JPH0486730A - カメラの防振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の利用分野） 本発明は、カメラ本体の絶対空間に対する振れ変位量を
検出する手振れ検出手段と、撮影レンズに入射する光路
を光軸に対して可変する補正光学手段と、該補正光学手
段の光軸に対する傾き変位量を検出する位置検出手段と
、前記補正光学手段を電気的に駆動する駆動手段と、入
力される出力をディジタル的に演算し、この演算結果に
基づいて前記駆動手段を制御するディジタル制御手段と
を備えたカメラの防振装置の改良に関するものである。

（発明の背景） 従来のこの種の装置を第６図に示す。

第６図において、液体３を封入した外筒２の中にはある
所定の回転軸回りに支持された浮体４が置かれていて、
この状態でカメラと一体となって動く外筒２が絶対空間
に対してθＩＮだけ回転したとすると、中の浮体４は液
体３の慣性によって絶対空間に静止したままなので、相
対的には浮体４が外筒２に対して回転したことになる。

よってこの回転変位量を図示したような手振れ検出手段
を使って検出することにより、結果としてオペアンブ１
６の出力からカメラの振れ変位量を取出すことができる
。一方、像の振れを取り除く補正光学手段として、４１
に示したような内部に一定の屈接率を持った液体が封入
された可変頂角プリズムを用いており、所定の回転軸回
りに自在に伸縮することができる。

ここで、この可変頂角プリズム４１の所定回転軸回りの
角変位量をθ０ｔｌＴ　、内部の液体３の屈接率をｎと
した時に、この可変頂角プリズム４１を通した後の被写
体からの入射光の光軸に対する変位角θＸは θｘ＝＜ｎ−１）θ０１ｌＴ で表される。

従って、前述した手振れ検出手段によって絶対空間に対
する振れ変位を検出し、この振れ変位に比例する角度だ
け可変頂角プリズム４１の頂角を可変させれば、カメラ
本体が振れても、常に被写体からの入射光をフィルム面
４２の同一位置に導くことができ、手振れを抑えること
ができる。

第６図では、可変頂角プリズム４１の角変位量（撮影レ
ンズ４０に対する傾き変位量）を位置検出手段を使って
、オペアンプ５６の出力から取り出している。尚、この
第６図の各部構成の大部分は後述の第１図構成と同じで
あるので、この第６図においてその詳細は行わない。

このディジタル的に制御を行う方式では、ＣＰＵ１００
内部のサンプリングタイマ１０１の働きによって一定周
期毎にＡ／Ｄ変換を行い、前述した絶対空間に対する振
れ変位量と可変頂角プリズム４１の角変位量を、それぞ
れディジタルデータに変換するＣＰＵ１００の内部では
、このデータをディジタル的に減算し、その値に適当な
係数を乗算して、ＰＷＭタイマ１０３に転送している。

このＰＷＭタイマ１０３の出力と抵抗１１２゜キャパシ
タ１１１で構成されるローパスフィルタによって、アナ
ログ値に変換され、可変頂角プリズム４１のトライバ回
路であるところの駆動コイル９８に加えられる。

よって、この方法によれば、手振れ検出手段の出力と可
変頂角プリズム４１の出力（位置検出手段の出力）が等
しくなるように、駆動コイル９８に対してディジタル的
にフィードバック制御が実行される。

しかしながら、上記従来の構成から成る装置においては
、絶対空間に対する振れ変位量と補正光学系としての可
変頂角プリズム４１の角変位量を、それぞれ別々にＡ／
Ｄ変換してディジタル的に減算することにより、アクチ
ュエータ系のフィードバック制御を実行していたが、こ
の構成ではＡ／Ｄコンバータ１０２の分解能によって、
制御可能なストローク範囲及びその最小分解能が制限さ
れてしまうという大きな問題があった。

例えば、Ａ／Ｄ変換のビット数を８ビツト、手振れ量と
して想定する角度範囲を±２．５°とすると、その最小
分解能は約００２°となり、フィルム４１面上の像振れ
量をこれ以下にすることは不可能である。

