JPH0481197B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0481197B2 JPH0481197B2 JP58069469A JP6946983A JPH0481197B2 JP H0481197 B2 JPH0481197 B2 JP H0481197B2 JP 58069469 A JP58069469 A JP 58069469A JP 6946983 A JP6946983 A JP 6946983A JP H0481197 B2 JPH0481197 B2 JP H0481197B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pitch
- output
- sample
- sample values
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はピツチ調整装置に関するものである。
音声や楽音等の波形をサンプリングし（サンプ
リング周期をTsとする）、AD変換して得られた
デイジタル信号（時間に関して離散的なサンプル
値列）を再生する際にピツチ（音の高さ）を変え
て出力したい場合がある。最も簡単な方法はサン
プリング時とは異なるサンプリング周期（Ts″と
する）ごとにDA変換するのであるが、システム
のサンプリング周期を固定しておきたい場合には
不適当である。このような場合にはデイジタル信
号処理によつてピツチを調整する必要がある。そ
れには、あたかも別のサンプリング周期（Ts′と
する）ごとにサンプリングされたようなデイジタ
ル信号を生成し、これをTsなるサンプリング周
期ごとに出力すればよい。
リング周期をTsとする）、AD変換して得られた
デイジタル信号（時間に関して離散的なサンプル
値列）を再生する際にピツチ（音の高さ）を変え
て出力したい場合がある。最も簡単な方法はサン
プリング時とは異なるサンプリング周期（Ts″と
する）ごとにDA変換するのであるが、システム
のサンプリング周期を固定しておきたい場合には
不適当である。このような場合にはデイジタル信
号処理によつてピツチを調整する必要がある。そ
れには、あたかも別のサンプリング周期（Ts′と
する）ごとにサンプリングされたようなデイジタ
ル信号を生成し、これをTsなるサンプリング周
期ごとに出力すればよい。
従来このような信号を求める手段として直線補
間を利用したものがある。即ち時間に関して離散
的なサンプル値間が直線的に変化しているような
時間的に連続な信号を仮定して、これをTs′なる
周期でサンプリングしたようなサンプル値を生成
するものである。この従来例では演算量が少な
く、ピツチの変化幅をほぼ連続的に選べるという
長所があるが、誤差が大きく、原波形のスペクト
ル包絡の形状によつては、ピツチの変化幅が数パ
ーセント以内であつても音質がかなり劣化すると
いう欠点があつた。
間を利用したものがある。即ち時間に関して離散
的なサンプル値間が直線的に変化しているような
時間的に連続な信号を仮定して、これをTs′なる
周期でサンプリングしたようなサンプル値を生成
するものである。この従来例では演算量が少な
く、ピツチの変化幅をほぼ連続的に選べるという
長所があるが、誤差が大きく、原波形のスペクト
ル包絡の形状によつては、ピツチの変化幅が数パ
ーセント以内であつても音質がかなり劣化すると
いう欠点があつた。
他の従来例の一つに、直線ではなく、次式で与
えられる関数によつて補間するものも知られてい
る。
えられる関数によつて補間するものも知られてい
る。
ｈ(t)＝sin（πt／Ts）／πt／Ts） (1)
ここにTsは前記のサンプリング周期である。
この従来例では補間すべき原波形のサンプル値
（ｘ（nTs）とｘ（ｎ＋１）Ts）とする）の間の１
サンプル（ｙ（kTs′）とする）を次式によつて求
めている。
この従来例では補間すべき原波形のサンプル値
（ｘ（nTs）とｘ（ｎ＋１）Ts）とする）の間の１
サンプル（ｙ（kTs′）とする）を次式によつて求
めている。
ｙ（kTs′）＝L2
〓
〓l=-L 1
ｋ（hTs′−（ｎ＋ｌ）Ts）＋ｘ（（ｎ＋ｌ）Ts）
