JPH0487413A - トレーニング信号検出装置 - Google Patents
トレーニング信号検出装置Info
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- JPH0487413A JPH0487413A JP20109990A JP20109990A JPH0487413A JP H0487413 A JPH0487413 A JP H0487413A JP 20109990 A JP20109990 A JP 20109990A JP 20109990 A JP20109990 A JP 20109990A JP H0487413 A JPH0487413 A JP H0487413A
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- signal
- segment
- detection device
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は受信側モデムのトレーニング信号検出装置に関
し、特にＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ／ ｂ ｉ ｓ
セグメント３／１ （１８０°位相反転の連続）及びＶ
、２９／Ｖ、３３セグメント２／１（ＡＢ信号交互）の
各トレーニング信号を検出するトレーニング信号検出装
置に関する。
し、特にＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ／ ｂ ｉ ｓ
セグメント３／１ （１８０°位相反転の連続）及びＶ
、２９／Ｖ、３３セグメント２／１（ＡＢ信号交互）の
各トレーニング信号を検出するトレーニング信号検出装
置に関する。
［従来の技術］
ＣＣＩ ＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ型モデム及び■、２９
型モデムにおいては、送・受信モデムが通信回線を介し
て接続された後、送信側モデムは受信側モデムの各信号
処理部を初期設定するために、予め定められたトレーニ
ング信号シーケンス（ターンオンシーケンス）を送出す
る。例えば、Ｖ、２７ｔｅｒモデム、Ｖ、２９モデムに
おけるトレーニング信号シーケンスは、それぞれ第５図
（ａ）、（ｂ）に示す様に規定されている。
型モデムにおいては、送・受信モデムが通信回線を介し
て接続された後、送信側モデムは受信側モデムの各信号
処理部を初期設定するために、予め定められたトレーニ
ング信号シーケンス（ターンオンシーケンス）を送出す
る。例えば、Ｖ、２７ｔｅｒモデム、Ｖ、２９モデムに
おけるトレーニング信号シーケンスは、それぞれ第５図
（ａ）、（ｂ）に示す様に規定されている。
受信側モデムは、このトレーニング信号シーケンスを受
信して、受信部主要構成ブロックであるＡＧＣ・自動等
化量等の初期設定を行なう。図において、Ｖ、２７ｔｅ
ｒセグメント４、■、２９セグメント３は、受信側モデ
ムに備えられる自動等化器が、通信回線の逆特性を実現
しうるようにその初期設定段階でのタップ係数の調整を
行なうセグメントである。この等化器調整用セグメント
よりも時間的に早（受信されるＶ、２７ｔｅｒセグメン
ト３、■、２９セグメント２の開始時点から受信側モデ
ムの初期設定動作が行なわれる。
信して、受信部主要構成ブロックであるＡＧＣ・自動等
化量等の初期設定を行なう。図において、Ｖ、２７ｔｅ
ｒセグメント４、■、２９セグメント３は、受信側モデ
ムに備えられる自動等化器が、通信回線の逆特性を実現
しうるようにその初期設定段階でのタップ係数の調整を
行なうセグメントである。この等化器調整用セグメント
よりも時間的に早（受信されるＶ、２７ｔｅｒセグメン
ト３、■、２９セグメント２の開始時点から受信側モデ
ムの初期設定動作が行なわれる。
第２図（ａ）は、Ｖ、２７ｔｅｒ８相位相変調４８００
ｂｐｓ （１６００ボー）でのセグメント３内の復調ベ
ースバンド信号構成を表している。
