JPH0420075A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラウン管のアノードに加える高圧出力電圧
の安定化手段が設けられている高圧発生回路に関するも
のである。

〔従来の技術〕

周知のように、フライバックトランスの高圧側からブラ
ウン管へ高圧出力電流が流れると、高圧出力電圧が低下
し、高圧レギュレーションが悪化し、画面に対称歪が現
れたりしてブラウン管の画面の大型化と高精細化に対応
できなくなるという問題が生しる。このような問題を解
消するために、最近では、゛高圧レギュレーションの改
善手段を備えた高圧発生回路が用いられるようになって
来ている。

第５図および第６図にはレギュレーション特性の改善策
、つまり、高圧出力電圧の安定化の手段が用いられた高
圧発生回路が示されている。一般に、高圧発生回路は、
水平偏向出力回路ｌとフライバックトランス２を備えて
おり、水平偏向出力回路１は図示されていない水平ドラ
イブ回路からの電圧パルスを受けて、鋸歯状波の水平偏
向電流を水平偏向コイル３に加える一方において、フラ
イバックパルスを発生させ、これをフライバックトラン
ス２に加える。フライバックトランス２はフライバック
パルスを昇圧し、高圧出力電圧をブラウン管のアノード
へ加えるものである。

第５図に示す高圧安定化手段４は高圧出力電圧をプリー
ダ抵抗器５を通して検出し、この検出電圧を比較器６に
おいて電源７により与えられている基準電圧と比較し、
基準電圧よりも検出電圧が低下した時にはその低下分に
応じた動作電圧を制御トランジスタ８のベースに加えて
同トランジスタ８を駆動し、別途の補正電圧発生手段か
ら制御トランジスタ８のコレクタ側に加えられる補正電
圧をフライバックトランス２の低圧コイルＩＯの低圧側
に加え、フライバックトランス２の高圧コイル１１から
ブラウン管のアノードに加えられる高圧出力電圧の安定
化を図るものである。

また、第６図に示す高圧安定化手段４は可飽和リアクタ
を用いて構成されている。すなわち、プリーダ抵抗器５
を通って検出される高圧出力電圧の検出電圧は、第５図
の場合と同様に比較器６によって比較され、検出電圧が
基準電圧よりも低下した時に、比較器６から可飽和リア
クタ１２のコイル１２ａに検出電圧の低下分に相当する
電流が供給され、コイル１２ａ側が飽和し、可飽和リア
クタ１２のコイル１２ｂ側のインダクタンスを下げる。

この結果、コレクタパルスのパルス幅が狭くなり、コレ
クタパレスの波高値が高くなる結果、高圧コイル１１側
で昇圧されるパルス電圧が大きくなり、高圧出力電圧の
安定化が行われるのである。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、第５図および第６図に示す回路は、いず
れもフライバックトランス２の一次側の電流をコントロ
ールするように構成したものであるから、−次側を流れ
る制御電流が大きくなり、補正電流を発生する回路に大
電力用の素子や大型のトランスが必要となり、装置が大
型となり、装置コストも高価になるという問題があった
。

また、第５図および第６図に示すように、低圧コイル１
０に対して水平偏向コイル３を並列に配置すると、この
−次側に高圧出力電圧の変動に対応して変化する補正電
流が流れるため、電圧変動やフライバτ・クパルスのパ
ルス幅の変動が一次側に生じ、これにより偏向電流の振
幅が変わり、ブラウン管の画面振幅に悪影響を与えると
いう問題があった。

さらに、高圧出力電圧の変動に対応させて一次側に加え
る補正電圧は直流に平滑する必要があり、このため、第
５図および第６図に示す回路ではダンパーダイオード１
３を介して流れる逆方向の電流を逆電流吸収コンデンサ
１４を用いて吸収させているが、この種のコンデンサ１
４には大容置のものが必要となり、このため、逆電流吸
収コンデンサ１４の充放電の時定数が大きくなり、高圧
安定化制御の応答速度が遅くなるという問題があった。

さらに、フライバックトランスを用いた高圧発止回路で
は、一般的に、フライバックトランスのコアに三次巻線
を巻き、この三次巻線から、例えば、垂直偏向回路の電
源電圧やその他の回路の電源電圧を取り出したり、ある
いは、フライバックパルスをＡＦＣ回路の基準周波数等
の信号として取り出すことがよく行われているが、前記
のように、フライバックトランスの一次側に補正電圧を
加える方式では、フライバックパルスの電圧やパルス幅
が変わるため、三次巻線から電源電圧やＡＦＣあるいは
ＢＬＫのパルス信号を取り出すのができなくなり、これ
を実現するためには、水平偏向コイル！１と同様な回路
を当該水平偏向出力回路ｌに並列に設ける等の工夫が必
要であり、回路が複雑となり、コストも高価になるとい
う問題があった。

このような問題を解消するために、高圧出力電圧の変動
を補正する補正電圧をフライバックトランスの二次側、
つまり、高圧側に加える方式も考えられるが、そうする
と、フライバックトランスのコアに三次巻線を巻いてこ
の三次巻線からＡＦＣパルスを取り出すとき、高圧側に
流れる補正電流の影響が三次巻線側に及ぼし、ＡＦＣパ
ルスの波形に歪が発生し、例えば、この波形歪による水
平発振回路の発振信号の位相遅れにより第４図に示すよ
うに、ＡＦＣパルスの歪発生部分で、局部的な画面歪（
非対称歪）が現れるという新たな問題が生じる。

本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたも
のであり、その目的は、フライバックトランスの一次側
に補正電圧を加えることに起因する前記各種の問題を解
消し、高圧出力電圧の安定化制御を行うことができると
ともに、三次巻線からＡＦＣパルスを取り出した場合に
も、ＡＦＣパルスの歪波形に起因する非対称画面歪を解
消することができる高圧発生回路を提供することにある
。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するために、次のように構成さ
れている。すなわち、本発明は、低圧コイルと高圧コイ
ルとが巻装されているフライバンクトランスのコアの低
圧側にはＡＦＣパルスを取り出す三次コイルが巻装され
、この三次コイルから積分回路を介してＡＦＣパルスが
水平ＡＦＣに加えられるとともに、フライバックトラン
スのコアの高圧側には補正電圧を発生させる補正電圧発
生コイルが巻装され、高圧コイルから陰極線管に加えら
れる高圧出力電圧の変動の検出信号に基づいて前記補正
電圧発生コイルで発生した補正電圧を制御してフライバ
ックトランスの高圧側に加え、高圧出力電圧を安定化す
る方式の高圧発生回路であって、フライバックトランス
の高圧側から補正電圧成分を取り出してこれをパルス波
形の電圧に変換する信号変換回路と、この信号変換され
たパルス波形によって前記積分回路の時定数を変化させ
前記補正電圧発生コイルに電流が流れることに起因して
発生するＡＦＣパルスの波形歪に伴う画面歪を補正する
時定数制御回路とを有することを特徴として構成されて
いる。

〔作用〕

本発明では、高圧出力電圧が低下すると、これが高圧出
力電圧の検出手段により検出され、補正電圧発生コイル
で発生した補正電圧を制御して高圧出力電圧の低下分だ
け加算することにより、高圧出力電圧の安定化が行われ
る。

この補正電圧の加算動作に際し、フライバックトランス
の高圧側に電流が流れ、この電流の変化を受けて、三次
巻線から取り出されるＡＦＣパルスの波形が歪むが、こ
の波形歪が生じたＡＦＣパルスは積分回路を介して水平
ＡＦＣに加えられる。

一方、信号変換回路はフライバックトランスの高圧側か
ら補正電圧成分を取り出し、これをパルス波形の電圧に
変換する。つまり、ＡＦＣパルスに乗った歪成分のパル
スと逆極性のパルス電圧を作り出す、このパルス電圧が
時定数制御回路に加えられることで、時定数制御回路は
積分回路の時定数を変化させる。例えば、ＡＦＣパルス
の波形歪によりＡＦＣパルスの位相遅れが生じる場合に
は、時定数制御回路はＡＦＣパルスの位相が進む方向に
積分回路の時定数を変化させ、ＡＦＣパルスの歪に伴う
ＡＦＣパルスの位相のずれを補正し、ＡＦＣパルスの歪
に起因する画面の非対称局部歪を補正するのである。

〔実施例〕

以下、本発明に係る高圧発生回路の一実施例を図面に基
づいて説明する。第１図には本発明に係る高圧発生回路
の一実施例の回路図が示されている０本実施例の回路は
、フライバックトランス２と、高圧出力電圧の検出手段
としての可変抵抗器１５と、高圧制御手段Ｉ６と、多倍
圧回路１７と、ＡＦＣパルスを発生する三次コイル４１
と、ＡＦＣパルスを積分する積分回路４２と、ＡＦＣパ
ルスと図示されていない同期回路から加えられる同期信
号とを同期させる水平ＡＦＣ４３と、信号変換回路４４
と、時定数制御回路４５とを主要構成要素として形成さ
れている。

フライバックトランス２はコア１８に低圧コイル１０ト
高圧コイル１１とを巻装してなり、低圧コイル１０には
従来例と同様に、水平偏向出力回路１が接続されている
。高圧コイルＵは複数の整流ダイオード２０を用いて複
数のコイル部分に分割されており、各コイル部分は層間
絶縁紙を介して高圧ボビンに積層巻きされている。フラ
イバックトランスの高圧端からブラウン管のアノード（
図示せず）に供給される高圧出力電圧はブリーダ抵抗器
５を通して高圧検出手段としての可変抵抗器１５により
検出され、この検出結果は後述する比較増幅器２１に加
えられている。

前記高圧制御手段１６は、フライバックトランス２のコ
ア１８を利用して高圧側に巻装され補正電圧ｅ＋　　（
第２図（ｈ））を発生する補正電圧発生コイル１９と、
基準パルス発生コイル２２と、増幅器２３と、クリップ
回路２４と、積分回路２５と、比較増幅器２１と、反転
増幅器２６と、スイッチング動作制御回路２７と、スイ
ッチング回路２８と、補正電圧供給部３０とを主要構成
要素としている。この高圧制御手段１６の回路は、例え
ば、特開平１−２９８８７３号公報において公知であり
、詳細な説明は省略し、簡単にその構成および動作を説
明する。

基準パルス発生コイル２２はフライバックトランス２の
コア１８に他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され、
第２図（ａ）に示すフライバックパルス波形のパルス電
圧ｅ２を発生する。このパルス電圧ｅ２は整流器３１で
負の成分がカットされ、電圧ｅ２の正の成分を増幅器２
３の反転入力端、すなわち、マイナス側端子に加える。

増幅器２３はこの入力電圧を増幅してその出力をクリッ
プ回路２４へ加える。クリップ回路２４は前記増幅器２
３によって増幅された電圧波形の頭部を切断し、第２図
（ｂ）に示すように、帰線期間Ｔｒをパルス幅とする矩
形波の電圧ｅユを作り出し、これを積分回路２５に加え
る。積分回路２５は矩形波電圧ｅ３を帰線期間Ｔｒの全
期間にわたって積分し、第２図（ｃ）に示すように、帰
線期間の始点の位置を０とし、同期間の終点の位置でピ
ーク値となる右上がりの波形を作り出す。この場合、帰
線期間Ｔｒを越える範囲は積分が行われないから、波形
はピーク位置から放電等により右下がりの電圧波形とな
り、全体的に帰線期間Ｔｒの終点の位置でピークとなる
三角波の電圧ｅ、が作り出される。

比較増幅器２１は三角波電圧ｅｓと前記可変抵抗器１５
から加えられる検出電圧ｅ、とを比較しく第２図（ｃ）
）、三角波電圧ｅｓが検出電圧ｅ、を越える区間で、負
（０を含む）の定電圧となり、それ以外は走査期間をも
含めて正の一定レベルの電圧となる制御信号ｅ”ｒ　　
（第２図（ｄ））を反転増幅器２６に加える。この反転
増幅器２６によって正負が反転された出力信号ｅ＝　　
（第２図（ｆ））はスイッチング回路２８に加えられる
（この場合、ｅ、の波形を反転増幅　器２６で反転する
とｅｌ、の波形（第２図（ｅ））となるが、ｔ４〜ｔ５
およびｔ、〜ｔｏｏの期間は走査期間Ｔｓに入っており
、パワートランジスタ３３がカットオフするので、結果
的にはｅｌの波形の電圧がスイッチング回路２８に加え
られる）、スイッチング回路２８は反転増幅器２６から
加えられる電圧ｅ、が正の時に、補正電圧供給部３０に
動作信号を加える。

補正電圧供給部３０はドライブトランス３２と、パワー
トランジスタ３３を主要構成要素としており、前記スイ
ッチング回路２８からの動作信号はドライブトランス３
２の一部側コイル３４に加えられる。この時、ドライブ
トランス３２の二次側コイル３５にパワートランジスタ
３３を駆動するベース電流が流れ、パワートランジスタ
３３はオンして補正電圧発生コイル１９で発生した電圧
ｅ、のうちオン期間の電圧ｅ１□（第２図（ｉ））を補
正電圧として出力する。

多倍圧回路１７はＡＣ側コンデンサ３７と、ＤＣ側コン
デンサ３８．３９と、複数のダイオード４０とを有して
構成され、パワートランジスタ３３のエミッタ側から加
えられる補正電圧を倍圧してこれを高圧出力電圧に加え
るのである。すなわち、多倍圧回路１７は、最初の帰線
期間では第１図のａのルートで電流が流れ、ＤＣ側コン
デンサ３８にパワートランジスタ３３のコレクタ側に発
生する補正パルス電圧Ｃ１の正側の電圧ＥのうちＥ、□
（第２図（ｉ））をチャージする０次に、走査期間では
、ｂのルートで電流が流れる。次に再び帰線期間になる
と、ａのルートで電流が流れ、ＤＣ側のコンデンサ３９
に２Ｅ、２の電圧がチャージされ、パワートランジスタ
３３から供給される補正電圧を２倍に増幅してフライバ
ックトランス２の高圧端に加えるのである。

この実施例の回路では、高圧出力電圧が低下すればする
ほど検出電圧ｅ＆が下がり、第２図（Ｃ）かられかるよ
うに、三角波電圧ｅｓを切る区間が長くなり、電圧ｅ、
の正の部分のパルス幅が広くなり、パワートランジスタ
３３のオン期間が長くなるから、第２図（Ｃ）に示すよ
うに、高圧出力電圧に加えられる補正電圧ｅ＋ｘが大き
くなる。

逆に、高圧出力電圧の低下が小さい時には、電圧ｅ＄の
正のパルス幅も狭くなり、パワートランジスタ３３のオ
ン期間も短くなるから、高圧出力電圧に加えられる補正
電圧ｅ１□の大きさも小さくなる。

このように、本実施例では、パルス幅制御により、高圧
出力電圧の変動の大きさに応じて補正電圧を加え、高圧
出力電圧の安定化を図り、同時に高圧変動に起因する画
面の対称歪を防止する。

本実施例のスイッチング動作制御回路２７は、トランジ
スタを含み、高圧出力電圧が大きく低下して、検出電圧
ｅ４が三角波電圧ｅ５の立ち上がり位置の０電圧よりも
低下した時に、基準パルス発生コイル２２と増幅器２３
との間に設けられる抵抗器３６から加えられる第２図（
ｇ）に示すような波形を利用して、帰線期間の全期間ス
イッチング回路２８から動作信号をドライブトランス３
２に供給させ、帰線期間の全期間にわたりパワートラン
ジスタ３３をオンさせ、補正電圧を多倍圧回路１７を介
して高圧出力電圧に加える。

ところで、補正電圧供給部３０から加えられる補正電圧
を多倍圧回路１７で倍圧する場合、その倍圧出力を本実
施例のように、直接高圧コイル１１の高圧端に加える方
式と、高圧コイル１１の低圧端に加える方式とが考えら
れる０倍圧出力を高圧コイル１１の低圧端に加える方式
は、補正電圧を高圧出力電圧に供給するための高圧コイ
ル１１を通る電流がインピーダンスの高い高圧コイル１
１を通る際に遅れが生じ、結果的には高圧コイルのり一
ケージインダクタンスの影響による高圧電流の遅れとし
て、あるいは、フライバックトランス２の分布容量によ
って構成される積分回路による補正電圧の遅れとして、
補正電圧の印加の過渡応答が遅れるという現象が生じる
。

これに対し、本実施例では、多倍圧回路１７で倍圧した
補正電圧を、高圧コイル１１を通さずに、直接、高圧出
力電圧に印加することで、高圧コイルを通る時の遅れが
生じない、すなわち、本実施例では、補正電圧を多倍圧
回路１７のＡＣ側コンデンサ３７の進相性を利用して高
圧コイル１１の高圧端にバイパスさせることで過渡応答
の遅れは全く生しない。従って、例えば、ビデオ信号が
流れる等して、ビーム電流、すなわち、高圧出力電流が
、第３図（ａ）の波形として示されるとき、この高圧出
力電流が流れることにより、フライバンクトランス単体
では第３図（ｂ）に示すような高圧出力電圧の変動が生
じるが、このとき、前記多倍圧回路１７で倍圧された補
正電圧（第３図（ｅ））が高圧出力電圧に加えられる結
果、第３図（ｃ）に示すように、補正電圧が加えられた
高圧出力電圧には、わずかな電圧の低下分が残るだけと
なり、より効果的な高圧出力電圧の安定化制御が行われ
る。

この高圧出力電圧の安定化により高圧レギユレーシヨン
特性の改善と、高圧の変動によって生じる画面の対称歪
の防止を図ることができるのである。

ところで、コア１８には低圧側に三次コイル４１が他の
コイルと絶縁状態で巻装されている。この三次コイル４
１の高圧側（巻き終わり側）は積分回路４２に接続され
ている。この積分回路４２は、抵抗器４６とコンデンサ
４７．４８の回路からなり、積分回路４２の出力側は水
平ＡＦＣ４３に接続されている。前記三次コイル４１は
ＡＦＣパルスを発生し、これを積分回路４２に加える。

積分回路４２は、ＡＦＣパルスを積分し、ノイズ成分を
除去してこれを水平ＡＦＣ４３に加える。水平ＡＦＣ４
３は前記積分回路４２を介して加えられるＡＦＣパルス
（フライバックパルス）と図示されていない同期回路か
ら加えられる同期信号との水平同期を取る。

ところで、本実施例のように、高圧出力電圧の安定化を
図るために、補正電圧を高圧コイル１１の高圧側に加え
る回路構成にすると、補正電圧を発生する際に補正電圧
発生コイル１９に電流が流れるため、この電流の変化を
受けて三次コイル４１から取り出すＡＦＣパルスに波形
歪が発生し、この波形歪により、水平ＡＦＣ４３での水
平同期が侵され、第３図（ｄ）および第４図に示すよう
に、例えば水平発振回路の位相遅れにより、ＡＦＣパル
スの歪の部分で局部的に非対称歪が発生するという問題
が生じる０本実施例ではこの非対称歪を解消するために
、補正電圧成分の取り出し部５０と、信号変換回路４４
と、時定数制御回路４５とが設けられている。

前記補正電圧成分の取り出し部５０は、ダイオード４９
と、コンデンサ５１と、分割抵抗器５２．５３とからな
り、分割抵抗器５２．５３の直列回路はコンデンサ５１
と並列に接続されており、この分割抵抗器５２と５３と
の接続部に補正電圧成分の取り出し端子５４が設けられ
ている。すなわち、コンデンサ５１の両端に発生する補
正電圧成分を分割抵抗器５２．５３により分割し、この
分割した補正電圧成分を端子５４から取り出し、これを
信号変換回路４４に加えている。

信号変換回路４４は、本実施例では微分回路により構成
されており、この微分回路で補正電圧成分は微分されて
第３図（ｆ）に示すようなＡＦＣパルスの歪成分のパル
スとは逆極性のパルス波形に変換され、このパルス波形
の信号が時定数制御回路４５に加えられる０時定数制御
回路４５は、本実施例ではトランジスタにより構成され
ており、前記信号変換回路４４から第３図Ｃｒ＞に示す
ようなパルス信号がトランジスタのベースに加えられる
ことにより、積分回路４２の時定数を変化させる。積分
回路４２の時定数は抵抗器４６の抵抗値Ｒと直列に接続
されているコンデンサ４７．４８の容量Ｃによって設定
されている。

前記時定数制御回路４５として機能するトランジスタ５
５のコレクタはコンデンサ４７と４８との接続部に接続
され、またエミッタはコンデンサ４８の他端側、つまり
、アースに接続されている。前記水平ＡＦＣ４３は積分
回路４２の時定数が大きくなるに従い発振周波数が高く
なる方式と、これとは逆に積分回路４２の時定数が大き
くなるにつれて発振周波数が低くなる方式のものがあり
、たとえば、時定数が大きくなるにつれ発振周波数が高
くなるタイプの水平ＡＦＣ４３である場合には、第３図
（ｆ）に示すパルス波形の信号がトランジスタ５５のベ
ースに加えられると、電圧が高いパルスＡの部分でトラ
ンジスタ５５に加えられるベース電圧が高くなり、トラ
ンジスタ５５がオンする結果、積分回路４２のＣＲの時
定数が高くなり、図示されていない水平発振回路の発振
位相が進み、第３図（ｇ）に示すように、パルスＡの部
分で陰極線管の画面をＡ′で示すように、つまり、第４
図の画面臼がり方向とは逆方向に曲がり歪を発生する。

この結果、ＡＦＣパルスの歪波形に伴う水平発振回路の
発振位相の遅れは前記信号変換回路４４から加えられる
パルス波形信号による積分回路４２の時定数変化による
発振位相の進みによってキャンセルされ、前記補正電圧
発生コイル１９に流れる電流の変化に基づく画面の非対
称局部歪は効果的に補正され、画面歪のない高精細な画
面が得られるのである。

なお、水平ＡＦＣ４３が、積分回路４２の時定数を大き
くすると発振周波数が低くなり、水平発振回路の位相が
遅れるタイプのもののときには、ＡＦＣパルスの波形歪
により水平発振回路の位相進みによる画面歪が生じたと
きには、信号変換回路４４からのパルス信号を受けて時
定数制御回路４５を動作させ、積分回路４２の時定数を
大きくして水平発振回路の位相を遅れる方向に制御する
ことにより、ＡＦＣパルスの波形歪に起因する画面の非
対称歪を同様に解消することができる。

本発明は上記実施例に限定されることはなく、様々な実
施の態様を採り得る０例えば、上記実施例では、高圧制
御手段１６をパルス幅制御方式の回路で構成したが、高
圧制御手段は高圧出力電圧の検出結果に基づき、補正電
圧をフライバックトランス２“の高圧側に加えることが
できる回路構成であれば他の任意の回路を採用すること
が可能である。

また、上記実施例では、補正電圧成分の取り出しを多倍
圧回路１７の手前側、つまり、パワートランジスタ３３
の出力側で行っているが、この補正電圧成分の取り出し
は、補正電圧発生コイル１９に流れる電流の変化を電圧
変化として取り出すことができる部分であればフライバ
ックトランス２の高圧側のいずれの部分から取り出して
もよく、例えば、高圧出力電圧を取り込むプリーダ抵抗
器５を通して取り出してもよい。

〔発明の効果〕

本発明は、高圧出力電圧の低下分をフライバックトラン
スの二次側に加える方式であるから、フライバックトラ
ンスの一次側に影響を与えることがなく、−次側に補正
電流を加えることによる従来の各種の問題を効果的に解
消して高圧出力電圧のスタテックおよびダイナミックの
レギュレーションの改善を図り、高圧出力電圧の安定化
を図ることが可能となる。

また、本発明は、高圧出力電圧の補正成分を取り出して
これを信号変換回路によりパルス波形信号に変換し、こ
のパルス波形信号を受けて時定数制御回路は水平ＡＦＣ
側の積分回路の時定数をＡＦＣパルスの歪による方向と
は逆方向に変化させるように構成したから、この時定数
変化制御により、たとえ補正電圧の発生に際し補正電圧
発生コイルに流れる電流の変化に起因して三次コイルが
影響を受け、この三次コイルから取り出されるＡＦＣパ
ルスの波形が歪んで陰極線管の６面に非対称歪を発生さ
せようとしても、前記時定数制御回路による積分回路の
時定数変化制御によりその非対称歪は効果的に補正され
、非対称歪のない高精細の画面を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る高圧発生回路の一実施例を示す回
路図、第２図は同実施例における各回路部分の波形図、
第３図は同実施例における高圧出力電圧と画面の非対称
歪の補正作用を示す説明図、第４図はＡＦＣパルスの波
形歪によって生じる画面の非対称パターンの一例を示す
説明図、第５図および第６図は従来の一般的な高圧安定
化手段を備えた高圧発生回路の回路図である。 ｌ・・・水平偏向出力回路、２・−・フライバックトラ
ンス、３・・・水平偏向コイル、４・・・高圧安定化手
段５・・・プリーダ抵抗器、６・・・比較器、７・・・
電源、８・・・制御トランジスタ、１０・・・低圧コイ
ル、１１・−・高圧コイル、１２−・可飽和リアクタ、
１２ａ、１２ｂ・・・コイル、１３・・・ダンパーダイ
オード、１４・・−逆電流吸収コンデンサ、１５・・・
可変抵抗器、１６・・・高圧制御手段、１７・・・多倍
圧回路、１８・・・コア、１９・・・補正電圧発生コイ
ル、２０−・整流ダイオード、２１・・・比較増幅器、
２２・・・基準パルス発生コイル、２３・・・増幅器、
２４・・・クリップ回路、２５・・・積分回路、２６・
・・比較増幅器、２７・・・スイッチング動作制御回路
、２８・・・スイッチング回路、３０・・・補正電圧供
給部、３１・・・整流器、３２・・・ドライブトランス
、３３・・・パワートランジスタ、３４・・・−次側コ
イル、３５・・・二次側コイル、３７・・・ＡＣ側コン
デンサ、３８．３９・・・Ｄ（、（ＩＪコンデンサ、４
０・・・ダイオード、４１・−・三次コイル、４２・・
・積分回路、４３・・・水平ＡＦＣ１４４・−・信号変
換回路、４５・・・時定数制御回路、４６・・・抵抗器
、４７．４８・・・コンデンサ、４９・・・ダイオード
、５０・・・補正電圧成分の取り出し部、５１・・・コ
ンデンサ、５２．５３−・・分割抵抗器、５４・・・取
り出し端子、５５・・・トランジスタ。 出願人　　株式会社　村田製作所 代理人　　弁理士　　五十嵐　清 第 図 第 図 第 日 茅 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 低圧コイルと高圧コイルとが巻装されているフライバッ
   クトランスのコアの低圧側にはＡＦＣパルスを取り出す
   三次コイルが巻装され、この三次コイルから積分回路を
   介してＡＦＣパルスが水平ＡＦＣに加えられるとともに
   、フライバックトランスのコアの高圧側には補正電圧を
   発生させる補正電圧発生コイルが巻装され、高圧コイル
   から陰極線管に加えられる高圧出力電圧の変動の検出信
   号に基づいて前記補正電圧発生コイルで発生した補正電
   圧を制御してフライバックトランスの高圧側に加え、高
   圧出力電圧を安定化する方式の高圧発生回路であって、
   フライバックトランスの高圧側から補正電圧成分を取り
   出してこれをパルス波形の電圧に変換する信号変換回路
   と、この信号変換されたパルス波形によって前記積分回
   路の時定数を変化させ前記補正電圧発生コイルに電流が
   流れることに起因して発生するＡＦＣパルスの波形歪に
   伴う画面歪を補正する時定数制御回路とを有する高圧発
   生回路。