又、実際にはＡ／Ｄ変換のビット数が８ビツトでも、そ
の精度はせいぜい７ビツト程度しかなく、又、ディジタ
ル的に演算することによって生じる量子化誤差等によっ
て、この方法では最小分解能００２°を達成することは
ほぼ不可能であった。

（発明の目的） 本発明は、上述した問題点を解決し、該装置の防振制御
のための最小分解能を向上させることのできるカメラの
防振装置を提供することである。

（発明の特徴） 上記目的を達成するために、本発明は、ディジタル制御
手段の前段に、手振れ検出手段の出力と位置検出手段の
出力の差の出力をアナログ的に算出する差算出手段を設
け、以て、絶対空間に対する振れ変位量と補正光学手段
の傾き変位量との差の出力をアナログ的に求め、その後
前記差出力をディジタル的に演算して前記補正光学手段
の制御用の出力を得るようにしたことを特徴とする。

（発明の実施例） 以下、本発明を図示の実施例に基づいて詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示すものであり、第２図は
その動作の一部を示すフローチャートである。

第１図において、同筒状の外筒２の中に液体３が満たさ
れており、かつその液体３中には所定の回転軸回りに自
在に回転可能な浮体４が設置されている。この浮体４は
永久磁石１とで構成される閉磁気回路によって弱いばね
力が働き、外筒２に対して所定の位置に保たれるように
構成されている。

第６図の従来例で説明したように、この状態でカメラと
一体となって働く外筒２が手振れの影響で絶対空間に対
してθＩＮだけ回転したとすると、中の浮体４は液体３
の慣性によって絶対空間に対して静止状態を維持する為
、相対的に浮体４は外筒２に対して回転したことになる
。よって、この相対変位量（振れ変位量）をカメラと一
体となって動く発光素子１と受光素子５を有する手振れ
検出手段により検出することができる。

つまり、発光素子６から発せられた信号光は浮体４の表
面で反射して位置検出用受光素子５へ入射し、その結果
、浮体４が外筒２に対して相対的に回転すれば、信号反
射光の受光素子５への入射位置が変化する為、受光素子
５の出力電流Ｉａ。

及びＩｂは浮体４の動きによって変化する。出力電流Ｉ
ａ及びＩｂはオペアンプ１０．抵抗１１゜キャパシタ１
２で構成される電流−電圧変換回路及びオペアンプ１３
．抵抗１４．キャパシタ１５で構成される電流−電圧変
換回路によって増幅され、それぞれの出力はオペアンプ
２１．抵抗２２．２３，２４．２５で構成される加算回
路及びオペアンプ１６．抵抗１７．１８．１９　２０で
構成される減算回路へ入力される。この加算回路の出力
は、オペアンプ２６．抵抗２７，２８３１、キャパシタ
２９．トランジスタ３０で構成される１ＲＥＤドライバ
回路へ入力され、加算回路の出力が基準電圧ＫＶＣと等
しくなるようにフィードバック制御が為されている。

一方、補正光学手段として用いる可変頂角プリズム４１
の角変位量も、手振れ検出手段と全く同様の方法によっ
て検出される。つまり、発光素子４４と受光素子４３の
間には、可変頂角プリズム４１の動きに連動するスリッ
トが設けられており、そのスリットの動きによって受光
素子４３から発生する光電流力ｔＩｃ、Ｉｄとして発生
する。

この光電流は前述したのと同様の方法で、オペアンプ５
６．抵抗５７，５８．５９．６０で構成される減算回路
及びオペアンプ６１．抵抗６２．６３．６４．６５で構
成される加算回路へ入力され、この加算回路の出力はオ
ペアンプ６６、抵抗６７　６８．７１．キャパシタ６９
、トランジスタ７０で構成される１ＲＥＤドライバ回路
へ入力される為、加算回路の出力は常に基準電圧ＫＶＣ
と等しくなる。

