JPH0482349A - π／４シフトＱＰＳＫタイミング検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、衛星通信、衛星移動通信や移動通信等で用い
られるπ／４シフトＱＰＳＫ、π／４シフト差動符号化
ＱＰＳＫ等の変調信号を復調するための受信信号のタイ
ミングを検出するπ／４シフトＱＰＳＫタイミング検出
装置に関する。

（従来の技術） 近年、移動通信等にディジタル伝送方式を導入するため
、様々な検討がなされている。

例えば、その変復調方式においては、ＱＰＳＫ、０−Ｑ
ＰＳＫ、ＢＰＳＫ、ＧＭＳＫ、π／４シフ）ＱＰＳＫ及
び上記変調方式を差動符号化した各方式等というように
様々なものが検討されている。

これら各種変調方式のうちπ／４シフト差動符号化ＱＰ
ＳＫ（π／４シフトＤＱＰｓＫ）は、移動通信に最も適
した方式と考えられており、各方面での研究が急速に行
われつつある。その理由は、第１に、限られた周波数資
源を最も有効に利用できる変調方式の１つだからである
。第２に、変調信号の包路線の変動が少なく、電力効率
の良好な非線形アンプを用いても帯域外輻射が少ないが
らである。第３に、移動通信路で不可避のレイリーフェ
ージングのもとて良好な特性を示す遅延検波を用いるこ
とができるからである。

ところで、こうしたディジタル変調波の復調においては
、同期検波や遅延検波等を行い、そこから何等かの形で
抽出されるクロック信号を用いて検波して得られる信号
をサンプリングした後、マーク／スペースを判定する。

しかるに、かかるクロック信号は、検波信号を最も良好
な誤り率特性（低い誤り率）で判定できる最適なタイミ
ングに同期している必要かある。故に、この最適タイミ
ングを検出する機能及びそれに同期したタロツクを発生
する機能は、ディジタル変調信号の復調において必須の
機能である。

一方、移動通信用の変復調装置は、小型化及び低消費電
力化か必要不可欠である。従って、それに使用される変
復調方式は、簡易で且つ小型化及び低消費電力化に適し
ていることが望まれる。即ち、できる限り少ない装置及
び少ない処理数で必要とする各機能を実現することが求
められている。

ここで、従来のπ／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫ等のタイミ
ング検出及びクロック再生について考察する。

第１３図はゼロクロス点検出回路を用いた従来のタイミ
ング検出・クロック再生装置を示す図である。

同図に示す装置は、検波回路１から得られるＩチャネル
及びＱチャネルの信号から、ゼロクロス点検出回路２に
よりゼロクロス点を検出し、これらゼロクロス点に再生
クロックが同期するよう、ＤＰＬＬ　（デイ、ジタル位
相同期回路）３により再生クロックの位相を制御するも
のである。

ところが、かかる装置には、以下のような欠点がある。

第１に、周波数利用効率向上のために波形整形フィルタ
のロールオフ係数を小さくした場合、ゼロクロス点かデ
ータパターンによって激しく変動し、再生クロックのジ
ッタが極めて大となる。従って、衛星通信のように比較
的帯域に余裕のある系でしか用いることができない。

第２に、４値を超える多値変調の場合、同様にゼロクロ
ス点の位置がデータパターンにより激しく変動するため
、ジッタの抑圧ができない。特に、π／４シフト（Ｄ）
ＱＰＳＫは、変復調装置からみると８相ＰＳＫに近く、
従って従来のＱＰＳＫ等と比べはるかにジッタが大にな
る。

第３に、マルチパス−フェージング環境下では、ゼロク
ロス、位相が激しく変動するため、ジッタが大であるば
かりでなく、同期外れも頻発する。

また、第１４図は逓倍回路を用いた従来のタイミング検
出・クロック再生装置を示す図である。

同図に示す装置は、検波回路４から得られる■チャネル
及びＱチャネルの信号を非線形回路例えば自乗回路５に
より逓倍してクロック成分を生成した後、狭帯域フィル
タ６を通し、これをＰＬＬ７により抽出するものである
。

ところが、かかる装置には、自乗回路等の非線形回路が
必須であり、特にその特性の良さから自乗回路が最も多
く用いられるか、この自乗回路は一般に極めて大きなハ
ードウェア量が要求される。

