JPH0487183A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents
インバータ電子レンジの駆動回路Info
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- JPH0487183A JPH0487183A JP2200689A JP20068990A JPH0487183A JP H0487183 A JPH0487183 A JP H0487183A JP 2200689 A JP2200689 A JP 2200689A JP 20068990 A JP20068990 A JP 20068990A JP H0487183 A JPH0487183 A JP H0487183A
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- power
- circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は、低電圧直流電源を高電圧の高周波電流に変換
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
し、これを倍電圧整流回路により整流してマグネトロン
に電力を供給するインバータ電子レンジの駆動回路に関
するものである。
近年、通常は商用交流電源で使用していた電気・電子機
器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発さ
れており、現在家庭内で広く利用されているインバータ
電子レンジにおいても屋外での使用が試みられている。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第７図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（１００
Ｖ、 ５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電力は整流回
路で直流電力に変換される。この直流電力は一石共振型
インバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧さ
れる。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグ
ネトロンの駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自動
車用蓄電池等の＋２Ｖ、２４Ｖ等の低電圧直流電源で使
用する必要があり、第８図に示すように、低電圧直流電
源とインバータ電子レンジの間にＤＣ／ＡＣＣ／式−タ
を設け、低電圧直流電源の出力をＤ Ｃ／Ａ Ｃインバ
ータによって商用交流電源と同じ１００■、５０／６０
Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でインバータ電
子レンジを作動させていた。
器において、屋外での使用を考慮した機器が各種開発さ
れており、現在家庭内で広く利用されているインバータ
電子レンジにおいても屋外での使用が試みられている。 従来の典型的なインバータ電子レンジの構成を第７図に
示す。このインバータ電子レンジでは商用電源（１００
Ｖ、 ５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電力は整流回
路で直流電力に変換される。この直流電力は一石共振型
インバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで昇圧さ
れる。トランス出力は倍電圧整流回路で整流され、マグ
ネトロンの駆動に利用される。 上記インバータ電子レンジを屋外で使用する際には自動
車用蓄電池等の＋２Ｖ、２４Ｖ等の低電圧直流電源で使
用する必要があり、第８図に示すように、低電圧直流電
源とインバータ電子レンジの間にＤＣ／ＡＣＣ／式−タ
を設け、低電圧直流電源の出力をＤ Ｃ／Ａ Ｃインバ
ータによって商用交流電源と同じ１００■、５０／６０
Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力でインバータ電
子レンジを作動させていた。
上述したようにインバータ電子レンジを低電圧直流電源
で使用する場合、ＤＣ／ＡＣＣ／式−タを使用して交流
電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、Ｄ
Ｃ／Ａ Ｃインバータとインバータ電子レンジのインバ
ータ回路とで２度の電力変換が行なわれるため、電力の
利用率が極めて低くなるという問題がある。また、２台
の独立したインバータを必要とすることから電源回路の
コストも高くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの−６共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。 このよろな電流容量を持つスイッチング素子は現状では
非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパクトなインバ
ータ電子レンジの駆動回路を提供することにある。
で使用する場合、ＤＣ／ＡＣＣ／式−タを使用して交流
電力をインバータ電子レンジに入力する方法では、Ｄ
Ｃ／Ａ Ｃインバータとインバータ電子レンジのインバ
ータ回路とで２度の電力変換が行なわれるため、電力の
利用率が極めて低くなるという問題がある。また、２台
の独立したインバータを必要とすることから電源回路の
コストも高くなる。 また、従来のインバータ電子レンジの−６共振型インバ
ータ電源回路に低電圧直流電源を直接に接続するように
仕様を変更することは理論的には可能であるが、電源電
圧を低くする分、電流容量の非常に大きなスイッチング
素子を必要とする。 このよろな電流容量を持つスイッチング素子は現状では
非常に高価なものとなる。 本発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、低電圧直流電源を電源として
、高出力かつ高効率、しかも安価でコンパクトなインバ
ータ電子レンジの駆動回路を提供することにある。
本発明のインバータ電子レンジの駆動回路は、直流をス