以上のように、オペアンプ１６の出力は絶対空間に対す
る振れ変位量、オペアンプ５６の出力は可変頂角プリズ
ム４１の角変位量を表しており、又、オペアンプ１６か
ら出力される手振れ検出手段の単位角度当りの電圧値と
、オペアンプ５６から出力される可変頂角プリズム４１
（位置検出手段）の単位補正角度当りの電圧値は、予め
前述したゲイン抵抗によって等しくなるように設定され
ているものである。

又、オペアンプ８０．抵抗８１，８２．８３８４によっ
て差動増幅器が構成されることにより、オペアンプ１６
の出力とオペアンプ５６の出力の減算が従来とは異なっ
てアナログ的に実行され、この出力Ａ／Ｄコンバータ１
０２への入力となっている。

次に、実際のディジタル制御の方法を第２図に示したフ
ローチャートを用いて説明していく。

ＣＰＵ１００内部のサンプリングタイマ１０１によって
、一定周期毎に割込み処理が実行される。不図示のメイ
ンフローから割込みフローにジャンプして、まずステッ
プ２００でＡＤＳＴ出力を“Ｈ”にすることにより、Ａ
／Ｄコンバータ１０２の実行を開始させる。Ａ／Ｄコン
バータ１０２は、オペアンプ８０の出力をＡ／Ｄ変換し
、終了した時点でＡＤＥＮＤ出力を“Ｈ”とする。

ＣＰＵ１００はステップ２０１で、Ａ／Ｄコンバータ１
０２のＡＤＨＮＤ出力が“Ｈ”になったことを検知する
と、直ちにステップ２０２へ進んでＡＤＳＴ出力を“Ｌ
”とし、Ａ／Ｄ変換の動作を停止させる。次に、ステッ
プ２０３でＡ／Ｄコンバータ１０２からディジタル値に
変換されたＡＤＤＡＴＡをＣＰＩＪ　１００内のレジス
タＡに転送する。ステップ２０４でフィードバック制御
を行う為のループゲインを設定する為に、レジスタＡの
値に定数ＬＰＧを乗算して、再びレジスタＡ内に記憶し
、続いてステップ２０５でこのデータをＰＷＭタイマ１
０３に転送する為に、　ＰＷＭＳＴ出力を“Ｈ”とした
後、ステップ２０６でＰＷＭＤＡＴＡとしてＰＷＭタイ
マ１０３へ転送する。ＣＰＵ１００は最後にＰＷＭＳＴ
出力を“Ｌ”として、サンプリングタイマ１０１による
割込み処理を終了する。

ここで、ＰＷＭタイマ１０３のＰＷＭＯＵＴ出力は一定
周期のクロックでその“Ｈ”と“Ｌ”のデユーティ値が
入力されたＰＷＭ［１ＡＴＡに相当する為、抵抗１１２
、キャパシタ１１１を通したオペアンプ１１０の非反転
入端子のレベルは、ＰＷＭＤＡＴＡに相当するアナログ
電圧レベルとなる。オペアンプ１１○、トランジスタ１
１３．１１４でプッシュプルタイプの電力増幅回路が構
成されており、よってオペアンプ１１０の非反転入力端
子に加えられた電圧を駆動コイル９８の内部抵抗で割っ
た電流値が該駆動コイル９８に通電され、この電流値に
よって可変頂角プリズム４１が駆動される。

以上のように、手振れ検出手段の振れ変位出力とそれに
応じて駆動される可変頂角プリズム４１の角変位出力の
差をアナログ的に求め、この差信号をディジタル的に増
幅して、その増幅した値で可変頂角プリズム４１を駆動
する構成により、低周波から可変頂角プリズム４１の駆
動可能な周波数まで、手振れ検出手段の出力と可変頂角
プリズム４１　（位置検出手段）の出力はほぼ等しいも
のとなる。

第３図は本発明の第２実施例を示すもので、第３図はそ
の一部の動作を示すフローチャートを示したものである
。

この実施例では、振れ検知センサであるところの受光素
子６の処理回路と、可変頂角プリズム４１の位置検出セ
ンサであるところの受光素子４３の処理回路を、時系列
的に切換えることによって兼用したものである。