こうしたハードウェア量の増大は、上述したように小型
軽量化が必須の移動通信機器用受信装置では問題がある
。特に、タイミング検出回路をディジタル信号処理回路
で構成した場合には、タイミング検出回路が乗算器を必
要とするため、ハードウェア量の増大及び消費電力の増
大は避けられない。また、タイミング検出回路をアナロ
グ回路の構成としたとしても、その前後に必要とされる
インピーダンス整合回路等を含めると、ハードウェア量
が全復調装置内において占める割合は相当大きなものと
なり、小形化及び低消費電力化には向かない。特に、上
記乗算器として性能の優れをダブルバランスミキサー等
を用いるとその大きさは、かなりのものとなってしまう
。

（発明が解決しようとする課題） このようにゼロクロス点検出回路を用いた従来のタイミ
ング検出・クロック再生装置は、小形化には比較的適し
ているものの、低ロールオフ係数、多値変調及びフェー
ジング（マルチパス）に対して耐用性がないという点て
問題かある。

また、逓倍回路を用いた従来のタイミング検出・クロッ
ク再生装置は、調整が困難で且つハードウェア量か極め
て大であるという欠点かある。

本発明は、かかる事情に基づき成されたもので、装置の
小形化及び低消費電力化を可能にするとともに、ロール
オフ係数を小さくしてもジッタの影響を受けずまた同期
外れを起こすことのないπ／４シフトＱＰＳＫタイミン
グ検出装置を提供することを目的としている。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、π／４シフトＱＰＳＫ信号またはπ／４シフ
ト差動符号化ＱＰＳＫ信号を遅延検波し、この信号の実
数部及び虚数部の直交２信号を出力する遅延検波回路と
、この遅延検波回路から出力される実数部の信号を入力
し、当該信号のボーレート周波数の帯域の信号のみを通
過させる狭帯域フィルタとを具備するものである。

請求項２記載の発明は、上記発明において、狭帯域フィ
ルタが、帯域通過フィルタと位相同期回路とにより構成
されることを特徴とする請求項３記載の発明は、上記発
明において、π／４シフトＱＰＳＫ信号またはπ／４シ
フト差動符号化ＱＰＳＫ信号か、実信号及び虚信号の直
交２信号で表される信号であることを特徴とする請求項
４記載の発明は、上記発明において、遅延検波回路か、
入力信号と、１シンボル時間前の入力信号の共役複素数
との複素数乗算を行うものであることを特徴とする。

（作　用） 本発明は、［π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫの遅延検波出
力を構成する互いに直交した２つの信号のうちの、遅延
検波回路の構成によって決まる一方の信号には、伝送速
度（ボーレート）周波数に線スペクトラム成分を持ち、
その線スペクトラム成分が、伝送タイミングに位相同期
したものである。」という事実に着目して成されたもの
である。即ち、本発明のπ／４シフトＱＰＳＫタイミン
グ検出装置は、この線スペクトラム成分を直接抽出し、
この抽出された線スペクトラム成分により受信信号のタ
イミングを検出することにより、装置の小形化及び低消
費電力化を可能にするとともに、ロールオフ係数を小さ
くしてもジッタの影響を受けずかつ同期外れを起こすこ
とはない。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づき説明する。

ここではまず、π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫ遅延検波出
力を構成する互いに直交した２つの信号のうちの、遅延
検波回路の構成によって決まる一方の信号に、伝送タイ
ミングに同期したクロック成分（線スペクトラム成分）
が含まれるという事実につき説明する。

第１図はベースバンド遅延検波回路を有する復調装置の
構成の一部を示す図である。

同図に示すように、アンテナ１０より導入された受信信
号は、ベースバンド直交２信号変換器１１及びローパス
フィルタ１２ａ、１．２ｂを経て、遅延検波回路１３に
入力される。

そして、この遅延検波回路１３において、これらベース
バンド直交２信号は、遅延器１４ａ、１４ｂにより１シ
ンボル分遅延され、そのうち一方の信号は、符号反転回
路１５により共役複素数がとられる。この後、これら各
信号は、複素乗算部１６により遅延器１４ａ、１４ｂを
通らない信号と複素数乗算がなされ、遅延検波出力とし
て出力される。

こうしたベースバンド遅延検波方式のメカニズムを第２
図に示す。

同図に示すように、遅延器１４ａ、１４ｂを通らない信
号ｒｋと遅延器１４ａ、１４ｂを通った＊ 信号の共役複素ｒ　　　とを乗算することで、ｒｋ”ｒ
　　ｋ−１か得られ、このｒ　　　ｒ＊　　　べ＊ ｋ　　　　　　　　ｋ−１ クトルの位相角は、丁度ｒ　とｒ　　の位相角とｋ　　
　ｋ−１ の差に対応し、これが１シンボル伝送することによる位
相遷移量である。従−で、ｒ　　ｒ＊ｋ　　　　　　　
　ｋ−１ の位相角がいかなる値をとるか調べることて、検波を行
うことができる。

