JPH0477325B2 - - Google Patents
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- JPH0477325B2 JPH0477325B2 JP58243765A JP24376583A JPH0477325B2 JP H0477325 B2 JPH0477325 B2 JP H0477325B2 JP 58243765 A JP58243765 A JP 58243765A JP 24376583 A JP24376583 A JP 24376583A JP H0477325 B2 JPH0477325 B2 JP H0477325B2
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- Japan
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- circuit
- thyristor converter
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、誘導電動機等の誘導性負荷制御装
置、特に、誘導性負荷を電流によつて制御する場
合に好適な誘導性負荷制御装置に関する。
置、特に、誘導性負荷を電流によつて制御する場
合に好適な誘導性負荷制御装置に関する。
誘導電動機の回転数等の制御は、サイリスタ変
換器で行う。この時の回路構成を第１図に示す。
換器で行う。この時の回路構成を第１図に示す。
第１図で、サイリスタ変換器１は、複数のサイ
リスタ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄより成り、中間接
続点間に交流電源２が印加されている。誘導性負
荷３は例えば直流電動機の界磁巻線や電機子巻線
より成る。サイリスタ変換器１は電力変換機能を
持ち、実際には直流電源２を直流に変換する役割
を持つ。
リスタ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄより成り、中間接
続点間に交流電源２が印加されている。誘導性負
荷３は例えば直流電動機の界磁巻線や電機子巻線
より成る。サイリスタ変換器１は電力変換機能を
持ち、実際には直流電源２を直流に変換する役割
を持つ。
電流制御回路４は電流指令値Icと電流検出器６
で検出した電流帰還信号Ifとの偏差をとる。この
偏差が零となるように、ゲートパルス発生回路５
がサイリスタ変換器１のサイリスタの点弧制御を
行う。
で検出した電流帰還信号Ifとの偏差をとる。この
偏差が零となるように、ゲートパルス発生回路５
がサイリスタ変換器１のサイリスタの点弧制御を
行う。
以上の構成の中で電流制御回路４は、上記偏差
演算の他に全体の回路系の各種定数をもとにした
補償特性を持たせる演算即ち補償演算を行う。補
償演算は、比例補償、比例積分補償、比例積分微
分補償等の演算があり、どれを運ぶかは全体の回
路系によつて定めている。ここで、全体の回路系
とは、第１図に示した全体を回路系とみなしてお
り、サイリスタ変換器１自体も後述するように特
定の伝達関数（例えば一次遅れ要素）で表現で
き、更に他の回路素子も同様に何らかの伝達関数
で表示可能である。従つて、全体の回路系とは、
伝達関数で表現しうる系を指すことになる。特
に、どの補償形式にするかは、サイリスタ変換器
１、交流電源２、負荷３によつて定まる特性によ
り決まるとみてよい。
演算の他に全体の回路系の各種定数をもとにした
補償特性を持たせる演算即ち補償演算を行う。補
償演算は、比例補償、比例積分補償、比例積分微
分補償等の演算があり、どれを運ぶかは全体の回
路系によつて定めている。ここで、全体の回路系
とは、第１図に示した全体を回路系とみなしてお
り、サイリスタ変換器１自体も後述するように特
定の伝達関数（例えば一次遅れ要素）で表現で
き、更に他の回路素子も同様に何らかの伝達関数
で表示可能である。従つて、全体の回路系とは、
伝達関数で表現しうる系を指すことになる。特
に、どの補償形式にするかは、サイリスタ変換器
１、交流電源２、負荷３によつて定まる特性によ
り決まるとみてよい。
所で、第１図のような誘導性負荷制御装置で、
電流制御回路４の補償演算の各定数、例えば、比
例積分補償の場合における比例ゲイン、積分ゲイ
ンは、設計時にサイリスタ変換器の伝達関数の特
性によつて定めている。
電流制御回路４の補償演算の各定数、例えば、比
例積分補償の場合における比例ゲイン、積分ゲイ
ンは、設計時にサイリスタ変換器の伝達関数の特
性によつて定めている。
サイリスタ変換器の伝達関数を一次遅れ要素と
みた場合、該一次遅れ要素のゲイン及び時定数は
交流電源の電圧、誘導負荷３の抵抗及びインダク
タンスによつて定まる。従つて、回路設計時にゲ
イン、時定数は一義的に定まることとなる。
みた場合、該一次遅れ要素のゲイン及び時定数は
交流電源の電圧、誘導負荷３の抵抗及びインダク
タンスによつて定まる。従つて、回路設計時にゲ
イン、時定数は一義的に定まることとなる。
然るに、実際の交流電源の電圧及び誘導負荷の
抵抗及びインダクタンスは、設計値通りとは限ら
ず、一般には、設計値と異なつた値をとる。更
に、誘導負荷３の周囲温度（例えば直流電動機の
界磁巻線や電機子巻線を負荷とした場合、抵抗損
による発熱）が変化すると、抵抗値が変化し、負
荷電流の大きさによつてインダクタンスの値も変
化する。
抵抗及びインダクタンスは、設計値通りとは限ら
ず、一般には、設計値と異なつた値をとる。更
に、誘導負荷３の周囲温度（例えば直流電動機の
界磁巻線や電機子巻線を負荷とした場合、抵抗損
による発熱）が変化すると、抵抗値が変化し、負
荷電流の大きさによつてインダクタンスの値も変
化する。
従つて、補償演算の各定数を制御対象の特性に
応じて最適値に定めることが望ましい。この観点
