JPH0487474A

JPH0487474A - 高圧発生回路

Info

Publication number: JPH0487474A
Application number: JP20293190A
Authority: JP
Inventors: Nobuaki Imamura; 宣明今村
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1990-07-31
Filing date: 1990-07-31
Publication date: 1992-03-19

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、高圧および水平偏向振幅の安定化手段を備え
たテレビジョン受像機やデイスプレィ装置の高圧発生回
路に関するものである。

〔従来の技術〕

最近、ニューメディア（文字多重放送、衛星放送、ＣＡ
ＴＶ）の普及に伴い、テレビジョン受像機における画面
の大型化と高精細化と低コスト化が進められている。ま
た、家庭で使用されるパーソナルコンピュータのグレー
ドアップに伴い、そのデイスプレィ装置の性能アップと
低コスト化も同様に進められている。

これらテレビジョン受像機やデイスプレィ装置のコスト
低減化に対しては、水平偏向出力回路とフライバックト
ランスを含む高圧回路とを一体化した高圧発生回路（一
般に共振りタイプの高圧発主回路と言われている）とし
て構成し、部品点数を減らすことにより前記装置の低コ
スト化が達成される。

また、陰極線管の画面の大型化と高精細化に伴う画面の
安定化に対しては、画面の水平振幅を安定化することに
より達成できる。一般に、水平偏向振幅を！、水平偏向
電流をＩｆｌ’ｉ’、高圧出力電圧をＨｖとしたとき、
ＰとＩＤヶとＨｖとの間には次の関係が成り立つ。

Ｑ　ｃｃ　Ｉ　Ｄｒ／　（Ｈｖ）””　・・・（１）つ
まり、水平偏向振幅は水平偏向電流Ｉ　ＤＹに比例し、
高圧出力電圧Ｈｖの１７２乗に反比例する。この関係に
着目して、従来から、様々な画面の安定化方法が行われ
ている。

その１つは、フライバンクトランスの低圧コイル側に設
けられるバイアス電源の一次側電流を制御して高圧出力
電圧Ｈｖを一定化し、画面振幅を安定化させるものであ
る。

しかしながら、−次側のバイアス電源の電流を制御する
方式は、−次側の電流が大電流であることと、−次側に
ダンパーダイオードを介して流れる逆方向電流を吸収す
る大容量のコンデンサが設けられることから、コンデン
サの充放電の時定数が大きくなり、必然的に高圧出力電
圧Ｈｖの安定化の応答速度が遅くなり、その上、Ｈｖが
変化すると、水平偏向電流ＩＤＹも同時に変化し、しか
もそのＩ。７への応答特性がＨｖの応答よりも速いため
、不自然な画面臼がりが生じてしまうという問題があっ
た。

このような問題をできるだけ解消するために、前記バイ
アス電源の電流の応答性をある程度遅くし、大容量の高
圧コンデンサを用いて、低周波成分に対してはバイアス
電源の電流を制御し、高周波成分に対しては前記高圧コ
ンデンサによってそのバイアス電流をバスさせる手法を
採用したものも見受けられる。しかし、低周波領域と高
周波領域との帯域ごとに制御する方式は、中間周波数領
域が制御されない空白領域となってしまい、周波数の変
化に伴い、画面が伸びたり縮んだりする現象が発生した
り、インターレスモードにおいて、フレームずれを生じ
るという問題があり、また、この画面安定化の方法では
、非常に大容量の高価なコンデンサが必要であり、装置
の低コスト化を図る上で支障があった。

一方、水平偏向電流ＩＤＹを制御する方法として、ダイ
オードモジュレータ等を採用した方式もあるが、この方
式は、もともと応答性が悪く、画面の安定化を精度良く
制御できないという同様の欠点があった。

〔発明が解決しようとする課題〕

前記のように、画面の安定化を一次側で行う方式は、簡
易な装置構成でその画面の安定化を高精度で行うには限
界があり、最近においては、高圧出力電圧Ｈｖの安定化
を行うために、当該高圧出力電圧Ｈｖの降下量に対応す
る補正電圧を直接二次側に加算する方式が採用されつつ
ある。この種の方式は、高圧安定化の応答速度が速（、
低周波から高周波にかけての大部分の周波数領域をカバ
ーでき、その上、−次側や二次側に設けられる他の３次
出力に大きな影響を与えないという長所がある。