ところて、π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫの１シンボル伝
送することによる位相遷移量は、第３図に示すように、
±４５度又は±　１３５度であり、さらにπ／４シフト
（Ｄ）ＱＰＳＫは、　　０″点を通らない変調方式であ
るため、１８０度の遷移は決して存在しない。

このような性質の変調方式を前述した遅延検波回路に入
力して得られる直交２信号と、そのリサジュを第４図乃
至第６図に示す。第４図は遅延検波回路出力のりサージ
ュを示している。

即ち、π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫでは　１８０度の位
相シフトは存在しないため、位相遷移を表わす遅延検波
出力のりサージュにおいて、１８０度近くの位相角は存
在せず、従って第４図に示すように左側からＶ字型に切
れ込んたものとなる。

ここで、入力π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫ信号に　１３
５度の位相遷移に引き続き、−１３５度の位相遷移が生
じた場合を考える。この時の遅延検波出力リサージュは
、第４図示す点ａ　（１３５度の遷移）から点ｂ　（−
１３５度の点）へ動くことに対応する。

しかしながらこの場合、　１８０度の遷移は存在しない
ので、点ａから点すへの移動は、点線のような経路をた
どる。

ところで、第４図に示したりサージュを、直交２チヤネ
ル各々に分けて考えてみる。第５図は第１の遅延検波出
力のアイパターン、第６図は第２の遅延検波出力のアイ
パターンの遅延検波出力のアイパターンを示している。

即ち、π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫの遅延検波出力は、
前述した「Ｖ字型の切れ込み」に対応し、２チヤネル各
々異なった性質のアイパターンを示すことになる。ここ
で、第１の遅延検波出力のアイパターンは、第５図に示
すように、Ｖ字型の切れ込みの影響により、正負非対称
なものとなる。

ここで注意すべき点は、このＶ字型の切れ込みにともな
って、第５図の信号には、丁度ボーレートと同し周期で
アイ最大開口点にその“山”がくるような位相てボーレ
ート周期の周波数成分が存在していることである（同図
点線成分）。一方、第２の遅延検波出力のアイパターン
には、第６図に示すように、このような周波数成分は含
まれていない。

ここで、上記第１の遅延検波出力のスペクトラムを第７
図に、第２の遅延検波出力のスペクトラムを第８図に示
す。これらの図から明らかなように、第１の遅延検波出
力のみにボーレート周波数に線スペクトラムが有ること
がわかる。

以上の説明から明らかなよう、π／４シフト（Ｄ）ＱＰ
ＳＫ遅延検遅延検波田楽する２信号の一方にはボーレー
ト成分の線スペクトラムが含まれ、且つこの線スペクト
ラム成分は、伝送りロックに同期していることがわかる
。

従って、この線スペクトラム成分を直線フィルタ及び／
またはＰＬＬで抽出すれば、非線形回路や逓倍（自乗）
回路を持たずに、クロックを抽出することができる。ち
なみに、ＱＰＳＫ等の場合、検波出力ポーレート周波数
に線スペクトラムを持たないため、自乗回路は必要であ
る。

しかして、π／４シフト（Ｄ）ＱＰＳＫの場合、遅延検
波出力の一方には線スペクトラムか含まれており、ハー
ドウェア量の大きい自乗回路等を用いないでクロック抽
出が可能である。

次に、本発明を実現するための復調装置の構成を説明す
る。

第９図はその一例を説明するための図である。

同図において、１７は第１図に示した遅延検波回路と同
一構成の遅延検波回路、２０は再生クロックに基づき遅
延検波回路１７の出力のサンプリング／判定を行うサン
プリング／判定２０である。

そして、上記再生クロックの再生は、遅延検波回路１７
から出力される２つの信号のうちボーレート周波数に線
スペクトラムを持つ方の出力（実部部分）を、ボーレー
ト周波数に通過域を持つ狭帯域フィルタ１８を通過させ
ることにより行う。

すなわち、上述したようにボーレート成分の線スペクト
ラムは伝送りロックに同期しているので、これを抽出す
れば雑音等を極力含まない再生クロックが生成される。

なお、上記狭帯域フィルタ１８は、単純なタンク回路で
も良いし、帯域フィルタと位相同期回路（Ｐ　Ｌ　Ｌ）
とを組合せても良い。

また、狭帯域フィルタ１８の出力をリミッタにかけ、矩
形波状の再生クロックとしても良い。

第１０図は他の例を説明するための図である。

同図に示す復調装置は、ベースバンド遅延検波回路２１
かディジタル信号処理により行われるようになっおり、
そのためベースバンド遅延検波回路２〕の前段にサンプ
リング用スイッチ２２及びＡ／Ｄ変換器２３が介挿され
ている。

そして、本実施例においても、上述した実施例と同様に
、遅延検波回路２１から出力される２つの信号のうちボ
ーレート周波数に線スペクトラムを持つ方の出力（実部
部分）を、狭帯域フィルタ１８を通過させ、再生クロッ
クを生成する。

ここで、上記ベースバンド遅延検波回路２１及びサンプ
リング用スイッチ２２は、所定周波数のクロックにより
動作する。

そこで、狭帯域フィルタ１８により生成された再生クロ
ックを分周／逓倍回路２４により上記所定の周波数とな
るように分周／逓倍し、これをベスバンド遅延検波回路
２１及びサンプリング用スイッチ２２に供給している。

従って、本実施例においては、従来必要であったベース
バンド遅延検波回路２１及びサンプリング用スイッチ２
２の動作用のクロック源は不要となり、部品点数の削減
を図ることができる。

第１１図は他の例を説明するための図である。

同図に示す復調装置の入力信号は、ベースバンド直交２
信号とする。この信号は、ＶＣＸＯ２５の出力を分周／
逓倍回路２４により分周して得られる再生クロックに同
期したボーレートの４倍のクロックでサンプリングされ
、ベースバンド遅延検波回路２１により遅延検波がなさ
れる。

ベースバンド遅延検波回路２１の一方の出力は、第１２
図に示すスプリットフェーズ型バンドパスフィルタ２６
によりボーレート成分が抽出される。

このスプリットフェーズ型バンドパスフィルタ２６は、
ボーレート成分として同相成分と直交相成分の２成分を
出力するため、これらの任意合成により任意の位相で出
力できる。

そして、スイッチ２７によりこの直交相成分としての出
力をボーレートでリサンプルし、そこがゼロクロスとな
るようにリサンプルした信号をループフィルタ２８を通
過させたもので直接ｖＣＸ０２５を制御する。なお、こ
の例及び第１０図に示す例においても、ｖｃｘｏやＰＬ
Ｌの出力を、ボーレートの周波数の逓倍の周波数とし、
それを分周してディジタル信号処理等の基本周波数とす
ることができる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、線スペクトラム
成分を直接抽出し、この抽出された線スペクトラム成分
により受信信号のタイミングを検出することにより、装
置の小形化及び低消費電力化を可能にするとともに、ロ
ールオフ係数を小さくしてもジッタの影響を受けずまた
同期外れを起こすことがない。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第８図は本発明方式の原理を説明するための
図、第９図乃至第１２図は本発明方式を実現するための
復調装置の構成例を示す図、第１３図及び第１４図は従
来例を説明するための図である。 １０・・・アンテナ、１１・・・ベースバンド直交２信
号変換器、１２ａ、１２ｂ・・・ローパスフィルタ、１
３・・・遅延検波回路、１４ａ、１４ｂ・遅延器、１５
・・・符号反転回路、１６・・・複素乗算部。 出願人　　　　　　株式会社　東芝

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）π／４シフトＱＰＳＫ信号またはπ／４シフト差
   動符号化ＱＰＳＫ信号を遅延検波し、この信号の実数部
   及び虚数部の直交２信号を出力する遅延検波回路と、 この遅延検波回路から出力される実数部の信号を入力し
   、当該信号のボーレート周波数の帯域の信号のみを通過
   させる狭帯域フィルタと を具備することを特徴とするπ／４シフトＱＰＳＫタイ
   ミング検出装置。
2. （２）狭帯域フィルタが、帯域通過フィルタと位相同期
   回路とにより構成されることを特徴とする請求項１記載
   のπ／４シフトＱＰＳＫタイミング検出装置。
3. （３）π／４シフトＱＰＳＫ信号またはπ／４シフト差
   動符号化ＱＰＳＫ信号が、実信号及び虚信号の直交２信
   号で表される信号であることを特徴とする請求項１記載
   のπ／４シフトＱＰＳＫタイミング検出装置。
4. （４）遅延検波回路が、入力信号と、１シンボル時間前
   の入力信号の共役複素数との複素数乗算を行うものであ
   ることを特徴とする請求項１記載のπ／４シフトＱＰＳ
   Ｋタイミング検出装置。