次に、この実施例の動作を第４図のフローチャートを用
いて説明していく。

第１の実施例で説明したように、一定周期で割込みを発
生するサンプリングタイマ１０１の割込み処理では、ま
ずステップ２５０でＣＰＵ１００のＣＨＧ出力が“Ｈ“
となり、アナログスイッチ９２．９３がＯＮ、アナログ
スイッチ９１．９４が０ＦＦＬ、受光素子５の光電流Ｉ
ａ、Ｉｂが処理回路で所定電圧に変換される。処理の方
法については、第１の実施例と同様であり、この状態で
は振れ変位出力がオペアンプＸ６の出力に表れている。

オペアンプ１６の出力は、アナログスイッチ８９を通し
て、抵抗８７．キャパシタ８８で構成されるローパスフ
ィルタへ入力され、このローパス出力はオペアンプ８５
．抵抗８６で構成されるバッファアンプへ入力される。

続いて、ステップ２５１ではＣＰＵ１００内のデイレイ
タイマ１０４によってオペアンプ１６の出力がキャパシ
タ８８に充分チャージされる時間だけ待機した後、ステ
ップ２５２でＣＨＧ出力を“Ｌ”とする。この出力によ
りアナログスイッチ８９は○ＦＦとなり、その結果、振
れ変位出力がキャパシタ８８に記憶され、オペアンプ８
５より出力される。

ＣＨＧ出力が“Ｌ”となることから、インバータ９０を
介してアナログスイッチ９１．９４がＯＮ、アナログス
イッチ９２．９３は０ＦＦＬ、今度は受光素子４３の光
電流１ｃ、Ｉｄが処理回路で電圧に変換される。全く同
様の処理方法によって可変頂角プリズム４１の角変位出
力がオペアンプ１６の出力に表れる。

ここで、オペアンプ８０と抵抗８１，８２　８３．８４
で構成される差動増幅回路では、オペアンプ８５の出力
からオペアンプ１６の出力を減算する為、よって手振れ
検出手段の振れ変位出力と可変頂角プリズム４１の角変
位出力の減算が実行される。ステップ２５３で、ＣＰＵ
ｌ０ｏ内のデイレイタイマ１０４によって出力が安定す
るまでの時間を待機した後、ステップ２５４でＡＤＳＴ
出力を“Ｈ”としてＡ／Ｄ変換を開始する。ステップ２
５４からステップ２６１までは第１の実施例の第２図と
全く同様なので、説明は省略する。

第５図は本発明の第３実施例を示したもので、受光素子
５と４３の出力電流を直接減算する構成としている。

抵抗７６には矢印で示した方向に電流が流れ、抵抗７６
の受光素子５側の電位は、抵抗値をＲとして、ＶＣ−Ｒ
（Ｉ　ａ＋Ｉ　ｂ）で表される。この電位はオペアンプ
７５によるバッファ回路を通してオペアンプ２１．抵抗
２２．２３．２４．２５で構成される減算回路へ入力さ
れ、この減算回路で基準電位ＶＣから減算される為、オ
ペアンプ２１の出力は、Ｒ（Ｉａ＋Ｉｂ）となる。

第１の実施例で示した様に、この電位が基準電圧ＫＶＣ
と等しくなるように１ＲＥＤドライバ回路を通してフィ
ードバック制御が行われている。

一方、受光素子４３は受光素子５と極性が反対で、その
出力電流１ｃ、Ｉｄは図示した方向に電流が流れる。よ
って抵抗７８には図示した方向に電流が流れる為、受光
素子４３側の電位は、抵抗７８の抵抗値をＲとして、Ｒ
（Ｉｃ＋Ｉｄ）で表されろ。この出力はオペアンプ７７
で構成されるバッファアンプを通して１ＲＥＤ　トライ
バ回路に加えられ、この電位が基準電圧ＫＶＣと等しく
なるように１ＲＥＤドライバ回路を通してフィードバッ
ク制御が行われている。