しかしながら、水平偏向コイルのエネルギはフライバッ
クトランスから供給されているため、例えば、暗い画面
から急に明るい画面に変化したようなときには、二次側
で高圧出力電流が陰極線管側に流れるため、−次側の電
流が二次側にとられ、この結果、水平偏向電流が不足し
、画面振幅が変化するという問題が住じ、同様に、高圧
出力電圧Ｈｖの降下に対して補正電圧を加えるときに、
高圧出力電流が急に流れる際に、水平偏向電流が変化し
てしまい、画面に見苦しいうねりが発生するという問題
がある。例えば、画面の輝度変化等により二次側に高圧
出力電流が流れて高圧出力電圧が降下すると、第６図（
ａ）に示す信号パターンが同図（ロ）に示すよう番二台
形状に変形したパターンとなるが、これを二次側に補正
電圧を加算して補正しても同図（Ｃ）に示すようなうね
りが発生してしまうという問題がある。

このように、水平偏向出力回路と高圧回路とを一体化さ
せた共振りタイプの高圧発生回路では、水平偏向出力回
路はフライバックトランスを介して高圧側と接続されて
いるため、どうしても画面の耀度変化等により高圧出力
電流が流れたり、二次側に補正電圧を急に加えると必然
的に水平偏向電流が変化し、しかも、高圧出力電圧Ｈｖ
と水平偏向電流１ｆｌＹとの応答スピードが異なるため
に、高圧出力電圧の降下量を検出してその降下量に見合
う補正電圧を二次側に直接加算する方式では（−次側を
制御する方式よりは優れているのであるが、）水平偏向
電流の変化を考慮していないため、画面振幅の安定化の
上でどうしても限界が生じてしまうという問題がある。

本発明は上記従来の課題を解決するためになされたもの
であり、その目的は、二次側に補正電圧を加算して高圧
出力電圧の安定化を行う際、水平偏向振幅の変動を抑え
、画面の安定化を同時に図ることができる高圧発生回路
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するために、次のように構成さ
れている。すなわち、本発明は、偏向ヨークを備えた水
平偏向出力回路と、この水平偏向出力回路で発生したフ
ライバックパルスを昇圧して高圧出力電圧を陰極線管の
アノードに加えるフライバックトランスと、前記高圧出
力電圧を検出する高圧検出手段と、前記高圧検出手段の
検出電圧に基づく比較対象電圧と基＋！！電圧とを比較
する比較部を備え基ｆｓ電圧に対する比較対象電圧の降
下量に応じた補正電圧をフライバックトランスの高圧側
（２次側）に加える高圧安定化回路とを有する高圧発生
回路において、前記偏向ヨークを構成する水平偏向コイ
ルの偏向電流を直接的に又は間接的に電圧成分として検
出する偏向電流検出部と、この偏向電流検出部で検出さ
れた信号をピーク整流するとともに、ピーク整流電圧の
変化成分に対応する電圧を高圧検出電圧から差し引き、
この差し引かれた残りの電圧を比較対象電圧として高圧
安定化回路の前記比較部に加える比較対象電圧の生成回
路とを有することを特徴として構成されている。

〔作用〕

本発明では、回路稼動時の高圧出力電圧は高圧検出手段
により検出され、また、水平偏向コイルに流れる偏向電
流は偏向電流検出部により電圧信号として検出される。

例えば、陰極線管の画面が暗い画面から明るい画面に急
に変化すると、フライバックトランスの高圧側から陰極
線管に高圧出力電流が流れ、高圧出力電圧が降下する。

このとき、水平偏向電流に流れる電流が高圧出力電流側
に取られるため、水平偏向電流が減少する。前記垂直偏
向電圧の降下量は高圧検出手段で検出され、水平偏向電
流の変化は偏向電流検出部で電圧信号として検出される
。そして、偏向電流検出部で検出された電圧信号は例え
ば信号処理回路でピーク整流と直流成分のカットが行わ
れ、ピーク整流電圧の変化成分（水平偏向電流のピーク
整流波形の変化成分に対応する）が取り出される。

