ群６，８のコレクタ・エミツタ電圧は安定に
定まるため、第１図に示した従来例の如き巻線の
共通接続点のフイードバツクは不要とすることが
できる。
発明の効果
以上説明した様に、本発明のブラシレスモータ
は、一方の出力トランジスタ群を抵抗比で予め決
め得る常に一定の電流増幅率になるよう動作させ
るとともに、他方の出力トランジスタ群の動作最
低電流増幅率をも別の抵抗比で予め決め得る常に
一定の値を維持するようにトルク指令入力を減衰
器で減衰させ、これによつて、出力トランジスタ
群の飽和を防止し、不要なトルク損失や異常振動
をなくすことができ、ブラシレスモータ使用機器
の小型化、低消費電力化に極めて有効である。
は、一方の出力トランジスタ群を抵抗比で予め決
め得る常に一定の電流増幅率になるよう動作させ
るとともに、他方の出力トランジスタ群の動作最
低電流増幅率をも別の抵抗比で予め決め得る常に
一定の値を維持するようにトルク指令入力を減衰
器で減衰させ、これによつて、出力トランジスタ
群の飽和を防止し、不要なトルク損失や異常振動
をなくすことができ、ブラシレスモータ使用機器
の小型化、低消費電力化に極めて有効である。
第１図はブラシレスモータの従来例の構成図、
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフ、第４図は本発明の他の実
施例の構成図、第５図は制限器の他の実施例を示
す構成図である。 １……回転子、２……位置検出器、３……電機
子巻線、４……差動増幅回路、５，７……位置信
号切換回路、６，８……出力トランジスタ群、１
３，１７，２２，３０，３２……抵抗、１５……
トルク指令電圧、１６……電源、２０，２４……
差動増幅器、２１，２６……フイルタ、２８，
Q12，３４，Q18……制限器。
第２図は本発明の一実施例の構成図、第３図はト
ランジスタのコレクタ・エミツタ電圧と電流増幅
率の関係を示すグラフ、第４図は本発明の他の実
施例の構成図、第５図は制限器の他の実施例を示
す構成図である。 １……回転子、２……位置検出器、３……電機
子巻線、４……差動増幅回路、５，７……位置信
号切換回路、６，８……出力トランジスタ群、１
３，１７，２２，３０，３２……抵抗、１５……
トルク指令電圧、１６……電源、２０，２４……
差動増幅器、２１，２６……フイルタ、２８，
Q12，３４，Q18……制限器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多極着磁された永久磁石回転子と、一端が共
通接続された複数相の電機子巻線と、前記回転子
と前記電機子巻線との回転位置を検出する位置検
出器と、前記電機子巻線の各相に接続された前記
相数に等しい組数のプツシユプル出力トランジス
タ対と、前記電機子巻線の電流を検出する第１の
電流検出手段と、制御手段と、前記制御手段を介
して前記第１の電流検出手段の出力信号とモータ
トルク指令入力信号との差を増幅する第１の増幅
器と、前記第１の増幅器の出力を前記位置検出器
の出力に応じて切換え、前記出力トランジスタ対
の前記一方のトランジスタ群による前記電機子巻
線の通電相を決定する第１の位置信号切換手段
と、前記一方のトランジスタ群のベース電流に応
じた信号を出力する第２の電流検出手段と、前記
第１及び第２の電流検出手段のそれぞれの出力信
号の差を増幅する第２の増幅器と、前記第２の増
幅器の出力を前記位置検出器の出力に応じて切換
え、前記出力トランジスタ対の他方のトランジス
タ群による前記電機子巻線の通電相を決定する第
２の位置信号切換手段と、前記他方のトランジス
タ群のベース電流に応じた信号を出力する第３の
電流検出手段と、前記第１及び第３の電流検出手
段のそれぞれの出力信号の差を増幅する第３の増
幅器とを具備し、前記一方のトランジスタ群のベ
ース電流と前記第１の電流検出手段に流れる電流
の比を一定に保つよう前記他方のトランジスタ群
の導通状態を前記第２の増幅器で制御するととも
に、前記他方のトランジスタ群のベース電流と前
記第１の電流検出手段に流れる電流の比が所定の
値に達した場合は前記電機子巻線の電流を制限す
るように前記第３の差動増幅器の出力信号で前記
制御手段を制御して前記トルク指令入力信号に応
じたトルクを発生するようにしたブラシレスモー
タ。 ２ 第２の電流検出手段として第１のカレントミ
ラーと第１の抵抗を用い、第１の増幅器として電
流出力型の差動増幅器を用し、前記電流出力を前
記第１のカレントミラーで第１の位置信号切換器
と前記第１の抵抗とに分配し、前記第１の抵抗の
両端の電圧を前記第２の電流検出手段の出力とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
ブラシレスモータ。 ３ 第３の電流検出手段として第２のカレントミ
ラーと第２の抵抗を用い、第２の増幅器として電
流出力型の差動増幅器を用い、前記電流出力を前
記第２のカレントミラーで第２の位置信号切換器
と前記第２の抵抗とに分配し、前記第２の抵抗の
両端の電圧を前記第３の電流検出手段の出力とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
ブラシレスモータ。 ４ 制御手段として、第３の抵抗とトランジスタ
を具備し、前記第３の抵抗の一端をトルク指令入
力信号の入力端子とし、他端を第１の増幅器に接
続するとともに前記トランジスタのコレクタに直
接或は第４の抵抗を介して接続して出力端子と
し、前記トランジスタのベースを制限量制御のた
めの制御端子とする特許請求の範囲第１項記載の
ブラシレスモータ。 ５ 第３の増幅器は、電機子巻線の電流を検出す
る第４の電流検出手段の出力信号と第３の電流検
出手段の出力信号の差を増幅することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のブラシレスモー
タ。 ６ 第３の増幅器と制限手段の間にローパスフイ
ルタを挿入したことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載のブラシレスモータ。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58011858A JPS59139884A (ja) | 1983-01-26 | 1983-01-26 | ブラシレスモ−タ |
| US06/569,762 US4535276A (en) | 1983-01-12 | 1984-01-10 | Output circuit and brushless motor using the same |
| GB08400669A GB2135483B (en) | 1983-01-12 | 1984-01-11 | Output circuit and brushless motor using the same |
| DE19843401055 DE3401055A1 (de) | 1983-01-12 | 1984-01-12 | Treiberschaltung und diese verwendender buerstenloser motor |
| US06/728,801 US4608524A (en) | 1983-01-12 | 1985-04-29 | Output circuit and brushless motor using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58011858A JPS59139884A (ja) | 1983-01-26 | 1983-01-26 | ブラシレスモ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59139884A JPS59139884A (ja) | 1984-08-10 |
| JPH0527352B2 true JPH0527352B2 (ja) | 1993-04-20 |
Family
ID=11789419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58011858A Granted JPS59139884A (ja) | 1983-01-12 | 1983-01-26 | ブラシレスモ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59139884A (ja) |
-
1983
- 1983-01-26 JP JP58011858A patent/JPS59139884A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59139884A (ja) | 1984-08-10 |
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