に立つた従来例に、特開昭56−155418号「電力変
換装置のパラメータ推定方法」がある。
応じて最適値に定めることが望ましい。この観点
に立つた従来例に、特開昭56−155418号「電力変
換装置のパラメータ推定方法」がある。
この従来方法を以下に述べる。
第１図の制御装置での波形図を第２図に示す。
ゲートパルス発生回路５は半サイクル毎に点弧パ
ルスを点弧角α0，α1，α2，α3で発生する。点弧角
α0，α2、……ではサイリスタ１Ａ，１Ｄを点弧さ
せ、点弧角α1，α3、……ではサイリスタ１Ｂ，１
Ｃを点弧させる。この時の負荷３への印加電圧eL
は、各点弧パルスがくると正極性となり、この点
弧パルスの前段では負極性となる。更に、負荷電
流ｉは、各点弧パルス毎にｉ＝i0，i1，i2、……
となる。且つ連続的な負荷電流を呈す。尚、e0は
交流電源電圧である。
ゲートパルス発生回路５は半サイクル毎に点弧パ
ルスを点弧角α0，α1，α2，α3で発生する。点弧角
α0，α2、……ではサイリスタ１Ａ，１Ｄを点弧さ
せ、点弧角α1，α3、……ではサイリスタ１Ｂ，１
Ｃを点弧させる。この時の負荷３への印加電圧eL
は、各点弧パルスがくると正極性となり、この点
弧パルスの前段では負極性となる。更に、負荷電
流ｉは、各点弧パルス毎にｉ＝i0，i1，i2、……
となる。且つ連続的な負荷電流を呈す。尚、e0は
交流電源電圧である。
かかる波形図で、点弧パルスが発生した時点α0
から次の点弧パルスが発生する時の時点α1までの
電流値ｉは、負荷３の抵抗Ｒ、インダクタンス
Ｌ、交流電源２の波高値Ｅと角周波数ωによつて
定まる軌跡を描く。従つて、負荷電流ｉからサイ
リスタ変換装置の特性を左右するゲインや時定数
を推定できることとなる。
から次の点弧パルスが発生する時の時点α1までの
電流値ｉは、負荷３の抵抗Ｒ、インダクタンス
Ｌ、交流電源２の波高値Ｅと角周波数ωによつて
定まる軌跡を描く。従つて、負荷電流ｉからサイ
リスタ変換装置の特性を左右するゲインや時定数
を推定できることとなる。
今、位相角αで点弧パルスを与えると、その時
の負荷電流ｉは次式による。
の負荷電流ｉは次式による。
Ｌdi／dt＋Ri＝Esin（ωt＋α） ……(1)
この方程式は、次の点弧パルスが発生するまで
の時間だけ成立する（尚、このＬ及びＲは後述す
る本発明に関する第６図のブロツク中のブロツク
２３中のＬ及びＲと同じである）。
の時間だけ成立する（尚、このＬ及びＲは後述す
る本発明に関する第６図のブロツク中のブロツク
２３中のＬ及びＲと同じである）。
ここで、負荷電流の初期値をipとし、且つ点弧
角α＝α0で解くと、負荷電流ｉは、 となる。但し、＝tan-1T〓，T〓＝ωL／Ｒであ
る。
角α＝α0で解くと、負荷電流ｉは、 となる。但し、＝tan-1T〓，T〓＝ωL／Ｒであ
る。
ｉ＝i1となる時刻ｔは、ｉ＝i0を基準とすると、
ｔ＝（α1−α0＋π）／ω ……(3)
となる。(2)式に(3)式を導入すると、
となる。但し、
である。ここで、点弧角α0とα1での電流差Δiは
一方、(2)式を点弧角α1とα2との間にわたつて積
分すると、 となる。
分すると、 となる。
(6)，(7)式は、ゲインＫと、時定数Ｔを示すT〓
とを持つており、連立方程式を解くことにより、
正規のゲインＫと時定数Ｔとを求めることができ
る。
とを持つており、連立方程式を解くことにより、
正規のゲインＫと時定数Ｔとを求めることができ
る。
ここで、(7)式の両辺にωを乗算し、(6)式にT〓
を乗算し、両者の差（ω・Ｉ−T〓・Δi）を表す
式を展開、整理すると、 ω・Ｉ−T〓・Δi ＝Ｋ（cosα0＋cosα1） となる。ここで、時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒ＝T〓／ωと
おくと、この式は ω・Ｉ−ωT・Δi ＝Ｋ（cosα0＋cosα1） となる。ところで、交流電源の角周波数ωはほと
んど変化しないので、一定と考えることができ
る。また、積分値Ｉ、電流差Δi、位相角αも、
測定すれば求めることができるので、定数と考え
ることができる。従つて、この式は、ｎ番目の点
弧パルス発生時点で ａ（ｎ）＝ｂ（ｎ）・Ｔ＋ｃ（ｎ）・Ｋ と表すことができ、ｎ−１番目の点弧パルス発生
時点で ａ（ｎ−１） ＝ｂ（ｎ−１）・Ｔ＋ｃ（ｎ−１）・Ｋ と表すことができる。従つて、この両式から Ｔ＝ａ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ａ（ｎ−１）ｃ（ｎ）／
ｂ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ｂ（ｎ−１）ｃ（ｎ） ……(8) Ｋ＝ａ（ｎ−１）ｂ（ｎ）−ａ（ｎ）ｂ（ｎ−１）／
ｂ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ｂ（ｎ−１）ｃ（ｎ） ……(9) 尚、ａ（ｎ），ｂ（ｎ），ｃ（ｎ）は次式で表され
る。
を乗算し、両者の差（ω・Ｉ−T〓・Δi）を表す
式を展開、整理すると、 ω・Ｉ−T〓・Δi ＝Ｋ（cosα0＋cosα1） となる。ここで、時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒ＝T〓／ωと
おくと、この式は ω・Ｉ−ωT・Δi ＝Ｋ（cosα0＋cosα1） となる。ところで、交流電源の角周波数ωはほと
んど変化しないので、一定と考えることができ
る。また、積分値Ｉ、電流差Δi、位相角αも、
測定すれば求めることができるので、定数と考え
ることができる。従つて、この式は、ｎ番目の点
弧パルス発生時点で ａ（ｎ）＝ｂ（ｎ）・Ｔ＋ｃ（ｎ）・Ｋ と表すことができ、ｎ−１番目の点弧パルス発生
時点で ａ（ｎ−１） ＝ｂ（ｎ−１）・Ｔ＋ｃ（ｎ−１）・Ｋ と表すことができる。従つて、この両式から Ｔ＝ａ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ａ（ｎ−１）ｃ（ｎ）／