比較対象電圧の生成回路は高圧検出手段で検出された検
出電圧と信号処理回路で取り出された前記ピーク整流電
圧の変化成分との差を求めて比較対象電圧を作り出し、
これを高圧安定化回路の比較部に加える。比較部は比較
対象電圧と基準電圧とを比較し、基準電圧に対する比較
対象電圧の降下量に対応する補正電圧をフライバックト
ランスの高圧側に加え、水平偏向振幅の安定化を確保し
て高圧出力電圧の安定化を達成する。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。第
１図には本発明に係る高圧発生回路の一実施例の回路図
が示されている。この高圧発生回路は、水平偏向出力回
路１と、フライバックトランス２と、高圧検出手段とし
ての高圧検出部９と、高圧安定化回路５４と、偏向電流
検出部５５と、信号処理回路５６と、比較対象電圧の生
成回路５７とからなる。これらのうち、水平偏向出力回
路１と、フライバックトランス２と、高圧検出部９と、
高圧安定化回路５４は特開平１−１９４７６０号公報等
で公知であるので、その説明は簡略化する。

水平偏向出力回路１は、水平出力トランジスタ４と、ダ
ンパーダイオード５と、共振コンデンサ６と、水平偏向
コイル７と、８字補正コンデンサ８とからなる。水平出
力トランジスタ４は水平ドライブ回路から送られてくる
電圧パルスを受けてスイッチング作用を行い、ダンパー
ダイオード５との協同によって水平偏向コイル７に鋸歯
状波電流を加える。その一方において、共振コンデンサ
６と水平偏向コイル７はその共振作用によってフライバ
ックパルスを発生させ、これをフライバックトランス２
に加える。

フライバックトランス２はコア１０に低圧コイル１１と
高圧コイル１２を巻装したものからなり、低圧コイル１
】の一端は水平出力トランジスタ４のコレクタ側に接続
され、また、同コイル１１の他端はバイアス電源１３に
接続されている。そして、高圧コイル１２の高圧側は高
圧整流ダイオード１４を介して陰極線管１５のアノード
１６に接続され、同コイル１２の他端はＡ　Ｂ　Ｌ　（
Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ　Ｌｉｓ＋
ｉ　ｔｅｒ）側に接続されている。このフライバックト
ランス２は水平偏向出力回路１から加えられるフライバ
ックパルスを昇圧してその昇圧出力（高圧出力電圧）を
陰極線管１５のアノード１６に加えるものである。

前記高圧安定化回路５４は、基ｆ＄電圧発生回路３と、
比較部として機能する差動増幅８２２と、スイッチング
回路２３と、多倍圧回路４６と、加算電圧発生コイル２
１とからなる。加算電圧発止コイル２１は、フライバッ
クトランス２のコア１０に他のコイルと絶縁して巻装さ
れるもので、そのコイル２１の巻き始め端側には入力タ
ップ１９が設けられており、また、同コイル２１の出力
端側（巻き終り側）には出力タップ２４が設けられてい
る。この出力タップ２４は、同コイル２１で発生した加
算電圧を出力するものである。

一方、高圧コイル１２の高圧側（高圧整流ダイオード１
４のカソード側）には固定抵抗器２８の一端が接続され
、高圧出力電圧調整用の可変抵抗器ＶＲ５が直列接続さ
れて高圧出力電圧Ｈｖの高圧検出部９を構成している。

この高圧抵抗としては、フォーカス抵抗や、−船釣なブ
リーダ抵抗を兼用させても良い。そして、可変抵抗器Ｖ
Ｒ，の他端側は基準電位（図ではアース側）に接続され
ている。

前記可変抵抗器ＶＲ，はその摺動端子により高圧出力電
圧Ｈｖを検出し、この検出電圧ｅ６を比較対象電圧の生
成回路を構成する差動増幅器５７のマイナス側入力端子
に加えている。

前記基準電圧発生回路３は制御電圧発生コイル２５と、
整流器２６と、矩形波出力回路２７と、積分回路３１と
からなり、前記矩形波出力回路３７は増幅器３２とクリ
ップ回路３３からなる。

制御電圧発生コイル２５はフライバックトランス２のコ
ア１０に他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され第２
図（ａ）に示すフライバックパルス波形の制御電圧ｅｔ
を発生する。

