JPH0491693A - ブラシレスモータの駆動方法 - Google Patents
ブラシレスモータの駆動方法Info
- Publication number
- JPH0491693A JPH0491693A JP2207434A JP20743490A JPH0491693A JP H0491693 A JPH0491693 A JP H0491693A JP 2207434 A JP2207434 A JP 2207434A JP 20743490 A JP20743490 A JP 20743490A JP H0491693 A JPH0491693 A JP H0491693A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- brushless motor
- equation
- signal
- armature winding
- magnetic flux
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はブラシレスモータに係り、ブラシレスモータの
一次磁束を所定の値に保ちながら電機子巻線に流れる電
流を検出し 前記信号を変換して得られる信号により磁
石回転子と電機子巻線との相対的な位置を検出して転流
信号を得ることによって、負荷に対応しながら起動から
過渡及び定常運転まで速やかな運転を行なうためのブラ
シレスモータの駆動方法に関するものであａ 従来の技術 通家 ブラシレスモータはその回転子の磁極位置を検出
するための磁極位置検出器が必要であも例えばこのブラ
シレスモータを空調機の圧縮機に用いる場合、高温高圧
条件下で前記検出器の信頼性が保証できないために前記
検出器を用いる方式では圧縮器の駆動は不可能であっ九
従ってこの場合は前記磁極位置検出器を用いず電機子
巻線に誘起される電圧信号を検出し この検出信号を変
換して得られる信号に基ずいて転流信号を生成する方法
が用いられてき島 そして、前記転流信号に基ずいて回
転数を検出し 負荷に対応するために常にフィードバッ
ク制御を行いながらブラシレスモータ駆動を行なってい
も 発明が解決しようとする課題 しかし 前記の電機子巻線に誘起される電圧信号を利用
する方法は次のような問題点を有してい特へ 低回転駆
動時は前記電機子巻線に誘起される電圧信号が小さいた
め外的雑音の影響を受けやすく検出精度や安定性に欠け
るという問題があった また 電機子巻線に誘起される電圧信号を検出するため
モータが回転していることが前提となも一般的には駆動
初期は電機子巻線に強制回転磁界を与え 回転子がこの
回転磁界によって回転し電機子巻線に電圧信号が十分に
誘起された後に前記電圧信号をもとに転流信号を得る方
式に切り替える方法をとっていた よって、駆動方法に
は強制回転運転期間と転流信号による運転期間があり、
停止状態からの立ち上げ時は途中で前記期間の切り替え
を行なっていた よって、負荷の状態によっては切り替
えに失敗することがあったさらく 強制回転運転期間で
は電機子巻線に大電流が流れるため回転子磁石の減磁を
招いたり、モータ駆動用のパワートランジスタに過大な
負担を強いることとなり構成素子容量の大型化や信頼上
記課題を解決するために本発明は次に示す構成をとも 中性点非接地に結線された三相電機子巻線と、直流電源
と、前記電機子巻線への電流を通電 遮断する半導体ス
イッチング素子群と、磁石回転子及び電機子巻線を有す
るブラシレスモータと、回転数指令手段と、前記電機子
巻線に流れる電流を検出し電圧信号に変換する電流検出
手段と、前記電圧信号を次段での演算量に変換する電流
変換手段と、所定の演算を行なう演算手段と、演算結果
を座標変換する座標変換手段と、この信号をもとに前記
半導体スイッチング素子群にスイッチング指令を行なう
ＰＷＭ制御手段より構成されるブラシレスモータの駆動
装置である。
一次磁束を所定の値に保ちながら電機子巻線に流れる電
流を検出し 前記信号を変換して得られる信号により磁
石回転子と電機子巻線との相対的な位置を検出して転流
信号を得ることによって、負荷に対応しながら起動から
過渡及び定常運転まで速やかな運転を行なうためのブラ
シレスモータの駆動方法に関するものであａ 従来の技術 通家 ブラシレスモータはその回転子の磁極位置を検出
するための磁極位置検出器が必要であも例えばこのブラ
シレスモータを空調機の圧縮機に用いる場合、高温高圧