ｂ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ｂ（ｎ−１）ｃ（ｎ） ……(8) Ｋ＝ａ（ｎ−１）ｂ（ｎ）−ａ（ｎ）ｂ（ｎ−１）／
ｂ（ｎ）ｃ（ｎ−１）−ｂ（ｎ−１）ｃ（ｎ） ……(9) 尚、ａ（ｎ），ｂ（ｎ），ｃ（ｎ）は次式で表され
る。
ａ（ｎ）＝ω・Ｉ
ｂ（ｎ）＝ω・Δi
ｃ（ｎ）＝cosαo-1＋cosαo ……(10)
ここで、Ｉとは（ｎ−１）とｎとの区間内の積
分値であり、Δiは（ｎ−１）とｎとの区間内の
変化値である。
分値であり、Δiは（ｎ−１）とｎとの区間内の
変化値である。
前記した特開昭56−155418号公報記載の従来技
術は、サイリスタ変換器に与える今回と前回の点
弧パルスの一周期間における負荷電流の積分値Ｉ
と、一周期の今回と前回の点弧パルス付与時点の
負荷電流の差Δiと、前回と今回の点弧位相角α
とから、(10)式に基づいてａ，ｂ，ｃの値を求め、
(8)式、(9)式により、時定数ＴとゲインＫとを算出
している。
術は、サイリスタ変換器に与える今回と前回の点
弧パルスの一周期間における負荷電流の積分値Ｉ
と、一周期の今回と前回の点弧パルス付与時点の
負荷電流の差Δiと、前回と今回の点弧位相角α
とから、(10)式に基づいてａ，ｂ，ｃの値を求め、
(8)式、(9)式により、時定数ＴとゲインＫとを算出
している。
上述した方法により時定数ＴとゲインＫとを推
定することは可能であるが、実際の電動機に適用
する場合、以下に述べる不具合がある。
定することは可能であるが、実際の電動機に適用
する場合、以下に述べる不具合がある。
電動機の運転では、電流が増感する過渡状態と
電流がほぼ一定となる定常状態がある。過渡状態
においては(8)，(9)式の分母が小さくないので演算
精度上は問題はない。然るに、定常状態では、
(8)，(9)式の分母は極めて小さくなり、演算精度が
極めて悪くなる。
電流がほぼ一定となる定常状態がある。過渡状態
においては(8)，(9)式の分母が小さくないので演算
精度上は問題はない。然るに、定常状態では、
(8)，(9)式の分母は極めて小さくなり、演算精度が
極めて悪くなる。
更に、第３図に示す電流連続状態から電流断続
状態Ｐになる場合、又は第４図に示すその逆の場
合には、(8)，(9)式の分母＝０にならないので、演
算結果が大きな誤差を持つた値となる。
状態Ｐになる場合、又は第４図に示すその逆の場
合には、(8)，(9)式の分母＝０にならないので、演
算結果が大きな誤差を持つた値となる。
更に、グレツツ結線では交流側のインダクタン
スの影響で転流重なり角が発生し、これを無視す
れば誤差が大きくなり、逆にこれを考慮すれば
(8)，(9)式に相当する式を解くことが極めて困難と
なる。
スの影響で転流重なり角が発生し、これを無視す
れば誤差が大きくなり、逆にこれを考慮すれば
(8)，(9)式に相当する式を解くことが極めて困難と
なる。
以上の従来例は、結論的にみれば、過渡状態に
おけるパラメータ推定が重要視される用途で、且
つ交流側インダクタンスの無視できる用途に限定
され、これ以外では誤差が大きく、実際の適用に
無理がある。
おけるパラメータ推定が重要視される用途で、且
つ交流側インダクタンスの無視できる用途に限定
され、これ以外では誤差が大きく、実際の適用に
無理がある。
本発明の目的は、過渡的でない、いわゆる定常
的なパラメータ測定に精度があり、運転中にパラ
メータがほとんど変化しない一般的な用途に適用
可能な誘導性負荷制御装置を提供するにある。
的なパラメータ測定に精度があり、運転中にパラ
メータがほとんど変化しない一般的な用途に適用
可能な誘導性負荷制御装置を提供するにある。
本発明は、定常状態下では回路インダクタンス
と電流リツプルとがほぼ反比例の関係にあること
を利用するもので、電流リツプルを測定すること
により等価的に回路インピーダンスを求め、然る
後サイリスタ変換器の伝達関数を求め、該伝達関
数をもとに補償特性を得る。この補償特性をもと
に点弧パルス制御を行わせる。
と電流リツプルとがほぼ反比例の関係にあること
を利用するもので、電流リツプルを測定すること
により等価的に回路インピーダンスを求め、然る
後サイリスタ変換器の伝達関数を求め、該伝達関
数をもとに補償特性を得る。この補償特性をもと
に点弧パルス制御を行わせる。
先ず、本発明の原理を説明する。
第５図は、マイクロコンピユータによつてゲー
トパルス制御を行つてなる電動機制御装置の構成
図を示す。この装置は、機能的には第１図の回路
構成と同じであるが、帰還値を得る変流器６をサ
イリスタ変換器の電源入力側に設けたこと、電流
制御回路４をマイクロコンピユータを主体に構成
したこと、の２点で相異する。更に、負荷として
電動機３を想定し、界磁巻線３Ａを持つものとし
ている。この電動機３は誘導性負荷となる。
トパルス制御を行つてなる電動機制御装置の構成
図を示す。この装置は、機能的には第１図の回路
構成と同じであるが、帰還値を得る変流器６をサ
イリスタ変換器の電源入力側に設けたこと、電流
制御回路４をマイクロコンピユータを主体に構成
したこと、の２点で相異する。更に、負荷として
電動機３を想定し、界磁巻線３Ａを持つものとし
ている。この電動機３は誘導性負荷となる。
電流制御回路４は、整流器１１，AD変換器１
０、マイクロプロセツサ９、共通バス７、メモリ
８より成る。整流器１１は変流器６からの検出帰
還電流の整流を行い、AD変換器１０は、整流出
力をAD変換する。更に、このAD変換器１０は
帰還電流が電流連続限界にあるか否かの検出を行
う機能を持つ。
０、マイクロプロセツサ９、共通バス７、メモリ
８より成る。整流器１１は変流器６からの検出帰
還電流の整流を行い、AD変換器１０は、整流出
力をAD変換する。更に、このAD変換器１０は