前記整流器２６は制御電圧発生コイル２５で発生した電
圧ｅ、を整流して電圧ｅ２の正の成分のみを増幅器３２
の反転入力端、すなわち、マイナス側端子に入力する。

増幅器３２はこの入力電圧を増幅してその出力をクリッ
プ回路３３へ加える。クリップ回路３３は前記増幅器に
よって増幅された電圧波形の頭部を切断し、第２図（ｂ
）に示すように、帰線期間Ｔ、、をパルス幅とする矩形
波（本件明細書では、矩形波は長方形の波形ばかりでな
く正方形の波形をも含む広い意味で使用している）の電
圧ｅ４を作り出し、これを積分回路３１に加えている。

この積分回路３１は、矩形波電圧ｅ４を帰線期間Ｔｒの
期間に渡って積分し、第２図（Ｃ）に示すように帰線期
間の始点の位置を零とし、同期間の終点の位置でピーク
値となる右上がりの波形を作り出す。この場合、帰線期
間Ｔ１を越える範囲は積分が行われないから、波形はピ
ーク位置から放電（積分回路のコンデンサからの放電）
等により電圧波形は右上がりとなり、全体的に帰線期間
Ｔ１の終点の位置でピークとなる三角波の電圧ｅｓが作
り出される。この三角波の電圧波形はいずれの帰線期間
Ｔ１においても一定の形状を保フ。この三角波電圧ｅ、
は差動増幅器２２の第２の入力端子に加えられる。

偏向電流検出部５５は水平偏向コイル７と８字補正コン
デンサ８との接続部に接続された電圧取り出しタップか
らなり、この偏向電流検出部５５は水平偏開電流を間接
的に５字補正コンデンサ８の電圧として検出し、この検
出信号を信号処理回路５６へ加える。信号処理回路５６
は、整流ダイオード５８と、コンデンサ６０．６１と、
抵抗器６２．６３とからなる。整流ダイオード５８は偏
向電流検出部５５から加えられる検出電圧をピーク整流
する。そしてこのピーク整流信号はコンデンサ６０で平
滑される。そしてこの平滑された信号はコンデンサ６１
で直流成分がカットされ、水平偏向電圧のピーク整流波
形の変化成分が取り出され、この変化成分は差動増幅器
５７に加えられるのである。

この差動増幅器５７は、高圧検出部９から加えられる高
圧検出電圧ｅ６と、信号処理回路５６から加えられる前
記水平偏向コイル側のピーク整流電圧の変化成分との差
を求め、さらにこれを増幅して比較対象電圧ｅＣを生成
し、その比較対象電圧ｅＣを比較部として機能する差動
増幅器２２の第１の入力端子へ加える。

差動増幅器２２は三角波電圧ｅ、と前記差動増幅器５７
から加えられる比較対象電圧ｅｃとを比較しく第２図（
Ｃ））、三角波電圧ｅｓが比較対象電圧ｅＣを超える区
間Δｔだけ（図ではｔ３〜ｔ、の区間とｔ７〜ｔ９の区
間）正の定電圧となり、それ以外は走査期間をも含めて
負の一定レベルの電圧となる制御信号ｅ７をスイッチン
グ回路２３に加える。

スイッチング回８２３は、ドライブトランジスタ３４と
、ダイオード３５．３６と、抵抗器３７．３８と、コン
デンサ４０と、駆動電源４１と、−次コイル４４と二次
コイル４５を備えたドライブトランス４２と、制御トラ
ンジスタ４３とからなる。このスイッチング回路２３は
制御信号ｅ、が正の電圧のとき所定期間ゲートを開いて
第２図（５）に示すパルス電圧ｅｌ＋１を多倍圧回路４
６に加える。

前記多倍圧回路４６は第１から第３の各ダイオード４７
．４８．４９と第１から第３の各コンデンサ５０゜５Ｌ
　５２とによって構成されている。なお、５３はＡＢＬ
側と多倍圧回路４６のダイオード４７．４８間に接続さ
れるダイオードである。