イッチングする４つのスイッチング素子と、上記スイッ
チング素子に流れる電流波形のレベルが略零の時に、上
記スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段とを
存するブリッジインバータ回路と、上記インバータ回路
から交流が１次側巻線に供給される昇圧トランスと、上
記昇圧トランスの２次側巻線に接続され、マグネトロン
に電力を供給する倍電圧整流回路とを備えたことを特徴
としている。 また、上記制御手段は上記ブリッジインバータ回路の４
つのスイッチング素子を同時にオフする制御信号を出力
することが望ましい。
イッチングする４つのスイッチング素子と、上記スイッ
チング素子に流れる電流波形のレベルが略零の時に、上
記スイッチング素子をスイッチングさせる制御手段とを
存するブリッジインバータ回路と、上記インバータ回路
から交流が１次側巻線に供給される昇圧トランスと、上
記昇圧トランスの２次側巻線に接続され、マグネトロン
に電力を供給する倍電圧整流回路とを備えたことを特徴
としている。 また、上記制御手段は上記ブリッジインバータ回路の４
つのスイッチング素子を同時にオフする制御信号を出力
することが望ましい。
４つのスイッチング素子のうち、一方の２つのスイッチ
ング素子をオンすると、倍電圧コンデンサは昇圧トラン
スのり一ケージインダクタンス、倍電圧整流回路の倍電
圧コンデンサのキャパシタンス、回路抵抗値（但しマグ
ネトロンの抵抗値は除く）で定まる振動の弧を描く電流
で充電される。 倍電圧コンデンサの充電電圧の大きさは倍電圧コンデン
サの初期電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決
まる。次に、前記と同じ一方の２つのスイッチング素子
をオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エネルギ
ーが倍電圧コンデンサに供給されながら電源に回生され
る。 次に、他方の２つのスイッチング素子をオンすると、昇
圧トランスのり一ケージインダクタンスと倍電圧コンデ
ンサのキャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路抵
抗で定まる振動の弧を描く電流てマグネトロンに電気エ
ネルギーが供給される。ここでマグネトロンに供給され
る電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素子
のオン時間の長さで決まる。そして上記他方の２つのス
イッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられ
た電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電源
に回生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。 この場合において、スイッチング素子の電流波形は、回
路常数、すなわち昇圧トランスのり一ケージインダクタ
ンス、倍電圧コンデンサおよび回路抵抗で定まる固有周
波数で振動する。そして、ブリッジインバータ回路の制
御手段は電流波形のレベルが零のときにスイッチング素
子をスイッチングするので、見方を変えると、昇圧トラ
ンスのり一ケージインダクタンス等の回路定数の値を調
整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、固
有周波数の２分の１の周期とスイッチング素子のオン時
間とを等しくしているので、出力される回路出力電力は
最大となる。また、このとき、スイッチング素子のオフ
からオンへの遷移時およびオンからオンへの遷移時にス
イッチング素子に流れる電流はほぼゼロになるため、遷
移損か非常に小さくなり、スイッチング損失が低減する
。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのスイ
ッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場合
には、上記４つのスイッチング素子が同時にオンして昇
圧トランスの１次側の回路が短絡するのを防止する。
ング素子をオンすると、倍電圧コンデンサは昇圧トラン
スのり一ケージインダクタンス、倍電圧整流回路の倍電
圧コンデンサのキャパシタンス、回路抵抗値（但しマグ
ネトロンの抵抗値は除く）で定まる振動の弧を描く電流
で充電される。 倍電圧コンデンサの充電電圧の大きさは倍電圧コンデン
サの初期電圧とスイッチング素子のオン時間の長さで決
まる。次に、前記と同じ一方の２つのスイッチング素子
をオフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エネルギ
ーが倍電圧コンデンサに供給されながら電源に回生され
る。 次に、他方の２つのスイッチング素子をオンすると、昇
圧トランスのり一ケージインダクタンスと倍電圧コンデ
ンサのキャパシティ、マグネトロンの抵抗を含む回路抵
抗で定まる振動の弧を描く電流てマグネトロンに電気エ
ネルギーが供給される。ここでマグネトロンに供給され
る電力は、倍電圧コンデンサの電圧とスイッチング素子
のオン時間の長さで決まる。そして上記他方の２つのス
イッチング素子がオフすると、昇圧トランスに蓄えられ
た電磁エネルギーがマグネトロンに供給されながら電源
に回生される。 以上のスイッチング動作が繰り返されてマグネトロンは
高周波電力を発振する。 この場合において、スイッチング素子の電流波形は、回
路常数、すなわち昇圧トランスのり一ケージインダクタ
ンス、倍電圧コンデンサおよび回路抵抗で定まる固有周
波数で振動する。そして、ブリッジインバータ回路の制
御手段は電流波形のレベルが零のときにスイッチング素
子をスイッチングするので、見方を変えると、昇圧トラ
ンスのり一ケージインダクタンス等の回路定数の値を調
整するか、スイッチング素子のオン時間を調整して、固
有周波数の２分の１の周期とスイッチング素子のオン時
間とを等しくしているので、出力される回路出力電力は
最大となる。また、このとき、スイッチング素子のオフ
からオンへの遷移時およびオンからオンへの遷移時にス
イッチング素子に流れる電流はほぼゼロになるため、遷
移損か非常に小さくなり、スイッチング損失が低減する
。 また、制御手段がブリッジインバータ回路の４つのスイ
ッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場合
には、上記４つのスイッチング素子が同時にオンして昇
圧トランスの１次側の回路が短絡するのを防止する。
以下、本発明のインバータ電子レンジの駆動回路につい
て添付図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。 第１図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源（例えば自動車用蓄電池）ｌの直流電力を
高周波電力に変換するブリノン方式インバータ回路（以
下、インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧ト
ランス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電
圧半波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回
路４の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧
トランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメ
ント加熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有しており、
２個の高圧ダイオード６ ａ、 ６ ｂおよび倍電圧コ
ンデンサ７を備えている。 上記インバータ回路２は、４個のパワーＭＯ３ＦＥＴ（
メタル・オキサイド・セミコンダクター・フィールド・
エフェクト・トランジスタ）８ａ〜８ｄと、上記４個の
パワーＭＯ９ＦＥＴの保護用の４個の高速ダイオード９
８〜９ｄと、上記パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ〜８ｄを１動
するスイッチング素子ドライブ回路１０ａ、１０ｂと、
制御回路Ｉ】を備えている。上記スイッチング素子ドラ
イブ回路１０ａ、１０ｂと制御回路１１で制御手段を構
成している。 上記パワーＭＯ３ＦＥＴ８ａおよび８Ｃのトレインは直
流電源１の正極に接続され、パワーＭＯ９ＦＥＴ８ｂお
よび８ｄのソースは直流電源ｌの負極に接続されている
。上記パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａおよび８ｃのソースはそ
れぞれパワーＭＯ３ＦＥＴ８ｂ ８ｄのドレインに接続
されている。 また、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ａはパワーＭ
ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ ８ ｃのソースとパワーＭＯ３Ｆ
ＥＴ８ｂのドレインとの接続点に接続され、昇圧トラン
ス３の１次巻線の他端３ｂはパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ソースとパワーＭＯＳＦＥＴ８ｄのトレインとの接続点
に接続されている。また、高速ダイオード９ａ〜９ｄは
パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ〜８ｄにそれぞれ並列接続して
いる。スイッチング素子であるパワーＭＯ５ＦＥＴ８ａ
〜８ｄのゲートかスイッチング素子ドライブ回路１０ａ
、］Ｏｂを介して制御回路１１によって駆動されること
により、昇圧トランス３の１次側を流れる電流が高速に
スイッチングされる。なお、スイッチング素子としては
、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ−８ｄに代えて、ＩＧＢＴ（
インシュレーテイド・ゲート・バイポーラ・トランジス
タ）等のスイッチング素子を用いてもよい。 第２図は制御回路１１の回路図である。同図に示すよう
に、発振回路２１はトグルフリップフロップ２２と鋸歯
状波発生回路２３に接続され、トグルフリップフロップ
２２は２つのＡＮＤゲー）２５ａ、２５ｂに、また鋸歯
状波発生回路２３は比較回路２４を介して上記ＡＮＤゲ
ート２５ａ、２５ｂに接続されている。上記トグルフリ
ップフロップ２２は発振回路２１の出力信号をトリガと
して、２相分割信号を出力する。上記２相分割信号は２
つのＡＮＤゲート２５ａ、２５ｂにそれぞれ入力される
。一方、上記鋸歯状波発生回路２３に与えられた発振出
力は、発振回路２１の発振周波数に同期した鋸歯状波に
変換された後に、比較回路２４に入力される。そして、
この比較回路２４において、マグネトロン５の出力を決
定するための基準値（すなわちパワーＭＯ９ＦＥＴをオ
ンする時間を設定するためのスレッンヨルドレベル）と
鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路２４の出力は鋸
歯状波の電圧レベルか基準値より大きい期間にハイレベ
ルになり、予め設定されたオン時間となるように変調さ
れる。変調された信号は上記ＡＮＤゲート２５ａ、２５
ｂに入力され、トグルフリップフロップ２２で２相に分
割された信号とＡＮＤをとることで、４つのパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａ〜８ｄを同時にオフする期間を持ちながら
、パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ８ｂとパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｃ、８ｄを交互に駆動する。 上記ＡＮＤゲート２５ａおよび２５ｂの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路］０ａ１０ｂを経て、
パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄのゲー
トに与えられる。ＡＮＤゲート２５ａの出力がハイレベ
ルの時、パワーＭＯＳＦＥＴ８ａと８ｂがオン状態にな
る。またＡＮＤゲート２５ｂの出力かハイレベルの時パ
ワーＭＯ３ＰＥＴ８ｃと８ｄはオン状態になる。 第３図は制御回路１１の動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ＡＮＤゲート２５ａ及び２５ｂの