ｂｐｓ （１６００ボー）でのセグメント３内の復調ベ
ースバンド信号構成を表している。
ベースバンド信号構成図上では、同図中、黒丸・で示す
ように、お互いに１８００位相が反転した信号の連続と
して受信される。第２図（ｂ）は、このセグメントでの
バスバンド受信信号の周波数成分を表している。同図に
示すように、この時のパスバンド受信信号はＶ、２７ｔ
ｅｒのキャリヤ周波数（１８００Ｈｚ）士ナイキスト周
波数（１６００／２Ｈ２）である１０００Ｈ，。
ように、お互いに１８００位相が反転した信号の連続と
して受信される。第２図（ｂ）は、このセグメントでの
バスバンド受信信号の周波数成分を表している。同図に
示すように、この時のパスバンド受信信号はＶ、２７ｔ
ｅｒのキャリヤ周波数（１８００Ｈｚ）士ナイキスト周
波数（１６００／２Ｈ２）である１０００Ｈ，。
２６００Ｈ２に輝線スペクトラムを有する。
また、第３図（ａ）は、■、２９の１６値直交振幅変調
９６００ｂｐｓ （２４００ボー）でのセグメント２内
の復調ベースバンド信号構成図を表している。伝送速度
が９６００ｂｐｓの場合、同図中、０で示すＡ点及びＢ
点の交互パターンが受信される。第３図（ｂ）は、この
時のパスバンド受信信号の周波数成分を示しており、■
、２９のキャリヤ周波数１７００Ｈ２成分及び１７００
Ｈ２±（２４００Ｈｚ／２）の５００Ｈ２成分。
９６００ｂｐｓ （２４００ボー）でのセグメント２内
の復調ベースバンド信号構成図を表している。伝送速度
が９６００ｂｐｓの場合、同図中、０で示すＡ点及びＢ
点の交互パターンが受信される。第３図（ｂ）は、この
時のパスバンド受信信号の周波数成分を示しており、■
、２９のキャリヤ周波数１７００Ｈ２成分及び１７００
Ｈ２±（２４００Ｈｚ／２）の５００Ｈ２成分。
２９００ Ｈｚ成分が輝線スペクトラムとして含まれて
いることがわかる。
いることがわかる。
次に、従来のモデム用トレーニング信号検出装置の構成
を図面を参照して以下に説明する。
を図面を参照して以下に説明する。
第４図は、従来のＶ、２７ｔｅｒ、４８００ｂｐｓ ）
レーニングシーケンスにおけるセグメント３信号検出装
置である。図において、アナログ入力端子４０に到来し
たアナログ受信信号は、Ａ／Ｄ変換器４１で９６００Ｈ
２のサンプリング周波数によってサンプリングされ、離
散値信号に変換される。この離散値信号は、乗算器４１
ａで自乗される第１のパスとｌＫＨ２，２，６ＫＨ２に
各々中心周波数を持つ帯域通過型フィルタ４２及び４３
に入力される第２のパスとに分岐する。
レーニングシーケンスにおけるセグメント３信号検出装
置である。図において、アナログ入力端子４０に到来し
たアナログ受信信号は、Ａ／Ｄ変換器４１で９６００Ｈ
２のサンプリング周波数によってサンプリングされ、離
散値信号に変換される。この離散値信号は、乗算器４１
ａで自乗される第１のパスとｌＫＨ２，２，６ＫＨ２に
各々中心周波数を持つ帯域通過型フィルタ４２及び４３
に入力される第２のパスとに分岐する。
第２のパスにおいて、各々の帯域通過フィルタ４２．４
３からの出力は、乗算器４２ａ、４３ａでそれぞれ自乗
され、加算器４４で加算される。
３からの出力は、乗算器４２ａ、４３ａでそれぞれ自乗
され、加算器４４で加算される。
そして、第１のパスにおける乗算器４１ａからの出力と
第２のパスにおける加算器４４からの出力とは、各々受
信信号のパスバンドにおける全周波数成分のパワー、受
信信号が検出目標であるセグメント内にある時に持つ特
定周波数成分のパワーとなっている。このため、両パス
の出力は、受信信号がトレーニングシーケンス中、その
検出目標であるセグメント（この従来例の場合、■、２
７ｔｅｒセグメント３）内にある時に一致し、それ以外
の時点では不一致となるので、両バスの出力の差をとり
、その値がゼロに一致する時点をもってして、検出目標
セグメントの開始時点であると判定すればよい。
第２のパスにおける加算器４４からの出力とは、各々受
信信号のパスバンドにおける全周波数成分のパワー、受
信信号が検出目標であるセグメント内にある時に持つ特
定周波数成分のパワーとなっている。このため、両パス
の出力は、受信信号がトレーニングシーケンス中、その
検出目標であるセグメント（この従来例の場合、■、２
７ｔｅｒセグメント３）内にある時に一致し、それ以外
の時点では不一致となるので、両バスの出力の差をとり
、その値がゼロに一致する時点をもってして、検出目標
セグメントの開始時点であると判定すればよい。
この従来例においては、上述の乗算器４１ａの出力に定
数α（〈１．０）を乗じた信号Ｘを第１のバスの出力と
し、第２のパスの８力信号Ｙとの差Ｙ−Ｘを加算器４５
でとり、この値を加算積分器４６で数サンプル分加算積
分し、その結果２を判定器４７に入力する。なお、加算
積分器４６で加算積分を行なうのは、雑音による誤検出
を防止するためである。そして、判定器４７は、信号２
が正の時、セグメント検出を、またＺが負の時、セグメ
ント非検出をそれぞれ示す判定信号４８を発生し、この
信号４８によって受信側モデムでは調整動作開始時点を
決定している。
数α（〈１．０）を乗じた信号Ｘを第１のバスの出力と
し、第２のパスの８力信号Ｙとの差Ｙ−Ｘを加算器４５
でとり、この値を加算積分器４６で数サンプル分加算積
分し、その結果２を判定器４７に入力する。なお、加算
積分器４６で加算積分を行なうのは、雑音による誤検出
を防止するためである。そして、判定器４７は、信号２
が正の時、セグメント検出を、またＺが負の時、セグメ
ント非検出をそれぞれ示す判定信号４８を発生し、この
信号４８によって受信側モデムでは調整動作開始時点を
決定している。
［発明が解決しようとしている課題］
しかしながら、上記従来例では、受信信号の特定周波数
成分のパワーから、全周波数成分のパワーを差し引いた
値の極性でセグメントの検圧を行なうので、受信信号に
パワーが全周波数域にわたって−様なレベルにある加法
的白色雑音が付加されている場合でも、確実に目標セグ
メントを検出することができるが、パワーのピーク値が
上述の特定周波数成分付近にある有色雑音が付加されて
いる場合や、特定周波数成分付近のシングルトーン信号
を入力する場合に、セグメントの誤検出を起こしやすい
という欠点があった。
成分のパワーから、全周波数成分のパワーを差し引いた
値の極性でセグメントの検圧を行なうので、受信信号に
パワーが全周波数域にわたって−様なレベルにある加法
的白色雑音が付加されている場合でも、確実に目標セグ
メントを検出することができるが、パワーのピーク値が
上述の特定周波数成分付近にある有色雑音が付加されて
いる場合や、特定周波数成分付近のシングルトーン信号
を入力する場合に、セグメントの誤検出を起こしやすい
という欠点があった。
また、受信側モデムの他の信号処理部と全く独立に、別
途セグメント検出装置を設けなければならないので、受
信側モデムのハードウェア規模が増大するという欠点も
あった。
途セグメント検出装置を設けなければならないので、受
信側モデムのハードウェア規模が増大するという欠点も
あった。
本発明は、上記課題を解決するために成されたもので、
簡単な構成で、検出精度の高いセグメント検出を可能と
するトレーニング信号検出装置を提供することを目的と
する。
簡単な構成で、検出精度の高いセグメント検出を可能と
するトレーニング信号検出装置を提供することを目的と
する。
［課題を解決するための手段及び作用］上記目的を達成
するために、本発明のトレーニング信号検出装置は以下
の構成からなる。即ち、送信側モデムより送出されるト
レーニングシーケンスのうち、繰り返しパターンセグメ
ントを受信側モデムで検出するトレーニング信号検出装
置であって、受信パスバンド変調信号から送受信間のサ
ンプリングタイミング位相誤差に比例する振幅値を持つ
タイミング位相誤差信号を生成するタイミング抽出手段
と、該タイミング抽出手段で生成されたタイミング位相
誤差信号の絶対値と所定の閾値とを比較する比較手段と
、該比較手段での結果に応じて前記繰り返しパターンセ
グメントを検出した断出力する出力手段とを備える。
するために、本発明のトレーニング信号検出装置は以下