帰還電流が電流連続限界にあるか否かの検出を行
う機能を持つ。
マイクロプロセツサ９は、メモリ８に蓄えられ
ている処理内容を共通バス７を通して取出し、そ
の内容に従つて演算や他のプロセス信号の入・出
力処理を行う。電流制御であれば、予め与えられ
ている電流指令値Icと変流器６を通して得る電流
帰還値Ifとを比較演算し、所定の制御ゲインを乗
算し、その信号をゲートパルス発生器５に出力す
る。
ている処理内容を共通バス７を通して取出し、そ
の内容に従つて演算や他のプロセス信号の入・出
力処理を行う。電流制御であれば、予め与えられ
ている電流指令値Icと変流器６を通して得る電流
帰還値Ifとを比較演算し、所定の制御ゲインを乗
算し、その信号をゲートパルス発生器５に出力す
る。
この制御ゲインとは、補償のためのゲインであ
り、比例補償では比例用の制御ゲインそのもの、
比例積分補償では例えば一次遅れ要素とする場合
には一次遅れ要素を構成する伝達関数とする。こ
の比例積分補償下での一次遅れ要素は、ゲインと
時定数とを定数とする一次遅れ伝達関数となる。
以下では、補償形式として比例補償とした場合を
説明する。
り、比例補償では比例用の制御ゲインそのもの、
比例積分補償では例えば一次遅れ要素とする場合
には一次遅れ要素を構成する伝達関数とする。こ
の比例積分補償下での一次遅れ要素は、ゲインと
時定数とを定数とする一次遅れ伝達関数となる。
以下では、補償形式として比例補償とした場合を
説明する。
ゲートパルス発生器５は、与えられた信号に見
合う点弧角のゲートパルスをサイリスタ変換器１
に出力する。その結果、電源トランス２Ａ（電源
２に相当とみてよい）、変換器６、サイリスタ変
換器１、電動機３を通して電流が流れ、その電流
がまたAD変換器１０を通して入力され制御が続
行される。最終的には、この電流が電流指令と等
しくなるように制御される。以上の制御において
電流の動き、つまり応答は、メモリ８内に蓄えら
れている制御ゲイン、ゲートパルス発生器５とサ
イリスタ変換器１のゲインおよび回路の抵抗とイ
ンダクタンスで決まる。ここで、制御ゲインは、
主に回路の抵抗とインダクタンスによつて所定の
応答を満足する様に設定するのが普通である。
合う点弧角のゲートパルスをサイリスタ変換器１
に出力する。その結果、電源トランス２Ａ（電源
２に相当とみてよい）、変換器６、サイリスタ変
換器１、電動機３を通して電流が流れ、その電流
がまたAD変換器１０を通して入力され制御が続
行される。最終的には、この電流が電流指令と等
しくなるように制御される。以上の制御において
電流の動き、つまり応答は、メモリ８内に蓄えら
れている制御ゲイン、ゲートパルス発生器５とサ
イリスタ変換器１のゲインおよび回路の抵抗とイ
ンダクタンスで決まる。ここで、制御ゲインは、
主に回路の抵抗とインダクタンスによつて所定の
応答を満足する様に設定するのが普通である。
第６図は、第５図の等価回路的にみた場合の制
御ブロツク図で、前述せる制御ゲインGc（ｓ）の
設定過程を説明する図である。
御ブロツク図で、前述せる制御ゲインGc（ｓ）の
設定過程を説明する図である。
第６図ａは、２１は制御ゲインGc（ｓ）、２２
はゲートパルス発生器５とサイリスタ変換器１の
ゲインKp、２３は回路の抵抗Ｒおよびインダク
タンスＬ、２４は電流を電流帰還に変換するゲイ
ンFc、２５は電動機３のトルク係数ζφと慣性モ
ーメントＪ，２６は電動機のトルク係数ζφであ
り、図中のωは電動機速度、EMは電動機の逆起
動電力、Iaは電動機電流である。
はゲートパルス発生器５とサイリスタ変換器１の
ゲインKp、２３は回路の抵抗Ｒおよびインダク
タンスＬ、２４は電流を電流帰還に変換するゲイ
ンFc、２５は電動機３のトルク係数ζφと慣性モ
ーメントＪ，２６は電動機のトルク係数ζφであ
り、図中のωは電動機速度、EMは電動機の逆起
動電力、Iaは電動機電流である。
第６図ｂは、第６図ａのブロツク図において、
電動機の界磁電流をゼロにした状態、詰まりζφ
＝０、あるいはIano通電時間が短くかつＪが極め
て大きくてω≒０とみなせる短時間の状態での第
６図ｄの等価ブロツクである。
電動機の界磁電流をゼロにした状態、詰まりζφ
＝０、あるいはIano通電時間が短くかつＪが極め
て大きくてω≒０とみなせる短時間の状態での第
６図ｄの等価ブロツクである。
第６図ｃは、第６図ｂのブロツク図において、
｜Ｒ｜＜＜｜LS｜とみなせる状態における等価
ブロツクである。次にこの条件の成立の可否につ
いて述べる。
｜Ｒ｜＜＜｜LS｜とみなせる状態における等価
ブロツクである。次にこの条件の成立の可否につ
いて述べる。
一般に回路の電気的時定数Ｌ／Ｒは
Ｌ／Ｒ＝0.02〜0.04（sec） ……(11)
であり、また、電流制御系の応答を決める遮断角
周波数ωcは、一般に ωc≒500（rad／ｓ） ……(12) 程度と大きく設定される。また、 ｜Ｒ｜：｜LS｜＝１：｜Ｌ／Ｒ・Ｓ｜ ＝１：｜Ｌ／Ｒ・jω｜ ……(13) であるから、これらに前記数値を代入すると ｜Ｒ｜：｜LS｜＝１：｜（0.02〜0.04） ×ｊ×500｜＝１：（10〜20） ……(14) となり、前述する｜Ｒ｜≪｜LS｜の条件が成立
することが判る。
周波数ωcは、一般に ωc≒500（rad／ｓ） ……(12) 程度と大きく設定される。また、 ｜Ｒ｜：｜LS｜＝１：｜Ｌ／Ｒ・Ｓ｜ ＝１：｜Ｌ／Ｒ・jω｜ ……(13) であるから、これらに前記数値を代入すると ｜Ｒ｜：｜LS｜＝１：｜（0.02〜0.04） ×ｊ×500｜＝１：（10〜20） ……(14) となり、前述する｜Ｒ｜≪｜LS｜の条件が成立
することが判る。
ここで、第６図のｃによれば、制御対象はブロ
ツク２６の様に回路インダクタンスＬにより決ま
ることが判る。
ツク２６の様に回路インダクタンスＬにより決ま
ることが判る。
従来の制御装置の制御ゲインの決定は、回路イ