出力は交互にハイレベルになるので、パワーＭＯ５ＦＥ
Ｔ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄも交互にオン状態にされ
る。ここでＡＮＤゲート２５ａおよび２５ｂの出力は同
時にローレベルになる期間、つまりデッドタイムが存在
するように、基準値が設定されている。なお、デッドタ
イムは４つのパワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ〜８ｄが同時にオ
ンして短絡状態になるのを防止するために設けたもので
ある。 次に、本実施例の動作を説明する。インバータ回路２の
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｄがすべてオフしている状
態からパワーＭＯ３ＦＥＴ８ｃと８ｄがオンすると、昇
圧トランス３の２次側回路は高圧コンデンサ７、高圧ダ
イオード６ａ、昇圧トランス３の２次巻線の一端３ｄ１
２次巻線の他端３ｃの閉ループに電流が流れ、倍電圧コ
ンデンサ７か充電される。なお、倍電圧コンデンサ７の
充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ７の初期電圧と
スイッチング素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８
ｄのオン時間の長さて決まる。 次に、再び上記と同じパワーＭ ＯＳ Ｐ Ｅ Ｔ ８
ｃと８ｄをオフすると、昇圧トランス３に蓄えられた
電磁エネルギーか倍電圧コンデンサ７に供給されると共
に、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ｂ。 高速ダイオード９ａ、直流電源１、高速ダイオード９ｂ
、昇圧トランス３の１次巻線の他端３ａの経路で電源１
に帰還され、すべてのパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｄが
同時オフする期間に移る。 次に、パワートランジスタ８ａと８ｂをオンさせると、
昇圧トランス３の２次側回路は高圧ダイオード６ｂ、倍
電圧コンデンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端３
ｃ、２次巻線の他端３ｄ、マグネトロン５の閉ループに
電流が流れ、マグネトロン５に電気エネルギーが供給さ
れる。ここでマグネトロン５に供給される電力は倍電圧
コンデンサ７の電圧とパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ 〜８ｄ
のオン時間の長さで決まる。そしてパワーＭＯ６ＰＥＴ
８ａと８ｂをオフさせると、昇圧トランス３に蓄えられ
た電磁エネルギーはマグネトロン５に供給されると共に
、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ａ、高速ダイオー
ド９ｃ、直流電源１、高速ダイオード９ｄ、昇圧トラン
ス３の１次巻線の他端３ｂの経路で電源ｌに帰還され、
すべてのパワーＭＯ５ＦＥＴ８ａ〜８ｄが同時オフする
期間に移る。以上の動作が繰り返されてマグネトロン５
は高周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス３のリーケー
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシタン
ス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）で
定まる振動の弧を描くバワートＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ
８ ｃ ８ ｄのドレイン電流波形と同様の電流波形で
充電され、またマグネトロン５には昇圧トランス３のリ
ーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサ７のキャパ
シタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分を含
む）で定まる振動の弧を描くパワーＭＯ９ＰＥＴ８ａ、
８ｂのトレイン電流波形と同様の電流波形で電気エネル
ギーが供給される。 第４図（ａ）は本実施例におけるパワーＭＯ５ＦＥＴに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力か向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス３のリーケ−ジインダクタンス、倍電
圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値で定
まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周期
を７くワーＭＯ９ＦＥＴのオン時間Ｔｏｎに等しくなる
ように振動させると（Ｔｏｎ−１／（２Ｆ）にすると）
、第４図（ａ）に示すようにパワーＭＯ８ＰＥＴのオン
期間における電流（電流波形のオン期間における積分値
）をほぼ最大にでき、したがって、回路出力電力もほぼ
最大にできる。なお、Ｔｏｎ＜ １ ／ （２Ｆ ）Ｔ
ｏｎ＞１／（２Ｆ）にすると、第４図（ｂ）、（ｃ）に
示すように、オン期間における電流が小さくなる。 第５図は本実施例（Ｔｏｎ＝ １ ／（２Ｆ ））にお
けるパワーＭＯ８ＦＥＴのスイッチング損失の説明図で
ある。第５図を参照して、スイッチング損失か低減でき
ることを説明する。第５図において、破線はパワーＭＯ
９ＦＥＴ（１’）電圧波形てあり、実線はパワーＭＯ８
ＦＥＴ（７）ｉＪ電流波形ある。また、第５図に示すよ
うに、パワーＭＯ５ＦＥＴのオフからオンへの遷移時の
ライズタイムＴｒおよびオンからオフへの遷移時のフォ
ールタイムＴＩ’にパワーＭＯ９ＦＥＴに流れるドレイ
ン電流がほぼゼロとなるため遷移損の発生が極力抑えら
れ、スイッチング損失を低減できる。 具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよび回路抵抗の
設定は以下の通りである。 パワーＭＯ３ＦＥＴの電流波形の固有周波数Ｆは次式で
示される。 ここで、Ｌ：昇圧トランスのり一ケージインダクタンス Ｃ倍電圧コンデンサのキャパシタンス Ｒ回路抵抗 ｎ・昇圧用トランス巻数比 したがって、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ
、８ｄのオン時間をＴｏｎとして となるようにＬＳＣ，Ｈの値を設定する。また逆に、Ｌ
、Ｃ，Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１にパ’７
−Ｍ０９ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄのオン時間
を設定してもよい。 また、先に述べた通り、パワーＭＯＳＦＥＴ８ｃ８ｄが
オンして、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路
抵抗はマグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ａ、８ｂがオンしてマグネトロン５に電気
エネルギーが供給される期間の回路抵抗はマグネトロン
５の抵抗分を含む。 このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分として、
マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した値（昇圧
トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わる。しか
しながら、本回路では低電圧直流電源を電源としており
、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧トランス
の巻数比ｎが高いことがらマグネトロン５の抵抗分は非
常に小さい。したがって、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ、８
ｂがオン期間でも、またパワーＭＯ９ＦＥＴ８ｃ、８ｄ
がオン期間でも同様のスイッチング電ｉ波形が得られ、
どちらの場合であってもほぼ最大出力が得られる。 尚、本実施例においてインバータ回路２を２回路並列接
続すると、スイッチング素子のオン抵抗半減により回路
抵抗を低減できる。したがって、この場合には、第６図
に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッチ
ング電流か大きくなり出力をアップすることができる。 さらに、スイッチング素子の１石あたりの回路電流低減
によって導通損を低減できる。また、上記インバータ回
路２の各スイッチング素子を２個以上並列接続しても、
上述と同様に回路抵抗を低減して、出力向上できる。ま
た、高速ダイオード９ａ〜９ｄについてよ、上述したと
おり、昇圧トランス３に蓄えた電磁エネルギーを直流電
源１に帰還させる働きを有するのであるが、スイッチン
グ素子としてのパワーＭＯ６ＦＥＴのスイッチング周波
数が２０ＫＨｚ程度以下の場合には、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔに等価的に組み込まれている内蔵ダイオードに、上記
高速ダイオードの働きをさせることができるので、上記
高速ダイオード９ａ〜９ｄを省くことができる。
て添付図面を参照して詳細に説明する。 第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。 第１図に示すように、このインバータ電子レンジは、低
電圧直流電源（例えば自動車用蓄電池）ｌの直流電力を
高周波電力に変換するブリノン方式インバータ回路（以
下、インバータ回路）２と、電源電圧を昇圧する昇圧ト
ランス３と、この昇圧トランス３の出力を整流する倍電
圧半波整流回路４を備えており、この倍電圧半波整流回
路４の出力によってマグネトロン５が駆動される。昇圧
トランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメ
ント加熱用電源も供給される。 上記倍電圧半波整流回路４は公知の構成を有しており、
２個の高圧ダイオード６ ａ、 ６ ｂおよび倍電圧コ
ンデンサ７を備えている。 上記インバータ回路２は、４個のパワーＭＯ３ＦＥＴ（
メタル・オキサイド・セミコンダクター・フィールド・
エフェクト・トランジスタ）８ａ〜８ｄと、上記４個の
パワーＭＯ９ＦＥＴの保護用の４個の高速ダイオード９
８〜９ｄと、上記パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ〜８ｄを１動
するスイッチング素子ドライブ回路１０ａ、１０ｂと、
制御回路Ｉ】を備えている。上記スイッチング素子ドラ
イブ回路１０ａ、１０ｂと制御回路１１で制御手段を構
成している。 上記パワーＭＯ３ＦＥＴ８ａおよび８Ｃのトレインは直
流電源１の正極に接続され、パワーＭＯ９ＦＥＴ８ｂお
よび８ｄのソースは直流電源ｌの負極に接続されている
。上記パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａおよび８ｃのソースはそ
れぞれパワーＭＯ３ＦＥＴ８ｂ ８ｄのドレインに接続
されている。 また、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ａはパワーＭ
ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ ８ ｃのソースとパワーＭＯ３Ｆ
ＥＴ８ｂのドレインとの接続点に接続され、昇圧トラン
ス３の１次巻線の他端３ｂはパワーＭＯＳＦＥＴ８ａの
ソースとパワーＭＯＳＦＥＴ８ｄのトレインとの接続点
に接続されている。また、高速ダイオード９ａ〜９ｄは
パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ〜８ｄにそれぞれ並列接続して
いる。スイッチング素子であるパワーＭＯ５ＦＥＴ８ａ
〜８ｄのゲートかスイッチング素子ドライブ回路１０ａ
、］Ｏｂを介して制御回路１１によって駆動されること
により、昇圧トランス３の１次側を流れる電流が高速に
スイッチングされる。なお、スイッチング素子としては
、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ−８ｄに代えて、ＩＧＢＴ（
インシュレーテイド・ゲート・バイポーラ・トランジス
タ）等のスイッチング素子を用いてもよい。 第２図は制御回路１１の回路図である。同図に示すよう
に、発振回路２１はトグルフリップフロップ２２と鋸歯
