JPH0478208B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ステツプ状に変化する入力波形を円
滑化する波形整形回路に関する。

〔従来技術とその問題点〕

テレビジョン（TV）スタジオでは、最終プロ
グラムビデオ信号を作る際、異なるTV信号源間
を選択的に切替えるためにプロダクションスイツ
チヤーを用いる。一般に、TV信号の音声部分
は、プロダクションスイツチの前段で映像部分か
ら分離され、プロダクションスイツチの後段で再
び映像信号と合成される。種々のTV信号の音声
部分は、別個の音声ミキサを用いて合成または選
択される。なぜなら、音声信号が映像信号と同様
に処理されるのは好ましくないからである。例え
ば、２つの映像信号間を数10ナノ秒の間に急速に
切替えることは極めて好都合であるが、出力音声
信号源がそのような短時間に切替えられると、ス
ピーカを駆動するとき出力音声信号の切替トラン
ジエントにより可聴クリツク音を生じる。したが
つて、第１音声入力信号と第２音声入力信号との
切替は、より長い時間、例えば数ミリ秒に亘つて
行うことが望ましい。

音声ミキサでは、従来、複数の音声入力信号が
夫々対応する電圧制御増幅器（VCA）に入力さ
れ、このVCAの出力端が音声ミキサの出力端に
接続されている。各VCAの利得は、その制御入
力端に入力される制御信号によつて制御される。
第１音声入力信号と第２音声入力信号とを切替え
るには、第１信号チヤンネル内のVCAへの制御
電圧が下げられると共に第２信号チヤンネル内の
VCAへの制御電圧が上げられる。しかし、この
制御信号に線形傾斜波を用いると、各傾斜波の開
始及び停止時の不連続性によつて音声出力信号に
切替トランジエントが生じ、これがクリツク音と
なる可能性がある。このようなクリツク音を除去
するには、不連続性が殆どなくなるように傾斜波
の両端に丸みを付ける必要がある。

映像プロダクションスイツチヤーに用いられる
制御信号の波形を整形するために、リアクタンス
性回路素子から成る受動フイルタを用いることは
周知であるが、このようなフイルタは、その極め
て長い時定数の故に音声ミキサへの使用に適さな
い。

したがつて、本発明の目的は、音声ミキサへの
使用に適した波形整形回路を提供するものであ
る。

〔発明の概要〕

ステツプ状入力信号を整形し、これに応じてス
ルーレートの制限された出力信号を発生する本発
明の好適実施例は、非反転入力端に入力信号を受
け、出力端子が抵抗回路素子を介して容量回路素
子の一端（他端は基準電位レベルに接続されてい
る）に接続された増幅器を有する。増幅器の出力
端はその反転入力端にも接続される。増幅器は、
その制御入力端子に、出力信号の所望のスルーレ
ートに対応する制御信号を受ける。増幅器は、反
転入力端に対して非反転入力端の電位が予め定ま
つた正の上段値と負の下段値との間を変化する
と、一方の極性の最大値と逆極性の最大値との間
を直線的に変化する電流を出力端に発生する特性
を有する。

〔実施例〕

第１図は、本発明の１応用例である音声ミキサ
のブロツク図である。音声ミキサは、９つの音声
信号入力端子４及び３つの音声信号出力端子６を
有する交点マトリツクス２から成る。音声出力端
子６は夫々対応する出力チヤンネル８Ａ，８Ｂ，
８Ｃに接続される。通常の使用法では、チヤンネ
ルＣ，８Ｃはオーバーチヤンネルと呼ばれ、現在
のプログラム映像信号に対応した音声信号上に重
ねて声または他の音声信号を供給するために用い
られる。チヤンネルＡ，８Ａ及びＢ，８Ｂの一方
（プログラムチヤンネル）は現在のプログラム映
像信号に対応した音声信号を供給し、他方（プリ
セツトチヤンネル）は、次のプログラム映像信号
として選ばれた映像信号に対応した音声信号を供
給する。プログラム音声信号から、直前までプリ
セツト音声信号であつた信号への切替時、即ちプ
リセツトチヤンネルがプログラムチヤンネルにな
つたとき、直前までプログラムチヤンネルであつ
たチヤンネルがプリセツトチヤンネルになる。

３つのチヤンネルは実質的に同一であるので、
チヤンネルＡについてのみ詳述する。音声信号チ
ヤンネルＡは、入力端子１２、出力端子１４及び
両端子間に接続されたVCA１６を有する。VCA
１６の取り得る利得の範囲は０〜１なので、
VCA１６は可変減衰器として動く。

制御パネル上のユーザー操作用ボリユーム制御
ポテンシヨメータ１８は、その摺動接点に、チヤ
ンネルを通過する信号に対する望ましい減衰量を
表わす電圧信号を発生する。この電圧値はアナロ
グ・デジタル変換器（ADC）２０によつてデジ
タル信号に変換されてマイクロプロセツサ（μP）
２２に入力される。μP２２は、ADC２０からの
デジタル信号で表わされた減衰係数の所望値を、
デジタル・アナログ変換器（DAC）へ入力され
るデジタル信号で表わされた減衰係数の実際の値
と比較して、所望値が実際の値と異なるならば、
μP２２はそれに応じてDAC２４への入力を調整
する。DAC２４の出力電圧は演算トランスコン
ダクタンス増幅器（OTA）２６の非反転入力端
に印加され、OTA２６の出力電圧に応じてVCA
１６の制御電圧が発生される。

μP２２は、また、減衰係数の変化量を表わす
デジタル信号の内部のルツクアツプテーブルに入
力する。これによつてμP２２は、減衰係数の実
際の値と所望の新たな値（インタセプト値）との
間の変化の望ましいスルーレートの大きさを表わ
すデジタル信号を出力する。この傾き信号は第
2DAC２８によりアナログ信号に変換され、更に
このアナログ信号は低域通過フイルム３０を介し
て電圧制御電流源３２に入力される。

OTA２６は、電圧制御電流源３２に接続され
たバイアス電流（スルーレート制御信号）用入力
端子（制御入力端）３１を有する。OTA２６が
発生する出力電流の大きさは、端子３１へ供給さ
れるバイアス電流に比例し、その電流の極性が正
又は負であるかは、OTA２６の２入力端の電位
の相対的極性に応じて決まる。即ち、非反転入力
端の電位が反転入力端の電位より大きければ
OTA２６の出力端から電流が流出する。換言す
ればOTA２６は電流ソースとして働く。反対に、
極性関係が逆であれば、OTA２６は電流シンク
として働く。OTA２６は狭い線形範囲を有する。
つまり、２入力端子間の電位差が数ミリボルトを
超えると、OTA２６は飽和し、その出力端の電
流はバイアス電流の値によつて制限される。
OTA２６は、周知の構成のもの、例えば集積回
路CA3080型である。

OTA２６の出力は、自身に負帰還されると共
に、抵抗器３４を介してノード３８に接続され
る。ノード３８と接地間にはコンデンサ４２が接
続され、ノード３８はバツフア４６及びスケーリ
ング回路網５０を介してVCA１６の制御端子へ
接続される。

OTA２６、低域通過フイルタ３０及び関連部
品の機能は、DAC２４の出力のステツプ状変化
を、DAC２８の出力電圧で決まる期間内に所望
の値に達するカンチレバー傾斜波に変換すること
である。この機能は、コンデンサ４２の充電速度
を制御することによつて達成される。定常状態で
は、充電速度は０にセツトされる。即ち、第２図
に示す如く、DAC２８に入力されるデジタル信
号は、OTA２６に印加されるインタセプト電圧
が変化した後、短時間の間傾き電圧を０に保持す
る。よつて、μP２２，DAC２８，低域通過フイ
ルタ３０及び電圧制御電流源３２は、ステツプ状
入力信号に関連したスルーレート制御信号を所定
期間だけ遅延させて、ステツプ状入力信号の振幅
変化後の所定期間だけOTA２６に最低電流を発
生させる遅延手段として働く。今、ポテンシヨメ
ータ１８の設定が変えられたとすると、μP２２
は、まず、DAC２４へ入力されるデジタル信号
を変化させる。μP２２は、また、制御電圧値の
変化量を表わすデジタル信号をルツクアツプテー
ブルに与える。ルツクアツプテーブルは、μP２
２に、制御電圧の所望の傾き（即ち変化速度）を
表わす第２のデジタル信号を発生させる。この第
２のデジタル信号は、DAC２８に入力され、
DAC２８はその出力端に傾き電圧を発生する。
この傾き電圧は、低域通過フイルタ３０に入力さ
れる。OTA２６は飽和へと駆動されるが、その
出力電流は０である。次にμP２２は傾き電圧を
所望値まで増加させ、低域通過フイルタ３０の働
きにより電流源３２がオンする。OTA２６は飽
和したまま電流源として働き、電流源３２から供
給されるバイアス電流に比例した電流で抵抗器３
４を通してコンデンサ４２を充電する。この動作
は、第２図に示した期間t_aの間に起こる。期間T_a
の終りに、低域通過フイルタ３０の出力の変化は
衰えて、OTA２６が発生する電流は一定になる。
よつて、ノード３８の電圧は期間t_bの間、直線的
に増加する。OTA２６の出力電圧がその入力電
圧に近づくと、即ち、ノード３８の電圧が抵抗器
３４の電圧降下（バイアス電流と抵抗器３４の値
の積）をインタセプト電圧から引いた値から数ミ
リボルトの範囲内に入ると、OTA２６は飽和状
態から抜け出して電圧源として働き、期間t_cに示
すように抵抗器３４を通してコンデンサ４２を指
数的に充電する。したがつて、インタセプト電圧
のステツプ状変化は、ガウシアンフイルタのステ
ツプ応答に近似した滑らかなＳ字曲線に変換され
ることが判る。よつて、ノード３８の波形は、与
えられた、立上り時間に対して最小限の高周波成
分しか含まないことになり、この波形がVCA１
６の制御入力端に印加されれば、可聴クリツク音
の原因となるようなトランジエントを発生するこ
となく急速の変化を許容する。

音声ミキサの好適例では、μP２２は、対応す
る映像信号の各フイールド期間内に１度ADC２
０の出力をチエツクする。ルツクアツプテーブル
に記憶される値は、ノード３８の電圧が映像信号
の１フイールド期間内にインタセプト電圧の値に
なるように選ばれる。

図示の回路構成を用いれば、VCA１６の制御
電圧の実際の値がオーバーシユートやアンダーシ
ユートなくインタセプト値に達することを保証で
きる。インタセプト値へ達するに要する時間は制
御される。スルーレートは制御電圧が滑らかに変
化するように、変化途中で調整される。

以上、本発明の一実施例について説明したが、
本発明の要旨を逸脱することなく種々の変形・変
更が可能である。例えば、傾き電圧とOTA２６
の出力電流の所望の関係を得るには低域通過フイ
ルタ、電圧制御電流源及びOTAを用いるのが好
都合であるが、これらは必須ではなく、代りにア
ナログ乗算器または電圧制御増幅器及び電圧−電
流変換器を用いることもできる。また、ノード３
８の波形整形は種々の用途に用い得るから、本発
明は音声ミキサのようなオーデイオ用途に限定さ
れるものではない。

〔発明の効果〕

本発明の波形整形回路によれば、増幅器は、ス
テツプ状入力信号を受ける入力端、出力端、及び
ステツプ状入力信号に関連したスルーレート制御
信号を受ける制御入力端があり、入力端の電位が
出力端の電位に対して所定範囲内で変化すると
き、スルーレート制御信号の大きさで決まる正負
の最大値間で、上記出力端に対する上記入力端の
電位に応じて線形に可変する電流を出力端に発生
する。

すなわち、ステツプ状入力信号が立ち上がる場
合を考察すると、ステツプの初めでは、増幅器の
入力端の電位が出力端の電位に対して所定範囲内
ではない。この場合、遅延手段は、スルーレート
制御信号を所定期間だけ遅延させて、ステツプ状
入力信号の振幅変化後の所定期間だけ増幅器に最
低電流を発生させるので、容量素子を充電する電
流は小さい。よつて、容量素子及び抵抗素子の接
続点に得られる出力信号は、滑らかに立ち上が
る。また、その後のわずかな期間も、まだ、増幅
器の入力端の電位が出力端の電位に対して所定範
囲内ではないので、スルーレート制御信号で決ま
る傾きで、出力信号が上昇する。しかし、その後
は、増幅器の入力端の電位が出力端の電位に対し
て所定範囲内になるので、増幅器の出力電流は、
出力端に対する入力端の電位に応じて線形に変化
する。この際、出力端の電位は、入力端の電位に
近づいてくるので、出力信号の上昇の終わりは滑
らかになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一応用例である音声ミキサ
のブロツク図、第２図は、第１図回路の主要部分
の動作波形図である。 図中、２２，２８，３０及び３２は遅延手段、
２６は増幅器（OTA）、３４は抵抗素子、４２は
容量素子を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ステツプ状入力信号に応答してスルーレート
   の制限された出力信号を発生する波形整形回路で
   あつて、 上記ステツプ状入力信号を受ける入力端、出力
   端、及び上記ステツプ状入力信号に関連したスル
   ーレート制御信号を受ける制御入力端を有し、 上記入力端の電位が上記出力端の電位に対して
   所定範囲内で変化するとき、上記スルーレート制
   御信号の大きさで決まる正負の最大値間で、上記
   出力端に対する上記入力端の電位に応じて線形に
   可変する電流を上記出力端に発生する増幅器と、 一端が基準電位に接続された容量素子と、 該容量素子の他端及び上記増幅器の出力端子間
   に接続された抵抗素子と、 上記スルーレート制御信号を所定期間だけ遅延
   させて、上記ステツプ状入力信号の振幅変化後の
   上記所定期間だけ上記増幅器に最低電流を発生さ
   せる遅延手段とを具え、 上記容量素子及び上記抵抗素子の接続点に上記
   出力信号を得るようにしたことを特徴とする波形
   整形回路。