の構成からなる。即ち、送信側モデムより送出されるト
レーニングシーケンスのうち、繰り返しパターンセグメ
ントを受信側モデムで検出するトレーニング信号検出装
置であって、受信パスバンド変調信号から送受信間のサ
ンプリングタイミング位相誤差に比例する振幅値を持つ
タイミング位相誤差信号を生成するタイミング抽出手段
と、該タイミング抽出手段で生成されたタイミング位相
誤差信号の絶対値と所定の閾値とを比較する比較手段と
、該比較手段での結果に応じて前記繰り返しパターンセ
グメントを検出した断出力する出力手段とを備える。
また、好ましくは、前記出力手段は、タイミング位相誤
差信号の絶対値が所定の閾値以上である期間を計数する
計数手段を含み、該計数手段で所定数を計数することに
より、繰り返しパターンセグメントを検出した断出力す
ることを一態様とする。
差信号の絶対値が所定の閾値以上である期間を計数する
計数手段を含み、該計数手段で所定数を計数することに
より、繰り返しパターンセグメントを検出した断出力す
ることを一態様とする。
［実施例］
以下、添付図面を参照して本発明に係る好適な一実施例
を詳細に説明する。
を詳細に説明する。
まず、説明に先立ち、本発明の検出原理を簡単に説明す
る。本発明は、検出目標である繰り返しパターンセグメ
ントの次のような性質に基づいている。すなわち、繰り
返しパターンセグメントはＶ、２９／Ｖ、３３（７）場
合、Ａ、Ｂ信号を、■。
る。本発明は、検出目標である繰り返しパターンセグメ
ントの次のような性質に基づいている。すなわち、繰り
返しパターンセグメントはＶ、２９／Ｖ、３３（７）場
合、Ａ、Ｂ信号を、■。
２７ ｔ ｅ ｒ ／ ｂ ｉ ｓの場合には、１８０
０位相反転信号の交互信号から成るデータパターンを有
するために、後続の等化量調整用パターンやユーザデー
タ期間等に比較して豊富なポータイミング成分を含んで
いる。そして、タイミング抽出部によって得られるポー
タイミング成分の抽出量は、全データ期間中で繰り返し
パターンセグメントの中が最も多く、その他の期間中で
は比較的少量である。よって、この抽出量に着目すれば
、従来例では誤検出を起こすような有色雑音や、シング
ルトーン信号の入力に際してもセグメントの誤検出が防
止できる。
０位相反転信号の交互信号から成るデータパターンを有
するために、後続の等化量調整用パターンやユーザデー
タ期間等に比較して豊富なポータイミング成分を含んで
いる。そして、タイミング抽出部によって得られるポー
タイミング成分の抽出量は、全データ期間中で繰り返し
パターンセグメントの中が最も多く、その他の期間中で
は比較的少量である。よって、この抽出量に着目すれば
、従来例では誤検出を起こすような有色雑音や、シング
ルトーン信号の入力に際してもセグメントの誤検出が防
止できる。
また、同期式データ伝送における受信側モデムには、送
受信間のサンプリングクロックの同期をとるためのタイ
ミング抽出・制御部は必須のものであるが、本発明に使
用されるタイミング抽出部は、従来の信号処理部におけ
るタイミング抽出部を全て共用することが可能であり、
大幅なハードウェア規模の削減を図れることとなる。
受信間のサンプリングクロックの同期をとるためのタイ
ミング抽出・制御部は必須のものであるが、本発明に使
用されるタイミング抽出部は、従来の信号処理部におけ
るタイミング抽出部を全て共用することが可能であり、
大幅なハードウェア規模の削減を図れることとなる。
次に、本実施例でのトレーニング信号の検出について第
１図を参照して以下に説明する。
１図を参照して以下に説明する。
第１図は、本実施例におけるトレーニング信号検出装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
同図中、１０は入力端子であり、伝送路からのアナログ
変調信号が到来する。１１はＡ／Ｄコンバータであり、
アナログ変調信号をサンプリングしてデジタル信号に変
換する。ここで、デジタル化された変調バスバンド信号
は、図示しない復調部へ送られるとともに、キャリヤ周
波数をｆｃ。