状波発生回路２３に接続され、トグルフリップフロップ
２２は２つのＡＮＤゲー）２５ａ、２５ｂに、また鋸歯
状波発生回路２３は比較回路２４を介して上記ＡＮＤゲ
ート２５ａ、２５ｂに接続されている。上記トグルフリ
ップフロップ２２は発振回路２１の出力信号をトリガと
して、２相分割信号を出力する。上記２相分割信号は２
つのＡＮＤゲート２５ａ、２５ｂにそれぞれ入力される
。一方、上記鋸歯状波発生回路２３に与えられた発振出
力は、発振回路２１の発振周波数に同期した鋸歯状波に
変換された後に、比較回路２４に入力される。そして、
この比較回路２４において、マグネトロン５の出力を決
定するための基準値（すなわちパワーＭＯ９ＦＥＴをオ
ンする時間を設定するためのスレッンヨルドレベル）と
鋸歯状波との比較が行なわれ、比較回路２４の出力は鋸
歯状波の電圧レベルか基準値より大きい期間にハイレベ
ルになり、予め設定されたオン時間となるように変調さ
れる。変調された信号は上記ＡＮＤゲート２５ａ、２５
ｂに入力され、トグルフリップフロップ２２で２相に分
割された信号とＡＮＤをとることで、４つのパワーＭＯ
ＳＦＥＴ８ａ〜８ｄを同時にオフする期間を持ちながら
、パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ８ｂとパワーＭＯＳＦＥＴ８
ｃ、８ｄを交互に駆動する。 上記ＡＮＤゲート２５ａおよび２５ｂの出力は、それぞ
れスイッチング素子ドライブ回路］０ａ１０ｂを経て、
パワーＭＯ９ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄのゲー
トに与えられる。ＡＮＤゲート２５ａの出力がハイレベ
ルの時、パワーＭＯＳＦＥＴ８ａと８ｂがオン状態にな
る。またＡＮＤゲート２５ｂの出力かハイレベルの時パ
ワーＭＯ３ＰＥＴ８ｃと８ｄはオン状態になる。 第３図は制御回路１１の動作タイミングを示す図である
。同図に示すように、ＡＮＤゲート２５ａ及び２５ｂの
出力は交互にハイレベルになるので、パワーＭＯ５ＦＥ
Ｔ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄも交互にオン状態にされ
る。ここでＡＮＤゲート２５ａおよび２５ｂの出力は同
時にローレベルになる期間、つまりデッドタイムが存在
するように、基準値が設定されている。なお、デッドタ
イムは４つのパワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ〜８ｄが同時にオ
ンして短絡状態になるのを防止するために設けたもので
ある。 次に、本実施例の動作を説明する。インバータ回路２の
パワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｄがすべてオフしている状
態からパワーＭＯ３ＦＥＴ８ｃと８ｄがオンすると、昇
圧トランス３の２次側回路は高圧コンデンサ７、高圧ダ
イオード６ａ、昇圧トランス３の２次巻線の一端３ｄ１
２次巻線の他端３ｃの閉ループに電流が流れ、倍電圧コ
ンデンサ７か充電される。なお、倍電圧コンデンサ７の
充電電圧の大きさは、倍電圧コンデンサ７の初期電圧と
スイッチング素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８
ｄのオン時間の長さて決まる。 次に、再び上記と同じパワーＭ ＯＳ Ｐ Ｅ Ｔ ８
ｃと８ｄをオフすると、昇圧トランス３に蓄えられた
電磁エネルギーか倍電圧コンデンサ７に供給されると共
に、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ｂ。 高速ダイオード９ａ、直流電源１、高速ダイオード９ｂ
、昇圧トランス３の１次巻線の他端３ａの経路で電源１
に帰還され、すべてのパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｄが
同時オフする期間に移る。 次に、パワートランジスタ８ａと８ｂをオンさせると、
昇圧トランス３の２次側回路は高圧ダイオード６ｂ、倍
電圧コンデンサ７、昇圧トランス３の２次巻線の一端３
ｃ、２次巻線の他端３ｄ、マグネトロン５の閉ループに
電流が流れ、マグネトロン５に電気エネルギーが供給さ
れる。ここでマグネトロン５に供給される電力は倍電圧
コンデンサ７の電圧とパワーＭＯＳＦＥＴ８ａ 〜８ｄ
のオン時間の長さで決まる。そしてパワーＭＯ６ＰＥＴ
８ａと８ｂをオフさせると、昇圧トランス３に蓄えられ
た電磁エネルギーはマグネトロン５に供給されると共に
、昇圧トランス３の１次巻線の一端３ａ、高速ダイオー
ド９ｃ、直流電源１、高速ダイオード９ｄ、昇圧トラン
ス３の１次巻線の他端３ｂの経路で電源ｌに帰還され、
すべてのパワーＭＯ５ＦＥＴ８ａ〜８ｄが同時オフする
期間に移る。以上の動作が繰り返されてマグネトロン５
は高周波電力の発振を続ける。 上記倍電圧コンデンサ７には昇圧トランス３のリーケー
ジインダクタンス、倍電圧コンデンサ７のキャパシタン
ス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分は除く）で
定まる振動の弧を描くバワートＭ ＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ
８ ｃ ８ ｄのドレイン電流波形と同様の電流波形で
充電され、またマグネトロン５には昇圧トランス３のリ
ーケージインダクタンスと倍電圧コンデンサ７のキャパ
シタンス、回路抵抗（但しマグネトロン５の抵抗分を含
む）で定まる振動の弧を描くパワーＭＯ９ＰＥＴ８ａ、
８ｂのトレイン電流波形と同様の電流波形で電気エネル
ギーが供給される。 第４図（ａ）は本実施例におけるパワーＭＯ５ＦＥＴに
流れる電流波形を示す図である。同図を参照して回路出
力電力か向上できることを詳細に説明する。上記電流波
形は昇圧トランス３のリーケ−ジインダクタンス、倍電
圧コンデンサ７のキャパシタンス、回路抵抗の各値で定
まる固有周波数Ｆで振動する。この波形の２分の１周期
を７くワーＭＯ９ＦＥＴのオン時間Ｔｏｎに等しくなる
ように振動させると（Ｔｏｎ−１／（２Ｆ）にすると）
、第４図（ａ）に示すようにパワーＭＯ８ＰＥＴのオン
期間における電流（電流波形のオン期間における積分値
）をほぼ最大にでき、したがって、回路出力電力もほぼ
最大にできる。なお、Ｔｏｎ＜ １ ／ （２Ｆ ）Ｔ