本実施例は上記のように構成されており、以下、高圧出
力電圧Ｈｖの安定化作用について説明する。

例えば、第３図（ａ）に示すような、映像信号が入ると
、アノード１６に高圧出力電流■。が流れ、高圧発生部
の内部インピーダンス等により、高圧出力電圧ＨＶが降
下し、これが、第３図（ロ）に示すように、高圧検出部
９で検出される。このとき、前記の如くフライバックト
ランス２の高圧端から陰極線管１５へ高圧出力電圧１．
が流れるため、同トランス２の一次側の電流が二次側に
とられ、−次側の電流が減少し、これに伴い、水平偏向
電流Ｉゎ、が減少する。この水平偏向電流ＩＤＹは第３
図（Ｃ）のように表され、このＩＤＹの波形のピーク部
分の包絡線はＩＤ、のピーク整流波形となり、このピー
ク整流波形は高圧出力電圧Ｈｖの降下に対応して低下す
るが、Ｈｖと１□の両者の応答速度は異なる。一方、水
平偏向電圧は第３図（ｄ）に示すように変化し、そのピ
ーク値の包絡線、つまり水平偏向電圧波形のピーク整流
波形は前記水平偏向電流のピーク整流波形と対応したも
のとなり、本実施例では、水平偏向電流ＩＤＹの検出を
水平偏向電圧を間接的に検出、つまり、５字補正コンデ
ンサ８の電圧を水平偏向電流の電圧成分として間接的に
検出している。この５字補正コンデンサ８のピーク整流
電圧が水平偏向電流のピーク整流値に対応することは次
のように説明できる。

−ａに、電圧Ｅはインダクタンスしに電流Ｉの時間ｔに
よる微分値をかけたものとして表される。

Ｅ＝Ｌ　（ｄ　Ｉ／ｄ　ｔ）　　・・・（２）一方、水
平偏向出力回路の動作原理を第４図および第５図に基づ
いて説明すると、まず、第５図に示す水平偏向電流の波
形のＴ、からＴ２の区間では水平出力トランジスタ４が
オンし、水平偏向コイル７と低圧コイル１１側から電流
１１．！ｚが流れ、同時に水平偏向コイル７と低圧コイ
ル１１にエネルギが蓄えられる。次に、Ｔ２からＴ３を
経てＴ４に至る区間では水平出力トランジスタ４がオフ
すると同時に、Ｔ２からＴ３の区間では水平偏向コイル
７と低圧コイル１１とに蓄えられていたエネルギがイン
ダクタンスＬの特性でもある電流の遅れ成分として共振
コンデンサ６を充電する。陰極線管の画面が明るいとき
には、共振コンデンサ６を充電する電流は高圧側（二次
側）にとられるため減少する。水平偏向コイル７と低圧
コイル１１のインダクタンスのエネルギがすべて共振コ
ンデンサ６に移ったＴ、の時点で、逆に共振コンデンサ
６からそのエネルギが水平偏向コイル７と低圧コイル１
１に自由振動的に戻される。その際、前記のように、共
振コンデンサ６をチャージしたエネルギが減少すると、
水平偏向コイル７と低圧コイル１１に戻されるエネルギ
、電流も減少する。この戻された電流により水平偏向コ
イル７と低圧コイル１１には最初とは逆方向（極性が逆
）のエネルギを蓄える。

次にＴ４からＴ、の区間では、フライバックパルスの帰
線期間が終わり負の振動が始まろうとすると同時に、ダ
ンパーダイオード５がオンし、前記水平偏向コイル７と
低圧コイル１１に蓄えられた逆極性のエネルギは逆起電
力となってダンパーダイオード５を介してバイアス電源
１３および３字コンデンサ８のルートを通って流れ込む
。このとき、蓄えられたエネルギが減少しているので当
然に逆起電力も弱まり、流れる電流も減少することから
ダンパーダイオード５をチャージしている電荷も減少す
る。

次にＴ５からＴ６の区間では、水平出力トランジスタ４
がオンし、前記減少している３字コンデンサ８のエネル
ギがエネルギ源として水平出力トランジスタ４に電流が
流れることから、水平偏向コイル７に蓄えられるエネル
ギは少なくなる。これらＴ、からＴ６の一連の動作から
明らかなように、前記（２）式において、Ｅを３字コン
デンサ８の電圧に、Ｉを水平偏向電流に、ｔを走査期間
にそれぞれ置き換えれば、そのまま（２）式が成立する
。そのときインダクタンスしは一定であるから水平偏向
電流は８字コンデンサの電圧に対応することとなり、し
たがって、水平偏向電流を８字コンデンサの電圧として
検出できるのである。