変調信号が到来する。１１はＡ／Ｄコンバータであり、
アナログ変調信号をサンプリングしてデジタル信号に変
換する。ここで、デジタル化された変調バスバンド信号
は、図示しない復調部へ送られるとともに、キャリヤ周
波数をｆｃ。
ボーレート周波数ｆｌ、として次に示す中心周波数を持
つ帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）１２．１３でそれぞれ
フィルタリングされる。
つ帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）１２．１３でそれぞれ
フィルタリングされる。
フィルタリングされたＢＰＦ１２，１３からの出力は、
乗算器１４で乗算され、中心周波数ｆｂのＢＰＦ１５に
入力される。
乗算器１４で乗算され、中心周波数ｆｂのＢＰＦ１５に
入力される。
上述の構成によって所望のボークイミング成分が抽出さ
れることは、以下の一連の成度形が可能なことによりわ
かる。すなわち、 ＢＰＦ１２の出力−・・ｓｌｎ （：’π（ｆｃ十二）
１）１ｌ ＢＰＦ１３の出力−ｓｉｎ （２π（ｆｃ −）ｔ）ｂ 乗算器１４の出力・−５ｉｎ （２π（ｆｃ ＋
）ｔ）・ｓｉｎ （２π（ｆｃ −）ｔ）＝ ｓｉ
ｎ （２ｉ ｆｃｔ＋ｚ ｆｂｔ）−ｓｉｎ（２ｚ
ｆｃｔ−πｆｂｔ ）＝ｃｏｓ”（πｆｅｔ）−ｃｏｓ
２（２πｆ、ｔ）＝−（ｃｏｓ （２ｘ ｆｂｔ）−
Ｃ０３（４７（ｆｃｔ））ＢＰＦ １５の出力−−−−
ｃｏｓ（２ｘ ｆｂｔ）実際の伝送では、ポータイミン
グ周波数誤差を△ｆ５として、ＢＰＦ１５の出力は、 ＣＯｓ （２π（ｆｂ＋△ｆｂ ）ｔ）に比例した余弦
波となっている。
れることは、以下の一連の成度形が可能なことによりわ
かる。すなわち、 ＢＰＦ１２の出力−・・ｓｌｎ （：’π（ｆｃ十二）
１）１ｌ ＢＰＦ１３の出力−ｓｉｎ （２π（ｆｃ −）ｔ）ｂ 乗算器１４の出力・−５ｉｎ （２π（ｆｃ ＋
）ｔ）・ｓｉｎ （２π（ｆｃ −）ｔ）＝ ｓｉ
ｎ （２ｉ ｆｃｔ＋ｚ ｆｂｔ）−ｓｉｎ（２ｚ
ｆｃｔ−πｆｂｔ ）＝ｃｏｓ”（πｆｅｔ）−ｃｏｓ
２（２πｆ、ｔ）＝−（ｃｏｓ （２ｘ ｆｂｔ）−
Ｃ０３（４７（ｆｃｔ））ＢＰＦ １５の出力−−−−
ｃｏｓ（２ｘ ｆｂｔ）実際の伝送では、ポータイミン
グ周波数誤差を△ｆ５として、ＢＰＦ１５の出力は、 ＣＯｓ （２π（ｆｂ＋△ｆｂ ）ｔ）に比例した余弦
波となっている。
このようにして得られたＢＰＦ１５の出力は、デジタル
ＰＬＬ （ＤＰＬＬ）１６に入力され、ここで基準発振
周波数信号５ｉｎ２πｆｂｔとの位相比較が行なわれる
。このＤＰＬＬ１６における信号処理動作は次の通りで
ある。
ＰＬＬ （ＤＰＬＬ）１６に入力され、ここで基準発振
周波数信号５ｉｎ２πｆｂｔとの位相比較が行なわれる
。このＤＰＬＬ１６における信号処理動作は次の通りで
ある。
すなわち、ＤＰＬＬ １６の位相比較器が乗算型とする
と、 ｃｏｓ （２ｘ （ｆｂ＋△ｆｂ）ｔ） ・ｓｉｎ ２
πｆｂｔ＝ ％ （ｓｉｎ （４πｆｂｔ＋ ２ｘ△
ｆｂｔ）−ｓｉｎ ２π△ｆｂｔ ）上式の第１項はＤ
ＰＬＬ１６に内蔵されている低域通過型フィルタ（ＬＰ
Ｆ）により除去されるとすると、結局、ＤＰＬＬ１６の
出力は、５ｉｎ２π△ｆｂｔに比例した信号、すなわち
、２π△ｆゎｔ＝△ψ（タイミング位相誤差信号）と書
くと、△ψの正弦値に比例したタイミング位相誤差信号
となっている。
と、 ｃｏｓ （２ｘ （ｆｂ＋△ｆｂ）ｔ） ・ｓｉｎ ２
πｆｂｔ＝ ％ （ｓｉｎ （４πｆｂｔ＋ ２ｘ△
ｆｂｔ）−ｓｉｎ ２π△ｆｂｔ ）上式の第１項はＤ
ＰＬＬ１６に内蔵されている低域通過型フィルタ（ＬＰ
Ｆ）により除去されるとすると、結局、ＤＰＬＬ１６の
出力は、５ｉｎ２π△ｆｂｔに比例した信号、すなわち
、２π△ｆゎｔ＝△ψ（タイミング位相誤差信号）と書
くと、△ψの正弦値に比例したタイミング位相誤差信号
となっている。
第１図中、点線で囲んだ部分は受信側モデムの主要信号
処理部の１つであるタイミング抽出部と共用化される。
処理部の１つであるタイミング抽出部と共用化される。
このタイミング位相誤差信号は、図示しないタイミング
制御部へと送られる一方、全波整流器（ＡＢＳ）１７に
入力され、ここで絶対値がとられる。
制御部へと送られる一方、全波整流器（ＡＢＳ）１７に
入力され、ここで絶対値がとられる。
１８は比較器であって、予め定められた閾値が与えられ
ており、その閾値と１ｓｉｎ（△ψ）（Ｉ・１は絶対値
）との大小関係が比較され、ｓｉｎ （△甲）１が閾値
以上の値となるサンプル値に対してカウントアツプ信号
を、閾値より小となる値のサンプル値に対してカウント
リセット信号をカウンタ１９へ出力する。このカウンタ
１９は、上述の比較器１８からの制御信号によりカウン
トアツプ、リセット動作を行ない、予め定められた個数
以上のサンプル値が連続して閾値以上の値となった時に
セグメント検出信号１９ａを後続のモデムメイン信号処
理部へ出力する。
ており、その閾値と１ｓｉｎ（△ψ）（Ｉ・１は絶対値
）との大小関係が比較され、ｓｉｎ （△甲）１が閾値
以上の値となるサンプル値に対してカウントアツプ信号
を、閾値より小となる値のサンプル値に対してカウント
リセット信号をカウンタ１９へ出力する。このカウンタ
１９は、上述の比較器１８からの制御信号によりカウン
トアツプ、リセット動作を行ない、予め定められた個数
以上のサンプル値が連続して閾値以上の値となった時に
セグメント検出信号１９ａを後続のモデムメイン信号処
理部へ出力する。
以上説明したように、検出目標である繰り返しパターン
セグメント中と、他のデータ受信時とでは、１ｓｉｎ（
△ψ）１が閾値を越えるサンプル数の個数に明確な差が
あり、その個数により確実に繰り返しパターンセグメン
トを捕捉することができる。
セグメント中と、他のデータ受信時とでは、１ｓｉｎ（
△ψ）１が閾値を越えるサンプル数の個数に明確な差が
あり、その個数により確実に繰り返しパターンセグメン
トを捕捉することができる。
従って、有色雑音・特定シングルトーン信号等による誤
検出を抑え、検出軽度の高いセグメント検出が行なえる
。また、本構成の主要部分たるタイミング抽出部は、受
信モデムのタイミング抽出・制御部と同一のものを共用
することができるので、ハードウェア規模の削減を図る
ことも可能であるという効果がある。
検出を抑え、検出軽度の高いセグメント検出が行なえる
。また、本構成の主要部分たるタイミング抽出部は、受
信モデムのタイミング抽出・制御部と同一のものを共用
することができるので、ハードウェア規模の削減を図る
ことも可能であるという効果がある。
前述した実施例では、タイミング位相誤差信号を生成す
るタイミング抽出部を狭帯域ＢＰＦとＤＰＬＬにより構
成しているが、この部分の信号処理をこれと等価な構成
のブロックで実現してもよい。
るタイミング抽出部を狭帯域ＢＰＦとＤＰＬＬにより構
成しているが、この部分の信号処理をこれと等価な構成
のブロックで実現してもよい。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、簡単な構成で、
有色雑音や特定シングルトーン信号等による誤検出を抑
え、検出精度の高いセグメント検出が可能となる。
有色雑音や特定シングルトーン信号等による誤検出を抑
え、検出精度の高いセグメント検出が可能となる。
第１図は本実施例におけるトレーニング信号検出装置の
構成を示すブロック図、 第２図（ａ）はＶ、２７ｔｅｒでのセグメント３内の復
調ベースバンド信号構成図、 第２図（ｂ）はセグメント３のバスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第３図（ａ）は■、２９でのセグメント２内の復調ベー
スバンド信号構成図、 第３図（ｂ）はセグメント２のパスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第４図は従来例でのトレーニング信号検出装置の構成を
示すブロック図、 第５図（ａ）及び（ｂ）はＶ、２７ｔｅｒ及び■、２９
モデムでのトレーニング信号シーケンスを示す図である