ｏｎ＞１／（２Ｆ）にすると、第４図（ｂ）、（ｃ）に
示すように、オン期間における電流が小さくなる。 第５図は本実施例（Ｔｏｎ＝ １ ／（２Ｆ ））にお
けるパワーＭＯ８ＦＥＴのスイッチング損失の説明図で
ある。第５図を参照して、スイッチング損失か低減でき
ることを説明する。第５図において、破線はパワーＭＯ
９ＦＥＴ（１’）電圧波形てあり、実線はパワーＭＯ８
ＦＥＴ（７）ｉＪ電流波形ある。また、第５図に示すよ
うに、パワーＭＯ５ＦＥＴのオフからオンへの遷移時の
ライズタイムＴｒおよびオンからオフへの遷移時のフォ
ールタイムＴＩ’にパワーＭＯ９ＦＥＴに流れるドレイ
ン電流がほぼゼロとなるため遷移損の発生が極力抑えら
れ、スイッチング損失を低減できる。 具体的な昇圧トランス３のリーケージインダクタンスと
倍電圧コンデンサ７のキャパシタンスおよび回路抵抗の
設定は以下の通りである。 パワーＭＯ３ＦＥＴの電流波形の固有周波数Ｆは次式で
示される。 ここで、Ｌ：昇圧トランスのり一ケージインダクタンス Ｃ倍電圧コンデンサのキャパシタンス Ｒ回路抵抗 ｎ・昇圧用トランス巻数比 したがって、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ
、８ｄのオン時間をＴｏｎとして となるようにＬＳＣ，Ｈの値を設定する。また逆に、Ｌ
、Ｃ，Ｒで定まる固有周波数の周期の２分の１にパ’７
−Ｍ０９ＦＥＴ８ａ、８ｂおよび８ｃ、８ｄのオン時間
を設定してもよい。 また、先に述べた通り、パワーＭＯＳＦＥＴ８ｃ８ｄが
オンして、倍電圧コンデンサ７に充電される期間の回路
抵抗はマグネトロン５の抵抗分を含まないが、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ８ａ、８ｂがオンしてマグネトロン５に電気
エネルギーが供給される期間の回路抵抗はマグネトロン
５の抵抗分を含む。 このとき回路抵抗にはマグネトロン５の抵抗分として、
マグネトロン５の等価抵抗を１次側に変換した値（昇圧
トランス３の巻数比の２乗で除した値）が加わる。しか
しながら、本回路では低電圧直流電源を電源としており
、商用電源を直接整流するのと比較して、昇圧トランス
の巻数比ｎが高いことがらマグネトロン５の抵抗分は非
常に小さい。したがって、パワーＭＯ８ＦＥＴ８ａ、８
ｂがオン期間でも、またパワーＭＯ９ＦＥＴ８ｃ、８ｄ
がオン期間でも同様のスイッチング電ｉ波形が得られ、
どちらの場合であってもほぼ最大出力が得られる。 尚、本実施例においてインバータ回路２を２回路並列接
続すると、スイッチング素子のオン抵抗半減により回路
抵抗を低減できる。したがって、この場合には、第６図
に示すように、回路抵抗を小さくした分だけ、スイッチ
ング電流か大きくなり出力をアップすることができる。 さらに、スイッチング素子の１石あたりの回路電流低減
によって導通損を低減できる。また、上記インバータ回
路２の各スイッチング素子を２個以上並列接続しても、
上述と同様に回路抵抗を低減して、出力向上できる。ま
た、高速ダイオード９ａ〜９ｄについてよ、上述したと
おり、昇圧トランス３に蓄えた電磁エネルギーを直流電
源１に帰還させる働きを有するのであるが、スイッチン
グ素子としてのパワーＭＯ６ＦＥＴのスイッチング周波
数が２０ＫＨｚ程度以下の場合には、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔに等価的に組み込まれている内蔵ダイオードに、上記
高速ダイオードの働きをさせることができるので、上記
高速ダイオード９ａ〜９ｄを省くことができる。
以上のように、本発明によれば、従来とは異なり、ＤＣ
／ＡＣインバータを使用せず、またスイッチング素子の
電流波形のレベルが略零の時にをスイッチング素子をス
イッチングさせているので、安価で電力利用効率の高い
、かつ高出力であると共にスイッチング損失の小さい低
電圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路を提供でき
る。 さらに、本発明によれば、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用ｌ、ランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。 また、制御手段がブリッジインバータ回路ノ４つのスイ
ッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場合
には、上記４つのスイッチングが同時にオンして昇圧ト
ランスの１次側の回路を短絡することを防止することが
できる。
／ＡＣインバータを使用せず、またスイッチング素子の
電流波形のレベルが略零の時にをスイッチング素子をス
イッチングさせているので、安価で電力利用効率の高い
、かつ高出力であると共にスイッチング損失の小さい低
電圧入力のインバータ電子レンジの駆動回路を提供でき
る。 さらに、本発明によれば、低電圧の直流電源を直接高周
波電流に変換しているので、駆動回路の中でも最も大き
く、しかも重量のある昇圧用ｌ、ランスの小型化、軽量
化が可能となり、駆動回路のコンパクト化が図れる。 また、制御手段がブリッジインバータ回路ノ４つのスイ
ッチング素子を同時にオフする制御信号を出力する場合
には、上記４つのスイッチングが同時にオンして昇圧ト
ランスの１次側の回路を短絡することを防止することが
できる。
第１図は本発明の実施例に係るインバータ電子レンジの
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワーＭＯ８ＦＥＴのスイッチング電流波形
を示す図、第４図（ｂ）（Ｃ）は比較例のパワーＭＯ３
ＦＥＴのスイッチング電流波形を示す図、第５図は本実
施例のパワーＭＯ３ＦＥＴのスイッチング損失の説明図
、第６図は回路抵抗とスイッチング電流の関係を示す図
、第７図は従来のインバータ電子レンジの回路ブロック
図、第８図は低電圧直流電源を用いて従来のインバータ
電子レンジを駆動する方法を示す図である。 １ 直流電源、２ ・インバータ回路、３ 昇圧トラン
ス、４−・・倍電圧半波整流回路、８ａ、８ｂ ８ｃ、
８ｄ パワーＭＯ９ＦＥＴ。 １０ａ、ＩＯｂ・・スイッチング素子ドライブ回路。
駆動回路の回路図、第２図は制御回路のブロック図、第
３図は制御回路の各制御信号の波形図、第４図（ａ）は
本実施例のパワーＭＯ８ＦＥＴのスイッチング電流波形