条件下で前記検出器の信頼性が保証できないために前記
検出器を用いる方式では圧縮器の駆動は不可能であっ九
従ってこの場合は前記磁極位置検出器を用いず電機子
巻線に誘起される電圧信号を検出し この検出信号を変
換して得られる信号に基ずいて転流信号を生成する方法
が用いられてき島 そして、前記転流信号に基ずいて回
転数を検出し 負荷に対応するために常にフィードバッ
ク制御を行いながらブラシレスモータ駆動を行なってい
も 発明が解決しようとする課題 しかし 前記の電機子巻線に誘起される電圧信号を利用
する方法は次のような問題点を有してい特へ 低回転駆
動時は前記電機子巻線に誘起される電圧信号が小さいた
め外的雑音の影響を受けやすく検出精度や安定性に欠け
るという問題があった また 電機子巻線に誘起される電圧信号を検出するため
モータが回転していることが前提となも一般的には駆動
初期は電機子巻線に強制回転磁界を与え 回転子がこの
回転磁界によって回転し電機子巻線に電圧信号が十分に
誘起された後に前記電圧信号をもとに転流信号を得る方
式に切り替える方法をとっていた よって、駆動方法に
は強制回転運転期間と転流信号による運転期間があり、
停止状態からの立ち上げ時は途中で前記期間の切り替え
を行なっていた よって、負荷の状態によっては切り替
えに失敗することがあったさらく 強制回転運転期間で
は電機子巻線に大電流が流れるため回転子磁石の減磁を
招いたり、モータ駆動用のパワートランジスタに過大な
負担を強いることとなり構成素子容量の大型化や信頼上
記課題を解決するために本発明は次に示す構成をとも 中性点非接地に結線された三相電機子巻線と、直流電源
と、前記電機子巻線への電流を通電 遮断する半導体ス
イッチング素子群と、磁石回転子及び電機子巻線を有す
るブラシレスモータと、回転数指令手段と、前記電機子
巻線に流れる電流を検出し電圧信号に変換する電流検出
手段と、前記電圧信号を次段での演算量に変換する電流
変換手段と、所定の演算を行なう演算手段と、演算結果
を座標変換する座標変換手段と、この信号をもとに前記
半導体スイッチング素子群にスイッチング指令を行なう
ＰＷＭ制御手段より構成されるブラシレスモータの駆動
装置である。
作用
本発明は上記した構成により、ブラシレスモータの起、
動から過渡及び定常運転まで一貫した制御理論に基ずい
て負荷に対応しながら高い制御性能を実現することとな
ム 実施例 以下、本発明の実施例について図面を参考に説明すも
第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置のブロック図である。
動から過渡及び定常運転まで一貫した制御理論に基ずい
て負荷に対応しながら高い制御性能を実現することとな
ム 実施例 以下、本発明の実施例について図面を参考に説明すも
第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置のブロック図である。
第１図において、 ｌは直流型＃ ２は半導体スイッチ
ング素子、 ３はブラシレスモータ、 ４は電機予巻［
５は磁石回転子、 ６は電流検出手段、７はパルス幅変
調量比 ８は電流変換手段、 ９は座標変換手段、 １
０は演算量Ｑ １１は回転数指令手段 １２は磁束指
令平成 １３は起動指令手段である。
ング素子、 ３はブラシレスモータ、 ４は電機予巻［
５は磁石回転子、 ６は電流検出手段、７はパルス幅変
調量比 ８は電流変換手段、 ９は座標変換手段、 １
０は演算量Ｑ １１は回転数指令手段 １２は磁束指
令平成 １３は起動指令手段である。
以下に本発明の制御方法について説明すもブラシレスモ
ータの電機子巻線ｉｕ、 ｉｖを電流検出手段によっ
て電流値に比例した電圧信号として検出し これを電流
変換手段８によって次の（１）式に示す変換を行なう。
ータの電機子巻線ｉｕ、 ｉｖを電流検出手段によっ
て電流値に比例した電圧信号として検出し これを電流
変換手段８によって次の（１）式に示す変換を行なう。
θ＋＝ （ｗ＋ｄｔ、ｗ＋：インバータ角周波数電流変
換手段によって変換して得られたｌγ、ｌδは演算手段
１０に人力される。−人 演算手段１０にはブラシレス
モータの回転数の指令値であるｗ、°と一次磁束の設定
値Δδが入力される。
換手段によって変換して得られたｌγ、ｌδは演算手段
１０に人力される。−人 演算手段１０にはブラシレス
モータの回転数の指令値であるｗ、°と一次磁束の設定
値Δδが入力される。
演算手段は以下に示す制御式によってブラシレスモータ