ンダクタンスの設計値を用いて制御ゲインGc
（ｓ）を決定しているが、回路インダクタンスが
設計値に対し±30〜±50％の誤差をもつているこ
とが多く、この誤差が実際の電流制御系の目標応
答時間の誤差となる。この誤差が速度制御系（前
述せず）の応答誤差となることは承知の事実であ
る。そこでこの速度制御系の応答誤差をなくする
ために、電流制御系の応答を目標応答時間に設定
すべく、実機による合わせ作業にて制御ゲイン
Gc（ｓ）を決定する方法もあるが、調整時間に多
くの時間がかかる欠点があつた。
ンダクタンスの設計値を用いて制御ゲインGc
（ｓ）を決定しているが、回路インダクタンスが
設計値に対し±30〜±50％の誤差をもつているこ
とが多く、この誤差が実際の電流制御系の目標応
答時間の誤差となる。この誤差が速度制御系（前
述せず）の応答誤差となることは承知の事実であ
る。そこでこの速度制御系の応答誤差をなくする
ために、電流制御系の応答を目標応答時間に設定
すべく、実機による合わせ作業にて制御ゲイン
Gc（ｓ）を決定する方法もあるが、調整時間に多
くの時間がかかる欠点があつた。
本発明では、電流リツプルから等価的な回路イ
ンダクタンスを求め、制御ゲインを得るようにし
た。
ンダクタンスを求め、制御ゲインを得るようにし
た。
回路インダクタンスと電流リツプルの関係につ
いて説明する。
いて説明する。
第７図は、電流ｉの波形を求めるための回路図
で、eU〜eWは電源の相電圧、LAは交流側のイン
ダクタンス、RAは交流側の抵抗、LDは直流側の
インダクタンス、RDは直流側の抵抗、EMは電動
機の逆起電力である。また、前述するＬおよびＲ
はＬ＝2LA＋LD，Ｒ＝2RA＋RDである。尚、この
Ｌ及びＲは従来例の(1)式のＬ及びＲと同じであ
る。
で、eU〜eWは電源の相電圧、LAは交流側のイン
ダクタンス、RAは交流側の抵抗、LDは直流側の
インダクタンス、RDは直流側の抵抗、EMは電動
機の逆起電力である。また、前述するＬおよびＲ
はＬ＝2LA＋LD，Ｒ＝2RA＋RDである。尚、この
Ｌ及びＲは従来例の(1)式のＬ及びＲと同じであ
る。
第８図は、第７図の各部の波形を示すもので、
ａは点弧角αにおけるサイリスタの理論出力電圧
波形で電流ｉが連続の場合を示す。この理論出力
電圧波形は、交流側インピーダンスの電圧降下を
含まないサイリスタ出力電圧ゆえ実際に観測する
ことは出来ない。ｂは電流ｉの波形で、電流連続
限界の状態を示す。ｃはサイリスタに印加するゲ
ートパルス波形を示す。第７図の回路における電
流ｉは次式となる。
ａは点弧角αにおけるサイリスタの理論出力電圧
波形で電流ｉが連続の場合を示す。この理論出力
電圧波形は、交流側インピーダンスの電圧降下を
含まないサイリスタ出力電圧ゆえ実際に観測する
ことは出来ない。ｂは電流ｉの波形で、電流連続
限界の状態を示す。ｃはサイリスタに印加するゲ
ートパルス波形を示す。第７図の回路における電
流ｉは次式となる。
ここで、α：サイリスタ変換器の点弧角
（rad／ｓ） φ＝tan-1（ωL／Ｒ）（rad／ｓ） ……(16) ω＝2πf ……(17) 他の変数は第７図に示す通りである。
（rad／ｓ） φ＝tan-1（ωL／Ｒ）（rad／ｓ） ……(16) ω＝2πf ……(17) 他の変数は第７図に示す通りである。
ここで、式（14）と同様にしてＲとωLの比を
求めてみると、 Ｒ：ωL＝１：ω×Ｌ／Ｒ ＝１：2π×50Hz×（0.02〜0.04） ＝１：（6.3〜12.6） ……(18) となる。これより式（16）のφを求めると φ＝tan-1（ωL／Ｒ） ＝tan-1（6.3〜12.6） ＝π／2.2〜π／2.1 ≒π／２ ……(19) となる。また となる。また、ｔ≪Ｌ／Ｒ＝0.02〜0.04（sec）に
おいては e- t/L/R≒１−ｔ／Ｌ／Ｒ ……(21) となる。ここで式（19），(20),(21)の簡略式を式
（15）に代入すると、 ｉ＝√2Ea／ωL｛（１−ｔ／Ｌ／Ｒ）sin（π／２
−α−π／３）＋sin（ωt＋α＋π／３−π／２）｝−
EM／Ｒ×ｔ／Ｌ／Ｒ……(22) となり、電流連続限界の条件、すなわち定常状態
になる境界条件である。
求めてみると、 Ｒ：ωL＝１：ω×Ｌ／Ｒ ＝１：2π×50Hz×（0.02〜0.04） ＝１：（6.3〜12.6） ……(18) となる。これより式（16）のφを求めると φ＝tan-1（ωL／Ｒ） ＝tan-1（6.3〜12.6） ＝π／2.2〜π／2.1 ≒π／２ ……(19) となる。また となる。また、ｔ≪Ｌ／Ｒ＝0.02〜0.04（sec）に
おいては e- t/L/R≒１−ｔ／Ｌ／Ｒ ……(21) となる。ここで式（19），(20),(21)の簡略式を式
（15）に代入すると、 ｉ＝√2Ea／ωL｛（１−ｔ／Ｌ／Ｒ）sin（π／２
−α−π／３）＋sin（ωt＋α＋π／３−π／２）｝−
EM／Ｒ×ｔ／Ｌ／Ｒ……(22) となり、電流連続限界の条件、すなわち定常状態
になる境界条件である。
ｉ（ｔ＝０）＝ｉ（ｔ＝π／３／ω）＝０ ……(23)
を満足させるため、
の条件を式(22)に入れると
ｉ＝√2Ea／ωL｛−sinπ／３＋sin（ωt＋π／３）
｝ ……(25) （ｔ＝０〜π／３／ω） 式(25)におけるｉの最大になる時間ｔは、 ｔ＝π／６／ω である。これにより、第８図に示す電流リツプル
は、 （電流リツプル）＝√2Eaｋ／ωL｛−sinπ／３＋s
in（π／６＋π／３）｝＝0.134×√2Ea／ωL……(27) 以上よりＬは Ｌ＝0.134×√2Ea／ω×１／（電流リツプル）……(2
8) より求めることができる。
｝ ……(25) （ｔ＝０〜π／３／ω） 式(25)におけるｉの最大になる時間ｔは、 ｔ＝π／６／ω である。これにより、第８図に示す電流リツプル
は、 （電流リツプル）＝√2Eaｋ／ωL｛−sinπ／３＋s
in（π／６＋π／３）｝＝0.134×√2Ea／ωL……(27) 以上よりＬは Ｌ＝0.134×√2Ea／ω×１／（電流リツプル）……(2
8) より求めることができる。
以上の説明より電流リツプルとＬの関係が明確
になつたので、この関係を用いた本発明の一実施
例を以下に図を用いて詳述する。
になつたので、この関係を用いた本発明の一実施
例を以下に図を用いて詳述する。
第９図は、第８図に示す電流波形の状態を維持
するためのマイクロプロセツサの処理フローチヤ
ートである。
するためのマイクロプロセツサの処理フローチヤ
ートである。
第９図に示す処理の起動タイミングは特に規定
しないが、本実施例では、ゲートパルスと同期す
るタイミングで周期的に起動される。この処理で
は、先ず、電流連続判定処理51にて電流の連続状
態を判定する。電流が連続状態にない場合つまり
NOの場合には、ステツプ52に進んでGPG（ゲー
トパルス発生器５：第５図参照）への入力信号を
微小増加させる処理を行い、次に、電流連続限界
フラグをリセツト（ステツプ53）して、後述のス
テツプ56に進む。
しないが、本実施例では、ゲートパルスと同期す
るタイミングで周期的に起動される。この処理で
は、先ず、電流連続判定処理51にて電流の連続状
態を判定する。電流が連続状態にない場合つまり
NOの場合には、ステツプ52に進んでGPG（ゲー
トパルス発生器５：第５図参照）への入力信号を
微小増加させる処理を行い、次に、電流連続限界
フラグをリセツト（ステツプ53）して、後述のス
テツプ56に進む。
ステツプ51での判定処理の結果がTESつまり
電流が連続状態にある場合には、ステツプ54に進
み、GPGへの入力信号を微小減少させる処理を
行い、次に、電流連続限界フラグをセツト（ステ
ツプ55）して、ステツプ56に進む。
電流が連続状態にある場合には、ステツプ54に進
み、GPGへの入力信号を微小減少させる処理を
行い、次に、電流連続限界フラグをセツト（ステ
ツプ55）して、ステツプ56に進む。
ステツプ56では、ステツプ52，54にて増減され
たGPG入力信号をGPG５へ出力する。これを受
けたGPG５は、入力信号に応じたゲートパルス
をサイリスタ変換器１に出力する（ステツプ57）。
たGPG入力信号をGPG５へ出力する。これを受
けたGPG５は、入力信号に応じたゲートパルス
をサイリスタ変換器１に出力する（ステツプ57）。
ステツプ52，54にてGPG入力信号を増（減）
するのは、電流がより流れる（流れない）ように
するためであるが、ステツプ51での電流連続判定
処理の判定精度を向上させるため、その増減分は
極力小さくしておいた方がよい。
するのは、電流がより流れる（流れない）ように
するためであるが、ステツプ51での電流連続判定
処理の判定精度を向上させるため、その増減分は
極力小さくしておいた方がよい。
以上のマイクロプロセツサ処理により、ゲート
パルスがGPG５からサイリスタ変換器１に出力
されることで、第８図に示す電流波形の状態が維
持される。
パルスがGPG５からサイリスタ変換器１に出力
されることで、第８図に示す電流波形の状態が維
持される。
第１０図は、第９図の処理において回路に流れ
ている電流よりインダクタンスＬを計算するため
のフローチヤートで、起動タイミングはゲートパ
ルスに同期させる。フローチヤートの内容は第１
０図の通りであるが、動作は、第９図の処理でセ
ツトした電流連続限界フラグを判定し、OFFの
場合は電流の流れ方が足りないので処理を終了さ
せるがONの場合は、62で第８図のI1（通常I1≒
０）を取り込み、63で電気角π／６（rad／ｓ）
の時限処理（これは式(26)のｔに相当する処理）
を行ない、64で第８図のI2を取組む。65では（電
流リツプル）＝｜I2−I3｜を演算し、66で式(28)よ
りインダクタンスＬを求める。なお、式(28)には
GPG入力信号、つまり、点弧角αの要素が表現
されていないのは、電動機の停止状態（EM＝０）
においてはα≒π／２となるからである（式(24)
の条件に相当する）。
ている電流よりインダクタンスＬを計算するため
のフローチヤートで、起動タイミングはゲートパ
ルスに同期させる。フローチヤートの内容は第１
０図の通りであるが、動作は、第９図の処理でセ
ツトした電流連続限界フラグを判定し、OFFの
場合は電流の流れ方が足りないので処理を終了さ
せるがONの場合は、62で第８図のI1（通常I1≒
０）を取り込み、63で電気角π／６（rad／ｓ）
の時限処理（これは式(26)のｔに相当する処理）
を行ない、64で第８図のI2を取組む。65では（電
流リツプル）＝｜I2−I3｜を演算し、66で式(28)よ
りインダクタンスＬを求める。なお、式(28)には
GPG入力信号、つまり、点弧角αの要素が表現
されていないのは、電動機の停止状態（EM＝０）
においてはα≒π／２となるからである（式(24)
の条件に相当する）。
第１１図は、第１０図で求めたＬの値と、制御
系の設定応答時間より制御ゲインを求め、ゲイン
を設定するフローチヤートである。起動タイミン
グはＬの算出後とする。制御ゲインの設定の詳細
は後述する。
系の設定応答時間より制御ゲインを求め、ゲイン
を設定するフローチヤートである。起動タイミン
グはＬの算出後とする。制御ゲインの設定の詳細
は後述する。
また、第１２図のフローチヤートは本発明の他
の実施例を示したもので、電流連続限界における
電流の平均値よりインダクタンスＬを求める方法
である。これは、式(25)より電流平均値を求める
（点弧パルス間の電流値を積分し、パルス間の時
間で平均化することで求める）と、 IAVE＝１／π／3ω∫〓/3〓0√2Ea／ωL｛
−sinπ／３＋sin（ωt＋π／３）｝dt ＝3ω／π×√2Ea／ωL｛〔−sinπ
／３×ｔ〕〓/3〓0＋〔−cos（ωt＋π／３）／ω〕〓/
3〓0｝ ＝3ω／π×√2Ea／ωL｛−√３／
２×π／3ω−−１／２／ω＋１／２／ω｝ ＝√2Ea／ωL｛３／π−√３／２｝
＝0.089×√2Ea／ωL……(29) 従って、Ｌは、 Ｌ＝0.089×√2Ea／ω×１／IAVE ……(30) となる。
の実施例を示したもので、電流連続限界における
電流の平均値よりインダクタンスＬを求める方法
である。これは、式(25)より電流平均値を求める
（点弧パルス間の電流値を積分し、パルス間の時
間で平均化することで求める）と、 IAVE＝１／π／3ω∫〓/3〓0√2Ea／ωL｛
−sinπ／３＋sin（ωt＋π／３）｝dt ＝3ω／π×√2Ea／ωL｛〔−sinπ
／３×ｔ〕〓/3〓0＋〔−cos（ωt＋π／３）／ω〕〓/
3〓0｝ ＝3ω／π×√2Ea／ωL｛−√３／
２×π／3ω−−１／２／ω＋１／２／ω｝ ＝√2Ea／ωL｛３／π−√３／２｝
＝0.089×√2Ea／ωL……(29) 従って、Ｌは、 Ｌ＝0.089×√2Ea／ω×１／IAVE ……(30) となる。
これにより、第１２図のフローチヤートでＬを
求めることができる。第１２図の動作は、81で第
９図の処理でセツトした電流連続限界フラグを判
定し、OFFの場合は処理を終了させるが、ONの
場合は82で第８図のIAVEを取込み、83で式(30)を
求めてＬを演算する。演算したＬより第１１図の
フローチヤートで制御ゲインを決定する。
求めることができる。第１２図の動作は、81で第
９図の処理でセツトした電流連続限界フラグを判
定し、OFFの場合は処理を終了させるが、ONの
場合は82で第８図のIAVEを取込み、83で式(30)を
求めてＬを演算する。演算したＬより第１１図の
フローチヤートで制御ゲインを決定する。
第１０図の66で求めたＬがタイミングにより若
干バラツクことがあるので数回の平均を求める処
理を追加した方がよい場合もある。第１２図の83
も同様である。
干バラツクことがあるので数回の平均を求める処
理を追加した方がよい場合もある。第１２図の83
も同様である。
インダクタンスＬから制御ゲインGcを得る計
算は以下となる。
算は以下となる。
電流制御系の伝達特性による応答は、第６図ｃ
の変数名を用いて表現すると、即ち伝達関数で表
現すると、 （応答）＝１／Gc×１／KP×Ｌ×１／Fc ……(31) となる。この式より、Gcを逆算すると、 Gc＝１／（要求応答）×１／KP×Ｌ×１／Fc……(32) となる。ここで、KPは電源電圧で決まるサイリ
スタ変換器１のゲイン（固定値）、Ｌは式(28)ま
たは(30)で求めた値、Fcは電流フイードバツクゲ
インである。尚、式(31)、又は(32)は電流制御の
補償方式を比例で行なつた場合であるが、他の補
償方式（例えば積分補償、比例積分補償等）であ
つても適用できる。
の変数名を用いて表現すると、即ち伝達関数で表
現すると、 （応答）＝１／Gc×１／KP×Ｌ×１／Fc ……(31) となる。この式より、Gcを逆算すると、 Gc＝１／（要求応答）×１／KP×Ｌ×１／Fc……(32) となる。ここで、KPは電源電圧で決まるサイリ
スタ変換器１のゲイン（固定値）、Ｌは式(28)ま
たは(30)で求めた値、Fcは電流フイードバツクゲ
インである。尚、式(31)、又は(32)は電流制御の
補償方式を比例で行なつた場合であるが、他の補
償方式（例えば積分補償、比例積分補償等）であ
つても適用できる。
第１３図は制御ゲインGcをもとにゲートパル
スの発生を制御するためのフローチヤートであ
る。この処理は一定周期で繰り返される。先ず、
100で電流フイードバツク値Ifを取込み、101で電
流指令値Icを取組む。次に偏差（Ic−If）を求め、
この偏差（Ic−If）に既に求めたゲインGcを乗算
する（102）。この乗算結果から決まる点弧角のパ
ルスを発生させるべくゲートパルス発生器５を制
御する。ゲートパルス発生器５はこの制御に従つ
た点弧角に従い、ゲートパルスを発生する。
スの発生を制御するためのフローチヤートであ
る。この処理は一定周期で繰り返される。先ず、
100で電流フイードバツク値Ifを取込み、101で電
流指令値Icを取組む。次に偏差（Ic−If）を求め、
この偏差（Ic−If）に既に求めたゲインGcを乗算
する（102）。この乗算結果から決まる点弧角のパ
ルスを発生させるべくゲートパルス発生器５を制
御する。ゲートパルス発生器５はこの制御に従つ
た点弧角に従い、ゲートパルスを発生する。
なお、説明は電流連続限界、点弧角α≒π／２
（rad／ｓ）で記述したが、これ以外の条件でも
インダクタンスＬを求めることができる。ただ
し、演算式が複雑になることがある。
（rad／ｓ）で記述したが、これ以外の条件でも
インダクタンスＬを求めることができる。ただ
し、演算式が複雑になることがある。
以上、本実施例によれば、電流リツプルから算
出した回路インダクタンスの値を用いて、電流制
御系の制御ゲインを自動的に設定することがで
き、調整時の所要時間は大幅に短縮できることに
なる。ここで、調整時とは試運転調整時が代表的
であるが、実際の運転区間中にあつて周期的に調
整させ、或いは非周期的に調整させる場合も含
む。
出した回路インダクタンスの値を用いて、電流制
御系の制御ゲインを自動的に設定することがで
き、調整時の所要時間は大幅に短縮できることに
なる。ここで、調整時とは試運転調整時が代表的
であるが、実際の運転区間中にあつて周期的に調
整させ、或いは非周期的に調整させる場合も含
む。
本発明によれば、リツプルとインダクタンスと
の因果関係より実際のインダクタンスを求めるこ
とができ、このインダクタンスより補償内容を設
定でき、この補償内容から点弧パルス制御を行う
ことができた。更に、その計算内容は簡便のた
め、補償までの時間は大巾に短縮できた。
の因果関係より実際のインダクタンスを求めるこ
とができ、このインダクタンスより補償内容を設
定でき、この補償内容から点弧パルス制御を行う
ことができた。更に、その計算内容は簡便のた
め、補償までの時間は大巾に短縮できた。
第１図は従来の誘導性負荷制御装置の構成図、
第２図は各部波形図、第３図、第４図は従来例の
欠点の説明図、第５図はマイクロコンピユータで
実現した本発明の誘導性負荷制御装置の全体構成
図、第６図は第５図の装置を伝達関数を用いて表
示したブロツク図、第７図は電流波形を求めるた
めの回路図、第８図はその各部の波形図、第９図
は、第８図の電流を流すための処理フローチヤー
ト、第１０図は、本発明の一実施例を処理する処
理フローチヤート、第１１図は、制御ゲインを求
める処理フローチヤート、第１２図は本発明の他
の実施例を処理する処理フローチヤート、第１３
図は点弧角パルスを得るための処理フローチヤー
トを示す図である。 ２Ａ……トランス、１……サイリスタ変換器、
３……電動機、４……電流制御回路、５……ゲー
トパルス発生器、６……電流検出器、７……共有
バス、８……メモリ、９……マイクロプロセツ
サ、１０……AD変換器、１１……整流器。
第２図は各部波形図、第３図、第４図は従来例の
欠点の説明図、第５図はマイクロコンピユータで
実現した本発明の誘導性負荷制御装置の全体構成
図、第６図は第５図の装置を伝達関数を用いて表
示したブロツク図、第７図は電流波形を求めるた
めの回路図、第８図はその各部の波形図、第９図
は、第８図の電流を流すための処理フローチヤー
ト、第１０図は、本発明の一実施例を処理する処
理フローチヤート、第１１図は、制御ゲインを求
める処理フローチヤート、第１２図は本発明の他
の実施例を処理する処理フローチヤート、第１３
図は点弧角パルスを得るための処理フローチヤー
トを示す図である。 ２Ａ……トランス、１……サイリスタ変換器、
３……電動機、４……電流制御回路、５……ゲー
トパルス発生器、６……電流検出器、７……共有
バス、８……メモリ、９……マイクロプロセツ
サ、１０……AD変換器、１１……整流器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 点弧パルスによつて制御を受け誘導性負荷に
電流を供給するサイリスタ変換器と、指令電流値
を外部から取込むと共に、サイリスタ変換器を負
帰還制御すべく該サイリスタ変換器の入力又は出
力からの帰還電流値を取込み、上記指令電流値と
帰還電流値との偏差を求め、該偏差に所定の補償
特性を持たせる電流制御手段と、該電流制御手段
の補償特性を持つた偏差値対応値を取込み、該対
応値に応じて上記サイリスタ変換器への点弧パル
スの発生を制御し、サイリスタ変換器に所定の点
弧パルスを発生する点弧パルス発生手段とより成
る誘導性負荷制御装置において、上記誘導性負荷
制御装置を等価回路的にみた場合の回路インダク
タンスＬのインピーダンス2πfLと回路抵抗Ｒと
が2πfL》Ｒの関係にある時、サイリスタ変換器
の出力電流値とサイリスタ変換器の点弧角とサイ
リスタ変換器への電源電圧と該電源電圧の周波数
ｆより回路インダクタンスＬを算出する手段と、
上記等価回路的にみた場合の上記回路インダクタ
ンスを含む伝達特性をもとに上記電流制御手段で
の補償特性を設定する手段と、より成る誘導性負
荷制御装置。 ２ 上記回路インダクタンスを算出する要素であ
る出力電流値は、サイリスタ変換器の出力電流の
リツプル値とする特許請求の範囲第１項記載の誘
導性負荷制御装置。 ３ 上記リツプル値は、点弧パルス時点の出力電
流値と、点弧パルスの約1/2周期後の時点の出力
電流との偏差により算出した値とする特許請求の
範囲第２項記載の誘導性負荷制御装置。 ４ 上記回路インダクタンスを算出する要素であ
る出力電流値は、出力電流が断続−連続の限界値
又はその近傍における出力電流の平均値とする特
許請求の範囲第１項記載の誘導性負荷制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58243765A JPS60136814A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 誘導性負荷制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58243765A JPS60136814A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 誘導性負荷制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60136814A JPS60136814A (ja) | 1985-07-20 |
| JPH0477325B2 true JPH0477325B2 (ja) | 1992-12-08 |
Family
ID=17108643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58243765A Granted JPS60136814A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 誘導性負荷制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60136814A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60183617A (ja) * | 1984-03-02 | 1985-09-19 | Toshiba Corp | 低リプル電源装置 |
-
1983
- 1983-12-26 JP JP58243765A patent/JPS60136814A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60136814A (ja) | 1985-07-20 |
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