を示す図、第４図（ｂ）（Ｃ）は比較例のパワーＭＯ３
ＦＥＴのスイッチング電流波形を示す図、第５図は本実
施例のパワーＭＯ３ＦＥＴのスイッチング損失の説明図
、第６図は回路抵抗とスイッチング電流の関係を示す図
、第７図は従来のインバータ電子レンジの回路ブロック
図、第８図は低電圧直流電源を用いて従来のインバータ
電子レンジを駆動する方法を示す図である。 １ 直流電源、２ ・インバータ回路、３ 昇圧トラン
ス、４−・・倍電圧半波整流回路、８ａ、８ｂ ８ｃ、
８ｄ パワーＭＯ９ＦＥＴ。 １０ａ、ＩＯｂ・・スイッチング素子ドライブ回路。
Claims (2)
- （１）直流をスイッチングする４つのスイッチング素子
と、上記スイッチング素子に流れる電流波形のレベルが
略零の時に、上記スイッチング素子をスイッチングさせ
る制御手段とを有するブリッジインバータ回路と、 上記インバータ回路から交流が１次側巻線に供給される
昇圧トランスと、 上記昇圧トランスの２次側巻線に接続され、マグネトロ
ンに電力を供給する倍電圧整流回路を備えたことを特徴
とするインバータ電子レンジの駆動回路。 - （２）上記制御手段は上記ブリッジインバータ回路の４
つのスイッチング素子を同時にオフする制御信号を出力
することを特徴とする請求項１に記載のインバータ電子
レンジの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2200689A JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2200689A JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487183A true JPH0487183A (ja) | 1992-03-19 |
| JP2768813B2 JP2768813B2 (ja) | 1998-06-25 |
Family
ID=16428613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2200689A Expired - Fee Related JP2768813B2 (ja) | 1990-07-26 | 1990-07-26 | インバータ電子レンジの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2768813B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100381576B1 (ko) * | 1999-12-24 | 2003-04-26 | 삼성전자주식회사 | 직류용 전자렌지의 전원회로 |
| KR20040005292A (ko) * | 2002-07-09 | 2004-01-16 | 엘지전자 주식회사 | 전자 레인지의 구동장치 |
| US6852959B1 (en) | 1999-12-09 | 2005-02-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Driving circuit of DC microwave oven and method of controlling the same |
| JP2011045151A (ja) * | 2009-07-24 | 2011-03-03 | Tdk Corp | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS552306A (en) * | 1978-06-05 | 1980-01-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Method of driving power circuit |
| JPS5853195A (ja) * | 1981-09-25 | 1983-03-29 | 東芝ライテック株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| JPS61279094A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
-
1990
- 1990-07-26 JP JP2200689A patent/JP2768813B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS552306A (en) * | 1978-06-05 | 1980-01-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Method of driving power circuit |
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| JPS61279094A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | 松下電器産業株式会社 | マグネトロン用電源装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6852959B1 (en) | 1999-12-09 | 2005-02-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Driving circuit of DC microwave oven and method of controlling the same |
| KR100381576B1 (ko) * | 1999-12-24 | 2003-04-26 | 삼성전자주식회사 | 직류용 전자렌지의 전원회로 |
| KR20040005292A (ko) * | 2002-07-09 | 2004-01-16 | 엘지전자 주식회사 | 전자 레인지의 구동장치 |
| JP2011045151A (ja) * | 2009-07-24 | 2011-03-03 | Tdk Corp | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2768813B2 (ja) | 1998-06-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |