JPH0479770A - インバータ装置の三相ｐｗｍ信号発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ装置から三相負荷に正弦波出力を
供給させるべく各スイッチング素子のスイッチングモー
ドを時間比制御するインバータ装置の三相ＰＷＭ信号発
生回路に関する。

（従来の技術） インバータ装置における従来のＰＷＭ信号発生回路の一
例を第９図に示す。同図は１相分のブロック図を表わし
ており、１はコンパレータ、２は変調波（例えば三角波
）を出力する変調波発生回路、３は電圧指令値■８及び
周波数指令値ｆ８に応した基準信号を出力する基準信号
発生回路である。コンパレータ１からは基準信号か変調
波よりも大である期間においてオン信号が出力され、逆
に基準信号か変調波よりも小である期間においてオフ信
号か出力される。ここで、基準信号としては、一般的に
は正弦波信号が与えられ、第１０図に示すように基準信
号ａの振幅を変調波すと等しくとったとき、インバータ
装置の出力電圧が最大となる。

（発明が解決しようとする課題） しかしなから、第１０図に示した基準信号ａを使用した
場合にも、インバータ装置の出力電圧はＰＷＭ制御可能
な最大電圧の（Ｔ／２倍に過ぎない。また、さらに大き
な出力電圧を得るために最大振幅が変調波すを超える基
準信号を用いるとインバータ装置の出力波形に歪か生じ
てしまう。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
は、インバータ装置の出力波形を歪ませることなく最大
出力電圧の高圧化を可能にし、負荷に対しては電流リッ
プルやトルクリップルを低減させるインバータ装置の三
相ＰＷＭ信号発生回路を提供するにある。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の三相ＰＷＭ信号発生回路は、インバータ装置に
おける６個のスイッチング素子のスイッチングモードを
時間比制御することにより前記インバータ装置から三相
負荷に正弦波出力を供給させるためのものであって、与
えられた位相指令値を電気角２πを６等分した各単位領
域に類別すると共にその単位領域における前記位相指令
値の進み角を算出する位相指令値類別手段と、前記位相
指令値が属する単位領域及び過去のスイッチングモード
に基づき２種類の互いに位相がπ／３異なる電圧空間ベ
クトルに対応するスイッチングモード及びゼロベクトル
に対応するスイッチングモトを決定するスイッチングモ
ード決定手段と、前記単位領域内における位相指令値の
進み角及び与えられた電圧指令値に基づき前記スイッチ
ングモード決定手段により決定された電圧空間ベクトル
に対応する２種類のスイッチングモード及びゼロベクト
ルに対応するスイッチングモードの各保持時間を夫々算
出する保持時間算出手段と、前記保持時間算出手段によ
り算出された各スイッチングモードの保持時間が経過す
るまで各スイッチングモードの出力状態を保持させる計
時手段とを具備し、前記ゼロベクトルを、前記２種類の
スイッチングモードの何れの一方を出力しているときに
おいても１回挿入するようにしているところに特徴を有
する。

（作用） スイッチングモード決定手段により位相指令値に応じた
２種類の電圧空間ベクトルに対応するスイッチングモー
ド及びゼロベクトルに対応するスイッチングモードか決
定され、保持時間算出手段により位相指令値の単位領域
における進み角及び電圧指令値に基づき各スイッチング
モードの保持時間が算出される。そして、計時手段によ
り、算出された保持時間が夫々経過するまで各スイッチ
ングモードの出力状態が順次保持される。これにより、
インバータ装置の主回路における各スイッチング素子が
スイッチング制御され、もって任意の位相指令値及び電
圧指令値に応じた電圧空間ベクトルが出力されるように
なり、インバータ装置の最大出力電圧を高めることかで
きる。また、この場合に、ゼロベクトルは２種類の空間
ベクトルに対応するスイッチングモードの出力期間中に
１回挿入されるので、電流リップルやトルクリップルが
低減される。

（実施例） 以下、本発明の第１の実施例につき第１図乃至第５図を
参照して説明する。

まず、本発明が適用されるインバータ装置における主回
路の概略的構成は第２図に示す通りであって、主回路母
線１１．１２間に６個のスイッチング素子１３ｕ、１３
ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３Ｙ　＋　　１３　ｚをブリッ
ジ接続した周知構成である。