本構成では、受光素子５の光電流Ｉａと受光素子４３の
光電流Ｉｃとの差電流がオペアンプ１０抵抗１１．キャ
パシタ１２で構成される電流−電圧変換回路で電圧に変
換され、同様に受光素子５の光電流Ｉｂと受光素子４３
の光電流１ｄとの差電流がオペアンプ１３．抵抗１４．
キャパシタ１５で構成される電流−電圧変換回路で電圧
に変換される。オペアンプ１６．抵抗１７．１８，１９
．２０で構成される差動増幅回路ではオペアンプ１０の
出力とオペアンプ１３の出力との減算か行われる為、結
果として手振れ検出手段の振れ変位出力と可変頂角プリ
ズム４１の角変位出力との減算が実行される。オペアン
プ１６の出力は第１、第２の実施例と同様にＡ／Ｄ変換
が行われ、ディジタル的な演算が実行された後、ＰＷＭ
タイマとローパスフィルタによるＤ／Ａ変換出力を通し
て可変頂角プリズム４１を駆動する。

以上の各実施例によれば、手振れ検出手段の振れ変位出
力と可変頂角プリズム４１　（位置検出手段）の角変位
出力との差の出力をアナログ的に算出し、この出力をＡ
／Ｄ変換して、つまりディジタルデータに変換して演算
処理するようにしたから、ビット数に制限のあるＡ／Ｄ
変換を用いても、充分高い制御分解能を得ることができ
る。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、ディジタル制御
手段の前段に、手振れ検出手段の出力と位置検出手段の
出力の差の出力をアナログ的に算出する差算出手段を設
け、以て、絶対空間に対する振れ変位量と補正光学手段
の傾き変位量との差の出力をアナログ的に求め、その後
前記差出力をディジタル的に演算して前記補正光学手段
の制御用の出力を得るよつにしたから、該装置の防振制
御のための最小分解能を向上させることがてきる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例を示す構成図、第２図は
その一部の動作を示すフローチャート、第３図は本発明
の第２の実施例を示す構成図、第４図はその一部の動作
を示すフローチャート、第５図は本発明の第３の実施例
を示す構成図、第６図は従来のこの種の装置の構成図で
ある。 ｌ・・・・・・永久磁石、２・・・・・・外筒、３・・
・・・・液体、４・・・・・・浮体、５・・・・・・受
光素子、６・・・・・・投光素子、１０．１３．１６・
・・・・・オペアンプ、１１，１４．１７〜２０・・・
・・・抵抗、１２．１５・・・・・・キャパシタ、４１
・・・・・・可変頂角プリズム、４３・・・・・・受光
素子、４４・・・・・・投光素子、５０．５３．５６・
・・・・・オペアンプ、５１，５４．５７〜５０・・・
・・・抵抗、５２゜５５・・・・・・キャパシタ、７５
・・・・・・オペアンプ、７６７８・・・・・・抵抗、
８０・・・・・・オペアンプ、８１〜８４・・・・・・
抵抗、８５・・・・・・オペアンプ、８６．８７・・・
・・・抵抗、８８・・・・・・キャパシタ、８９．９１
〜９４・・・・・・アナログスイッチ、９０・・・・・
・インバータ、９８・・・・・・駆動コイル、１００・
・・・・・ＣＰＵ、１０１・・・・・・サンプリングタ
イマ、１０２・・・・・・Ａ／Ｄコンバータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）カメラ本体の絶対空間に対する振れ変位量を検出
   する手振れ検出手段と、撮影レンズに入射する光路を光
   軸に対して可変する補正光学手段と、該補正光学手段の
   光軸に対する傾き変位量を検出する位置検出手段と、前
   記補正光学手段を電気的に駆動する駆動手段と、入力さ
   れる出力をディジタル的に演算し、この演算結果に基づ
   いて前記駆動手段を制御するディジタル制御手段とを備
   えたカメラの防振装置において、前記ディジタル制御手
   段の前段に、前記手振れ検出手段の出力と前記位置検出
   手段の出力の差の出力をアナログ的に算出する差算出手
   段を設けたことを特徴とするカメラの防振装置。