而して、本実施例では、水平偏向電流ＩＤＹが第３図（
ｄ）に示すように８字補正コンデンサ８の電圧信号とし
て偏向電流検出部５５により検出される。

この検出信号は、信号処理回路５６に加えられ、先ず、
整流ダイオード５８により第３図（ｅ）に示すようにピ
ーク整流電圧が得られる。このピーク整流電圧は第３図
（ｄ）における電圧波形のピーク値の包絡線を取り出し
たものとなる。次に、このピーク整流電圧はコンデンサ
６１により直流成分がカットされ、第３図（ｆ）に示す
ように、ピーク整流電圧の変化成分が求められ、この変
化成分が比較対象電圧として高圧安定化回路５４の比較
部、つまり、差動増幅器５７に加えられるのである。

差動増幅器５７は、前記高圧検出部９で検出された検出
電圧ｅ６と差動増幅器５７から加えられる前記ピーク整
流電圧の変動成分との差を求め、これを信号増幅し、比
較対象電圧ｅｃとしてこれを差動増幅器２２に加える。

すなわち、前記差動増幅器５７は高圧検出部９で検出さ
れた検出電圧に水平偏向電流と等価な検出電圧の変化成
分をフィードバックし、このピーク整流電圧の変化成分
で高圧検出電圧をネガティブ的に補正するのである。つ
まり、第３図げ）において、映像信号の立ち上がり付近
においては、Ａの部分では電圧が過大状態にあり、Ｂの
部分では電圧が過少状態にあり、この映像信号の立ち上
がり近辺で水平偏向電流ＩＤＹが急激に変化し、この変
化が水平偏向振幅の変化を引き起こし、画面の曲がりを
発生させることになる。

本実施例では、このような画面の曲がりを防止するため
に、補正電圧の加算時に第３図（ｆ）のピーク整流電圧
の変化成分が生じないように比較対象電圧を作り出すの
である。すなわち、第３図げ）でＡの部分は高圧出力電
圧の加算電圧を減らすように高圧検出電圧ｅ、から差し
引き、また、Ｂの部分は電圧が不足しているのでその分
加算電圧を高くするように高圧検出電圧に加え（Ｂの負
の電圧を差し引き）、これを高圧安定化回路５４の比較
部（差動増幅器２２）に加えるのである。

差動増幅器２２は前記基準電圧発生回路３から加えられ
る三角波の基準電圧と差動増幅器５７から加えられる前
記比較対象電圧ｅｃを比較し、基準電圧に対する比較対
象電圧の降下量に対応する制御信号ｅ７をスイッチング
回路２３に加える。

スイッチング回路２３はこの制御信号ｅ７に基づき、前
記比較対象電圧の降下量に対応させて、すなわち、制御
信号ｅ７のパルス幅に対応させてゲートを開き、加算電
圧発生コイル２１で発生した加算電圧を多倍圧回路４６
を介し補正電圧として高圧コイル１２の低圧側に加算し
、高圧出力電圧Ｈｖの安定化を行うのである。

上記のように、本実施例によれば、高圧検出部９で検出
される高圧検出電圧ｅ６に、偏向電流検出部５５で検出
した５字補正コンデンサの電圧のピーク整流電圧の変化
成分をネガティブ的にフィードバックして前記高圧検出
電圧ｅ６からその変化成分を差し引いて比較対象電圧ｅ
ｃを作り出し、基準電圧に対するこの比較対象電圧ｅｃ
の降下量に対応する電圧を補正電圧としてフライバック
トランスの二次側に加算しているから、映像信号が流れ
る等により生じる高圧出力電圧の降下量と水平偏向電流
のピーク整流波形の変化とのバランスがとられ、これに
より、高圧出力電圧の補正に際して水平偏向振幅の変化
が生じるということがなくなり、例えば、第６図（ｂ）
のパターンを補正したとき、第６図（ｄ）に示すように
、画面臼がりを生じることがない高圧出力電圧の安定化
制御が可能となる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることはなく、様
々な実施の態様を採り得る。例えば、上い実施例では、
水平偏向電流を３字コンデンサ８の電圧として取り出し
ているが、水平偏向電流を直接検出するようにしてもよ
い。この場合は、例えば、３字コンデンサ８と接地線と
の間等、水平偏向コイル７と直列に抵抗器を接続し、こ
の抵抗器の両端間の電圧を水平偏向電流の検出信号とし
て取り出せばよい。

また、上記実施例では高圧安定化回路５４をスイッチン
グ回路２３を用いてパルス幅制御方式の回路としている
が、この高圧安定化回路５４は、比較対象電圧と基準電
圧との比較値に基づいて補正電圧をフライバックトラン
ス２の高圧側（二次側）に加算する方式の回路であれば
、他の任意の回路構成とすることができる。

〔発明の効果〕

本発明は、水平偏向電流を電圧成分として検出し、高圧
検出部で検出される高圧検出電圧に水平偏向電流の前記
電圧検出信号をピーク整流した変化成分をネガティブ的
にフィードバックして比較対象電圧を作り出し、この比
較対象電圧と基準電圧とを比較し、比較対象電圧の基準
電圧に対する降下量に対応する補正電圧をフライバック
トランスの高圧側に加算するように構成したものである
から、高圧側の高圧出力電圧の変化と水平偏向振幅の変
化とをバランスよく対応させることが可能となる。これ
により、補正電圧を高圧側に加算することによって画面
臼がりなく水平偏向振幅の安定化を達成することが可能
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高圧発生回路の一実施例を示す回
路図、第２図は同実施例の動作を示すタイムチャート、
第３図は同実施例における高圧安定化制御の作用説明図
、第４図は水平偏向出力回路の共振動作を説明するため
の回路図、第５図は水平偏向電流の波形図、第６図は陰
極線管の画面の各種パターンを信号パターンとともに示
す説明図である。１・・・水平偏向出力回路、２・・・フライバックトラ
ンス、３・・・基準電圧発生回路、４・・・水平出力ト
ランジスタ、５・・・ダンパーダイオード、６・・・共
振コンデンサ、７・・・水平偏向コイル、８・・・５字
補正コンデンサ、９・・・高圧検出部、１０・・・コア
、１１・・・低圧コイル、１２・・・高圧コイル、１３
・・・バイアス電源、１４・・・高圧整流ダイオード、
１５・・・陰極線管、１６・・・アノード、１９・・・
入力タップ、２１・・・加算電圧発生コイル、２２・・
・差動増幅器（比較部）　、２３−・・スイッチング回
路、２４・・・出力タップ、２５・・・制御電圧発生コ
イル、２６・・・整流器、２７・・・矩形波出力回路、
２８・・・固定抵抗器、３１・・・積分回路、３２・・
・増幅器、３３・・・クリップ回路、３４・・・ドライ
ブトランジスタ、３５．３６−・・ダイオード、３７．
３８・・・抵抗器、４０・・・コンデンサ、４１・・・
駆動電源、４２・・・ドライブトランス、４３・・・制
御トランジスタ、４４・・・−次コイル、４５・・・二
次コイル、４６・・・多倍圧回路、４７．４８．４９・
・・ダイオード、５０．５１゜５２・・・コンデンサ、
５４・・・高圧安定化回路、５５・・・偏向電流検出部
、５６・・・信号処理回路、５７・・・比較対象電圧の
生成回路（差動増幅器）５８・・・整流ダイオ− ド、６０゜６１・・・コンデンサ、６２゜６３・・・抵抗器。

Claims

【特許請求の範囲】

偏向ヨークを備えた水平偏向出力回路と、この水平偏向
出力回路で発生したフライバックパルスを昇圧して高圧
出力電圧を陰極線管のアノードに加えるフライバックト
ランスと、前記高圧出力電圧を検出する高圧検出手段と
、前記高圧検出手段の検出電圧に基づく比較対象電圧と
基準電圧とを比較する比較部を備え基準電圧に対する比
較対象電圧の降下量に応じた補正電圧をフライバックト
ランスの高圧側（２次側）に加える高圧安定化回路とを
有する高圧発生回路において、前記偏向ヨークを構成す
る水平偏向コイルの偏向電流を直接的に又は間接的に電
圧成分として検出する偏向電流検出部と、この偏向電流
検出部で検出された信号をピーク整流するとともに、ピ
ーク整流電圧の変化成分に対応する電圧を高圧検出電圧
から差し引き、この差し引かれた残りの電圧を比較対象
電圧として高圧安定化回路の前記比較部に加える比較対
象電圧の生成回路とを有することを特徴とする高圧発生
回路。