。 図中、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、１２，１３．１５・・
・狭帯域フィルタ、１６・・・デジタルＰＬＬ、１７・
・・全波整流器、１８・・・比較器、１９・・・カウン
タである。 第２ 図（０） １ｍ 第３ 図（０） 第 図（ｂ） 第 図（ｂ）
構成を示すブロック図、 第２図（ａ）はＶ、２７ｔｅｒでのセグメント３内の復
調ベースバンド信号構成図、 第２図（ｂ）はセグメント３のバスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第３図（ａ）は■、２９でのセグメント２内の復調ベー
スバンド信号構成図、 第３図（ｂ）はセグメント２のパスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第４図は従来例でのトレーニング信号検出装置の構成を
示すブロック図、 第５図（ａ）及び（ｂ）はＶ、２７ｔｅｒ及び■、２９
モデムでのトレーニング信号シーケンスを示す図である
。 図中、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、１２，１３．１５・・
・狭帯域フィルタ、１６・・・デジタルＰＬＬ、１７・
・・全波整流器、１８・・・比較器、１９・・・カウン
タである。 第２ 図（０） １ｍ 第３ 図（０） 第 図（ｂ） 第 図（ｂ）
Claims (2)
- （１）送信側モデムより送出されるトレーニングシーケ
ンスのうち、繰り返しパターンセグメントを受信側モデ
ムで検出するトレーニング信号検出装置であつて、 受信パスバンド変調信号から送受信間のサンプリングタ
イミング位相誤差に比例する振幅値を持つタイミング位
相誤差信号を生成するタイミング抽出手段と、 該タイミング抽出手段で生成されたタイミング位相誤差
信号の絶対値と所定の閾値とを比較する比較手段と、 該比較手段での結果に応じて前記繰り返しパターンセグ
メントを検出した旨出力する出力手段とを備えることを
特徴とするトレーニング信号検出装置。 - （２）前記出力手段は、タイミング位相誤差信号の絶対
値が所定の閾値以上である期間を計数する計数手段を含
み、該計数手段で所定数を計数することにより、繰り返
しパターンセグメントを検出した旨出力することを特徴
とする請求項第１項に記載のトレーニング信号検出装置
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20109990A JPH0487413A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | トレーニング信号検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20109990A JPH0487413A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | トレーニング信号検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487413A true JPH0487413A (ja) | 1992-03-19 |
Family
ID=16435383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20109990A Pending JPH0487413A (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | トレーニング信号検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0487413A (ja) |
-
1990
- 1990-07-31 JP JP20109990A patent/JPH0487413A/ja active Pending
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