ここで、各アームの上下のスイッチング素子は何れか一
方かオンにされるものであるから、スイッチングモード
は２３−８通り存在し、それらのスイッチングモードに
応じて仮想中性点に対する各相の電圧は±Ｖ／２の何れ
かをとる。そこで、インバータ装置の出力電圧に各相の
位相差を考慮して瞬時ベクトル的表現を与えた電圧空間
ベクトルのうち瞬時的に出力可能なものは、各相の正側
のスイッチング素子１３ｕ、１３ｖ、１３ｗかオンであ
るときにＳａ、Ｓｂ、Ｓｃを「１」と表わし、逆に負側
のスイッチング素子１３ｘ、１３ｙ、１３ｚかオンであ
るときに「０」で表わすとすると、各スイッチングモー
ドに応じて（Ｓａ、Ｓｂ、ＳＣ）として表わされる。ま
た、これらを図示すると、第３図に実線で示すように、
互いにπ／３だけ位相が異なり且つ大きさの等しい６個
の基本出力ベクトル（０，０，０）、（１，１，１）と
して表現できる。

さて、上記インバータ装置における各スイッチング素子
のスイッチングを制御するだめの三相ＰＷＭ信号発生回
路は第１図に示す構成である。ここで、］４は位相指令
値類別手段であり、これは与えられた位相指令値θ３を
、電気角２πを６等分した各単位領域に類別してその類
別結果を３ビツトの情報として出力すると共に、その単
位領域における進み角θを算出して出力する。１５はス
イッチングモード決定手段で、これは上記位相指令値類
別手段１４により類別された位相指令値θ１か属する単
位領域に応じて２種類の互いに位相かπ／３異なる基本
出力ベクトル（電圧空間ベクトル）に対応するスイッチ
ングモード及びゼロベクトルに対応するスイッチングモ
ートを決定するもので、原則的には第３図において位相
指令値θと最も近い位相の２種類の基本出力ベクトルか
決定される。即ち、例えば位相指令値θ８か第３図に示
す位置にあるときには、基本出力ベクトルひいてはスイ
ッチングモードは（１，０，０）及び（１，１，０）が
決定されることになる。また、後述する作用説明から明
らかにされるように、２種類のゼロベクトル（１，１，
１）、（０，０゜０）のうちいずれを選択するかは過去
のスイッチングモートを参照して最もスイッチング回数
か少なくなるように行われる。

ところで、本発明では、互いに位相がπ／３異なる基本
出力ベクトル（電圧空間ベクトル）とゼロベクトルとの
時間比制御により任意の大きさ及び位相の電圧空間ベク
トルを出力したこととするものであるが、この場合、出
力可能な電圧空間ベクトルは第３図の６個の各基本出力
ベクトルの先端を結んだ六角形の内側に存する筈である
。しがし、正弦波近似を考慮すると位相角によって最大
出力可能電圧が異なるので、基本出力ベクトルとゼロベ
クトルとの時間比制御により実現できる正弦波変調の限
界領域は上記六角形の内接円の内側となる。従って、こ
の限界領域内で任意の電圧空間ベクトルを実現するため
には極座標系が利用でき、対称性を考慮するとπ／３の
領域だけに限って論することができる。第４図は基本出
力ベクトル（１，０，０）、（１，１，０）及びゼロベ
クトルの部分を拡大して示したものである。ここで位相
指令値θ１、電圧指令値Ｖ１１に対応する電圧空間ベク
トルを出力させるには、基本出力ベクトル（１，０，０
）、同（１，１，０）及びゼロベクトルの出力時間を夫
々ｔｌ＋　　２＋　　ｔＯとすると、位相指令値θ８が
属する単位領域における位相指令値θ１の進み角がθで
あるから、同図に示したような幾何学的解析により次式
を満たすべきことが明らかである。

Ｖ”５ｊｎ（−−θ）：Ｖ”ｓｊｎθ ：１−Ｖ”　ｆｓｉｎ（−一〇）　十ｓｉｎθ）一　　
１．　　　：　　　１２　　：　　　１ｏ　　　　・・
　（１）そこで、本実施例では第１図に示すように保持
時間算出手段１６を構成している。即ち、位相指令値類
別手段１４からの進み角θのデータをＲＯＭテーブル１
７．１８に入力し、その進み角θに対応するｓｉｎ　（
π／３−θ）及びｓＩｎθを求める。

そして、１制御周期Ｔｓｗに電圧指令値Ｖ１を乗じた値
に更にｓｉｎ　（π／３−θ）を乗じて基本出力ベクト
ル（１，０，０）に対応するスイッチングモートの保持
時間ｔ１とし、やはり１制御周期Ｔｓｗに電圧指令値ｖ
ｘを乗した値に更にｓｊｎθを乗して基本出力ベクトル
（１，１，Ｏ）に対応するスイッチングモードの保持時
間ｔ２とする。そして、これらのｔｌ＋　　ｔ２を制御
周期ＴＳＶから減することによりゼロベクトルに対応す
るスイッチングモードの保持時間ｔ。とする。

そして、］９は計時手段である。これはプリセッタブル
カウンタ２０．スイッチ２１及びＤタイプのフリップフ
ロップ２２を備え、プリセッタブルカウンタ２０のデー
タ入力端子ＤＡＴＡにはスイッチ２１の切替わりに応じ
て各保持時間ｔ。。

ｔｌ＋　　ｔ２が入力され、クロック端子ＣＫにはクロ
ック信号ｆ　ｃｋが入力される。そして、スイッチ２］
はプリセッタブルカウンタ２０に与えられた各保持時間
の計時が完了する度に切替わって次の保持時間のデータ
か入力され、フリップフロップ２２は各保持時間の計時
が完了するまで該当するスイッチングモードの出力状態
を保持してインバータ装置におけるスイッチング素子の
スイッチング制御回路に出力する。

次に、上記構成の作用につき説明する。第５図はインバ
ータ装置の出力に伴い三相負荷たる三相誘導電動機に発
生する磁束ベクトルＷの軌跡を示したもので、平は平均
軌跡を示していて円軌道を描く。ここで、磁束ベクトル
軍は電圧空間ベクトルの時間積分として表わされるとこ
ろ各基本出力ベクトルは一定値であるから、その方向は
基本出力ベクトルと等しく且つ大きさはその基本出力ベ
クトルの保持時間に比例する。

第５図は２種類の互いに位相かπ／３異なる電圧空間ベ
クトルに対応するスイッチングモードの一方を出力して
いる間に１回のゼロベクトルを挿入し、他方のスイッチ
ングモードを出力している間に別のゼロベクトルを挿入
するようにしたものである。つまり、保持時間が、（１
，−１゜＋ｔ）→（ｔ　２−　ｔｏ→ｔ２．）というサ
イクルを繰り返すようにスイッチ２１が切替わる。この
第５図に示した動作をさらに詳細に述べると、例えば基
本出力ベクトル（１，０，０）に対応するスイッチング
モードが時間ｔ１だけ保持されると、次にゼロベクトル
（０，０，０）に対応するスイッチングモードが時間ｔ
。たけ保持され、この後再び基本出力ベクトル（１，０
，０）に対応するスイッチングモードか時間ｔ、たけ保
持され、続いて基本出力ベクトル（１，１，０）に対応
するスイッチングモードが時間ｔ２だけ保持され、次に
ゼロベクトル（１，１，１）に対応するスイッチングモ
ードか時間ｔ。たけ保持され、この後再び基本出力ベク
トル（１，１，１）に対応するスイッチングモードが時
間ｔ２だけ保持される。このように、同一の基本出力ベ
クトルに対応するスイッチングモードを２度出力する間
に必ず１回ゼロベクトルを挿入するようになっている。

この場合、基本出力ベクトル（１，０，０）からゼロベ
クトルに移行するとき、スイッチングモード決定手段１
５がゼロベクトルとして（１，１，１）ではなく　　（
０，０，０）を選ぶようにしているのは、（１，０，０
）から（０，０，０）への移行のためには１回のスイッ
チングで済むからであり、スイッチング損失を最小限に
して効率の良い動作を行なわせるためである。

このように、本実施例によれば、従来の三相ＰＷＭ信号
発生回路においてＰＷＭ制御可能な最大電圧の（”ｆ／
２倍であったインバータ装置の最大出力電圧をＰＷＭ制
御可能な最大電圧と等しくなるまで高めることができる
。また、位相指令値θ１を６個の単位領域に類別すると
共に、２種類の基本出力ベクトルに対応するスイッチン
グモードの出力期間中に必ずゼロベクトルを１回挿入す
るようにしたので、インバータ装置の出力として負荷に
対する電流リップル或はトルクリップルを低減させるこ
とができる。

次に、第６図は本発明をＶ／Ｆ一定制御形のインバータ
装置に適用した第２の実施例を示すものであり、図中２
３が本発明を第１図に示すように具体化した三相ＰＷＭ
信号発生回路に相当する。

ここで、周波数指令値ｆ８が与えられると、関数発生器
２４により周波数指令値ｆ８に対応した電圧指令値Ｖ８
か三相ＰＷＭ信号発生回路２３に出力され、位相信号発
生器２５により位相指令値θ８がやはり三相ＰＷＭ信号
発生回路２３に出ツノされる。

第７図は本発明を電流追従形のインバータ装置に適用し
た第３の実施例を示す。ここでは、電流検出器２６から
検出電流値１及び電流指令値１１が変換回路２７に与え
られると、これらが電圧指令値Ｖ８と位相指令値θ８に
変換されて本発明の三相ＰＷＭ信号発生回路２３に出力
されるようになっている。本発明によれば、任意の電圧
と位相の電圧空間ベクトルが制御周期Ｔｓｖの２倍の時
間で実現できるので、高スイツチング周波数素子を使用
することにより高速電流制御にも適用できるのである。

第８図は第４の実施例を示すもので、第１の実施例との
相違は、保持時間算出手段１６をＲＯＭによる関数テー
ブル化したところにある。この場合、電圧指令値■８を
８ビツト、進み角θを７ビツトで入力し、ｔＯ＋　　　
Ｉ＋ｉ２を夫々１０ビツトで出力するとしても、ＲＯＭ
に必要なメモリ容量は９６０にビットであり、１Ｍビッ
トのメモリＩＣ１個で容易に実現することができる。

その他、本発明は上記し且つ図面に示す実施例に限定さ
れるものではなく、例えば第１図におけるスイッチ２１
とスイッチングモート決定手段１５の機能をテーブル化
してＲＯＭ或はソフトウェアに置換える等、要旨を逸脱
しない範囲内で種々変形して実施することができるもの
である。

［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、任意の位相指令値及
び電圧指令値に応して適切なスイッチングモード及びそ
の保持時間が決定され、計時手段により各スイッチング
モードの出力状態がその保持時間が経過するまで保持さ
れるので、インバタ装置の最大出力電圧をＰＷＭ制御可
能な最大電圧まで高めることかでき、また、与えられた
位相指令値を６つの単位領域に類別すると共に各スイッ
チングモードにおいて必す１回のゼロベクトルに対応す
るスイッチングモードを挿入するようにしたので、電流
リップル或はトルクリップルを低減することができるる
という優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は本発明の第１の実施例を示し、第１
図は全体のブロック図、第２図はインバータ装置の主回
路の回路図、第３図は電圧空間ベクトルのベクトル図、
第４図は一部の領域のみを拡大して示す電圧空間ベクト
ルのベクトル図、第５図は磁束ベクトルの軌跡を示すベ
クトル図、第６図は本発明の第２の実施例を示すブロッ
ク図、第７図は本発明の第３の実施例を示すブロック図
、第８図は本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。そして、第９図は従来の三相ＰＷＭ信号発生回路を
示すブロック図、第１０図は同電圧波形図である。 図面中、１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ、１３ｘ、１３ｙ、１
３ｚはスイッチング素子、１４は位相指令値類別手段、
１５はスイッチングモード決定手段、１６は保持時間算
出手段、１９は計時手段である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、インバータ装置における６個のスイッチング素子の
   スイッチングモードを時間比制御することにより前記イ
   ンバータ装置から三相負荷に正弦波出力を供給させるた
   めのものであって、与えられた位相指令値を電気角２π
   を６等分した各単位領域に類別すると共にその単位領域
   における前記位相指令値の進み角を算出する位相指令値
   類別手段と、前記位相指令値が属する単位領域及び過去
   のスイッチングモードに基づき２種類の互いに位相がπ
   ／３異なる電圧空間ベクトルに対応するスイッチングモ
   ード及びゼロベクトルに対応するスイッチングモードを
   決定するスイッチングモード決定手段と、前記単位領域
   内における位相指令値の進み角及び与えられた電圧指令
   値に基づき前記スイッチングモード決定手段により決定
   された電圧空間ベクトルに対応する２種類のスイッチン
   グモード及びゼロベクトルに対応するスイッチングモー
   ドの各保持時間を夫々算出する保持時間算出手段と、前
   記保持時間算出手段により算出された各スイッチングモ
   ードの保持時間が経過するまで各スイッチングモードの
   出力状態を保持させる計時手段とを具備し、前記ゼロベ
   クトルは、前記２種類のスイッチングモードの何れの一
   方を出力しているときにおいても１回挿入されることを
   特徴とするインバータ装置の三相ＰＷＭ信号発生回路。