(2) この従来例では誤差を少なくするためにはｙ
（kTs′）を１サンプル求めるために、原波形の多
くのサンプル値を用いなければならず多くの演算
を必要とするという欠点があつた。又、ピツチの
変化幅を連続的にするためには、ｈ(t)の値をその
つど計算しなければならないために更に多くの演
算を必要とするという欠点もあつた。
(2) この従来例では誤差を少なくするためにはｙ
（kTs′）を１サンプル求めるために、原波形の多
くのサンプル値を用いなければならず多くの演算
を必要とするという欠点があつた。又、ピツチの
変化幅を連続的にするためには、ｈ(t)の値をその
つど計算しなければならないために更に多くの演
算を必要とするという欠点もあつた。
第３の従来例として、デイジタルフイルタを用
いるものがある。これは原波形のサンプル値間に
値がゼロであるサンプル値をＭ−１サンプルずつ
補間し（その結果、サンプリング周期はTs／Ｍ
になる）、このサンプル値列をデイジタルローパ
スフイルタに入力してその出力をＬサンプルごと
にとり出すものである。その結果、サンプリング
周期はTs×Ｌ／Ｍになる。この従来例では急岐
な遮断特性を有するフイルタを用いれば音質劣化
は防げるが、ピツチの変化幅を数パーセント以内
にするためにはＬ，Ｍを数10〜100程度にしなけ
ればならず、多くの演算を必要とするという欠点
があつた。
いるものがある。これは原波形のサンプル値間に
値がゼロであるサンプル値をＭ−１サンプルずつ
補間し（その結果、サンプリング周期はTs／Ｍ
になる）、このサンプル値列をデイジタルローパ
スフイルタに入力してその出力をＬサンプルごと
にとり出すものである。その結果、サンプリング
周期はTs×Ｌ／Ｍになる。この従来例では急岐
な遮断特性を有するフイルタを用いれば音質劣化
は防げるが、ピツチの変化幅を数パーセント以内
にするためにはＬ，Ｍを数10〜100程度にしなけ
ればならず、多くの演算を必要とするという欠点
があつた。
本発明の目的は、比較的少ない演算量で実現で
き、誤差の影響による音質劣化が少なく、かつピ
ツチの変化幅をほぼ連続的に選べるピツチ調整装
置を提供することにある。
き、誤差の影響による音質劣化が少なく、かつピ
ツチの変化幅をほぼ連続的に選べるピツチ調整装
置を提供することにある。
本発明は、第一の周期でサンプリングされた波
形のサンプル値間を補間することによつて、第二
の周期毎のサンプル値を生成し、該サンプル値を
第一の周期で出力することによりピツチを変化さ
せる型のピツチ調整装置において、原波形のサン
プル値間に値がゼロであるサンプル値を補間して
サンプリング周期を整数分の１に短くする手段
と、その出力のサンプル値列をフイルタリングす
るデイジタルローパスフイルタと、前記デイジタ
ルローパスフイルタの出力サンプル値のうち、第
二の周期毎の時刻の前後のサンプル値間を直線補
間して新たなサンプル値を生成し、第一の周期で
出力する手段とから構成されることを特徴とす
る。
形のサンプル値間を補間することによつて、第二
の周期毎のサンプル値を生成し、該サンプル値を
第一の周期で出力することによりピツチを変化さ
せる型のピツチ調整装置において、原波形のサン
プル値間に値がゼロであるサンプル値を補間して
サンプリング周期を整数分の１に短くする手段
と、その出力のサンプル値列をフイルタリングす
るデイジタルローパスフイルタと、前記デイジタ
ルローパスフイルタの出力サンプル値のうち、第
二の周期毎の時刻の前後のサンプル値間を直線補
間して新たなサンプル値を生成し、第一の周期で
出力する手段とから構成されることを特徴とす
る。
本発明によれば、演算量は少なく、かつピツチ
の変化幅をほぼ連続的に選べると同時に、誤差に
よる音質劣化も低減できるという効果がある。
の変化幅をほぼ連続的に選べると同時に、誤差に
よる音質劣化も低減できるという効果がある。
次に、図面を用いて本発明の一実施例を説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
あり、第２図は入出力、および処理途中の信号の
一例の図である。
あり、第２図は入出力、および処理途中の信号の
一例の図である。
まず、入力端子１０７から入力された原波形の
サンプル値である入力信号は入力バツフア１０１
に蓄えられる。サンプリング周期がTsである入
力信号の例を第２図ａに示す。制御回路１０６か
ら制御信号伝送路Ａ１１４を介して送られる制御
信号に従つて、前記入力信号は前記入力バツフア
１０１からゼロ補間器１０２に入力信号伝送路１
１０を介して逐次転送される。
サンプル値である入力信号は入力バツフア１０１
に蓄えられる。サンプリング周期がTsである入
力信号の例を第２図ａに示す。制御回路１０６か
ら制御信号伝送路Ａ１１４を介して送られる制御
信号に従つて、前記入力信号は前記入力バツフア
１０１からゼロ補間器１０２に入力信号伝送路１
１０を介して逐次転送される。
前記ゼロ補間器１０２では前記制御回路１０６
から制御信号伝送路Ｂ１１５を介して送られる制
御信号に従つて、前記入力バツフア１０１から送
られた入力信号のサンプル値間に値がゼロである
サンプル値がＭ−１サンプル挿入され、その結果
サンプリング周期が１／Ｍ倍になつた信号がゼロ
補間信号伝送路１１１を通つてデイジタルローパ
スフイルタ１０３に送られる。第２図ｂに第２図
ａに例示した入力信号に値がゼロのサンプルが挿
入された信号の例を示す。この例はＭ＝２の場合
であるが、一般にはＭの値が大きいほぼ誤差の影
響は低減される。
から制御信号伝送路Ｂ１１５を介して送られる制
御信号に従つて、前記入力バツフア１０１から送
られた入力信号のサンプル値間に値がゼロである
サンプル値がＭ−１サンプル挿入され、その結果
サンプリング周期が１／Ｍ倍になつた信号がゼロ
補間信号伝送路１１１を通つてデイジタルローパ
スフイルタ１０３に送られる。第２図ｂに第２図
ａに例示した入力信号に値がゼロのサンプルが挿
入された信号の例を示す。この例はＭ＝２の場合
であるが、一般にはＭの値が大きいほぼ誤差の影
響は低減される。
デイジタルローパスフイルタ１０３は前記制御
回路１０６から制御信号伝送路Ｃ１１６を介して
送られる制御信号に従つて、前記ゼロ補間器１０
２から送られる信号をフイルタリングし、その結
果の信号をフイルタ出力伝送路１１２を介して直
線補間器１０４に送る。第２図ｃにデイジタルロ
ーパスフイルタの出力信号の例を示す。
回路１０６から制御信号伝送路Ｃ１１６を介して
送られる制御信号に従つて、前記ゼロ補間器１０
２から送られる信号をフイルタリングし、その結
果の信号をフイルタ出力伝送路１１２を介して直
線補間器１０４に送る。第２図ｃにデイジタルロ
ーパスフイルタの出力信号の例を示す。
直線補間器１０４は前記制御回路１０６から制
御信号伝送路Ｄ１１７を介して送られる制御信号
に従つて、Ts′なる周期ごとのサンプル値を、前
記デイジタルローパスフイルタ１０３から送られ
た信号のサンプル間を直線補間して求め、結果の
信号を直線補間信号伝送路１１３を介して出力バ
ツフア１０５に送る。この直線補間器１０４に前
記制御回路１０６から送られる制御信号は、前記
デイジタルローパスフイルタ１０３の出力信号を
受け取ることを指示する情報と直線補間を行なう
時刻を指示する情報とからなる。後者の情報は前
記制御回路１０６が、調整率入力端子１０９から
入力された調整率αと系のサンプリング周期Ts
とからTs′＝α・TsとしてTs′を算出して生成す
る。直線補間のようすを第２図ｃに、結果の信号
を第２図ｄに示す。
御信号伝送路Ｄ１１７を介して送られる制御信号
に従つて、Ts′なる周期ごとのサンプル値を、前
記デイジタルローパスフイルタ１０３から送られ
た信号のサンプル間を直線補間して求め、結果の
信号を直線補間信号伝送路１１３を介して出力バ
ツフア１０５に送る。この直線補間器１０４に前
記制御回路１０６から送られる制御信号は、前記
デイジタルローパスフイルタ１０３の出力信号を
受け取ることを指示する情報と直線補間を行なう
時刻を指示する情報とからなる。後者の情報は前
記制御回路１０６が、調整率入力端子１０９から
入力された調整率αと系のサンプリング周期Ts
とからTs′＝α・TsとしてTs′を算出して生成す
る。直線補間のようすを第２図ｃに、結果の信号
を第２図ｄに示す。
出力バツフア１０５は前記直線補間器１０４か
ら送られる信号を蓄え、前記制御回路１０６から
制御信号伝送路Ｅ１１８を介して送られる制御信
号に従つて前記信号をサンプリング周期Tsごと
に出力端子１０８に出力する。出力端子から出力
される信号を第２図ｅに示す。
ら送られる信号を蓄え、前記制御回路１０６から
制御信号伝送路Ｅ１１８を介して送られる制御信
号に従つて前記信号をサンプリング周期Tsごと
に出力端子１０８に出力する。出力端子から出力
される信号を第２図ｅに示す。
なお、直線補間を行なうところは実施例ではサ
ンプリング周期Ts′に対応するところのみについ
て補間しているが全てについて直線補間しても良
い。しかし、この場合はその分の処理量は増加す
ることになる。
ンプリング周期Ts′に対応するところのみについ
て補間しているが全てについて直線補間しても良
い。しかし、この場合はその分の処理量は増加す
ることになる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図ａ〜ｅは入力、出力信号、ならびに処理途
中の信号の一例を示す図である。 図において、１０１は入力バツフア、１０２は
ゼロ補間器、１０３はデイジタルローパスフイル
タ、１０４は直線補間器、１０５は出力バツフ
ア、１０６は制御回路、１０７は入力端子、１０
８は出力端子、１０９は調整率入力端子、をそれ
ぞれ示す。
第２図ａ〜ｅは入力、出力信号、ならびに処理途
中の信号の一例を示す図である。 図において、１０１は入力バツフア、１０２は
ゼロ補間器、１０３はデイジタルローパスフイル
タ、１０４は直線補間器、１０５は出力バツフ
ア、１０６は制御回路、１０７は入力端子、１０
８は出力端子、１０９は調整率入力端子、をそれ
ぞれ示す。
Claims (1)
- １ 第一の周期でサンプリングされた波形のサン
プル値間を補間することによつて、第二の周期毎
のサンプル値を生成し、該サンプル値を第一の周
期で出力することによりピツチを変化させる型の
ピツチ調整装置において、原波形のサンプル値間
に値がゼロであるサンプル値を補間してサンプリ
ング周期を整数分の１に短くする手段と、その出
力のサンプル値列をフイルタリングするデイジタ
ルローパスフイルタと、前記デイジタルローパス
フイルタの出力サンプル値のうち、第二の周期毎
の時刻の前後のサンプル値間を直線補間して新た
なサンプル値を生成し、第一の周期で出力する手
段とから構成されることを特徴とするピツチ調整
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58069469A JPS59195284A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ピツチ調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58069469A JPS59195284A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ピツチ調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59195284A JPS59195284A (ja) | 1984-11-06 |
| JPH0481197B2 true JPH0481197B2 (ja) | 1992-12-22 |
Family
ID=13403554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58069469A Granted JPS59195284A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | ピツチ調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59195284A (ja) |
-
1983
- 1983-04-20 JP JP58069469A patent/JPS59195284A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59195284A (ja) | 1984-11-06 |
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