に加えるべき電圧ｖ７．ｖδ、θ１を演算すム 改番へ
座標変換手段によって前記ｖ７．ｖδ、θ１からパル
ス幅変調手段にスイッチング信号生成のための信号波ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅ−を出力すａ パルス幅変調手段（よ イ
ンバータの出力電圧が直流電圧Ｖｄに影響されないよう
にフィードバックを行なっていも 次に 制御式について以下に説明すも 第２図において、 Ｔ−δ軸はブラシレスモータの電機
子巻線が作る回転磁界と同期して回転する座標系であも
いま、 ｃｉ−ｑ軸に対して図２に示すようにγ−δ
軸が角度φだけ進んでいるとすムこの時のブラシレスモ
ータの電圧方程式は（２）式となａ λ ｐｙ＝Ｌ＋１ｒ−Ａθｓｉｎφ λ ｐδ＝Ｌ＋ ｉ δ＋ＡθｃｏｓφＲ＋＋Ｌ＋Ｐ
：電機子巻線のインピーダンスへ〇：界磁磁束に比例す
る定数 λｐγ、λｐδは一次磁束鎖交数のγおよびδ軸成分で
あも ここで、−次磁束λｐ７． λｐδを（３）式
のように制御する場合の特性について説明すも λｐ７＝Ｑ、λｐδ＝Ａδ ・・・・（３）便宜上
（４）式のように記すとブラシレスモータのトルクτは
極対数をｎとして（５）式となムλｒ＝−Ａθｓｉｎφ
、λδ＝Ａθｃｏｓφ−−−−（４）τ＝ｎ（λδＩＴ
−λ７ｉδ） ＝ｎ［（λｐδ−Ｌ＋ｉδ）・１ｒ−（λｐｒ−Ｌ１１
γ）・ｌ δコ ＝ｎ（λｐδｉ７−λｐｙｉδ）−・−（５）＝ｎＡδ
ｉγ よって、 ｉ７に比例したトルクが得られもまた 一方
（６）式より（７）式が得られる。
に加えるべき電圧ｖ７．ｖδ、θ１を演算すム 改番へ
座標変換手段によって前記ｖ７．ｖδ、θ１からパル
ス幅変調手段にスイッチング信号生成のための信号波ｅ
ｕ、ｅｖ、ｅ−を出力すａ パルス幅変調手段（よ イ
ンバータの出力電圧が直流電圧Ｖｄに影響されないよう
にフィードバックを行なっていも 次に 制御式について以下に説明すも 第２図において、 Ｔ−δ軸はブラシレスモータの電機
子巻線が作る回転磁界と同期して回転する座標系であも
いま、 ｃｉ−ｑ軸に対して図２に示すようにγ−δ
軸が角度φだけ進んでいるとすムこの時のブラシレスモ
ータの電圧方程式は（２）式となａ λ ｐｙ＝Ｌ＋１ｒ−Ａθｓｉｎφ λ ｐδ＝Ｌ＋ ｉ δ＋ＡθｃｏｓφＲ＋＋Ｌ＋Ｐ
：電機子巻線のインピーダンスへ〇：界磁磁束に比例す
る定数 λｐγ、λｐδは一次磁束鎖交数のγおよびδ軸成分で
あも ここで、−次磁束λｐ７． λｐδを（３）式
のように制御する場合の特性について説明すも λｐ７＝Ｑ、λｐδ＝Ａδ ・・・・（３）便宜上
（４）式のように記すとブラシレスモータのトルクτは
極対数をｎとして（５）式となムλｒ＝−Ａθｓｉｎφ
、λδ＝Ａθｃｏｓφ−−−−（４）τ＝ｎ（λδＩＴ
−λ７ｉδ） ＝ｎ［（λｐδ−Ｌ＋ｉδ）・１ｒ−（λｐｒ−Ｌ１１
γ）・ｌ δコ ＝ｎ（λｐδｉ７−λｐｙｉδ）−・−（５）＝ｎＡδ
ｉγ よって、 ｉ７に比例したトルクが得られもまた 一方
（６）式より（７）式が得られる。
λｐｒ＝Ｌ１ｉｒ＋λ７＝ｏ・・・・（６）ｌθ°は設
定値であり、後に説明するように運転時にはφ＝−π／
６〜π／６にあるので（８）式が成立す４ ブラシレスモータの角速度をｗｍとすれば（９）式が成
立するからインバータ周波数Ｗ１をきめるループにｌγ
をフィードバックすればよし〜Ｗ Ｉ＝ ｎ Ｗｆｆｌ
＋φ −−−−（９）ここまで
前記（３）式を仮定した力（つぎに（３）式を実現する
制御方法について述べも λｐδ＝Ｌ＋ｉδ＋λｐδ ・・・・（１０）（
１０）式を（２）式に代入し 整理すると（１１）式に
なム る。
定値であり、後に説明するように運転時にはφ＝−π／
６〜π／６にあるので（８）式が成立す４ ブラシレスモータの角速度をｗｍとすれば（９）式が成
立するからインバータ周波数Ｗ１をきめるループにｌγ
をフィードバックすればよし〜Ｗ Ｉ＝ ｎ Ｗｆｆｌ
＋φ −−−−（９）ここまで
前記（３）式を仮定した力（つぎに（３）式を実現する
制御方法について述べも λｐδ＝Ｌ＋ｉδ＋λｐδ ・・・・（１０）（
１０）式を（２）式に代入し 整理すると（１１）式に
なム る。
Ｐλδ＝−Ａθｓｉｎφ ・ φ
ニーＡθφ ・ φ”＝ Ｐ（Ｌ＋ｉ θ°φ”
／２）ニーＰ（Ｌ＋ｉｒ’／２・ ｌ θ°）・・・・
（ｌ ２）よって、ここで補助変数として（１３）式
を導入Ｌ （１２）式を（１４）式のように書き改め
もλ ｐδ＝ Ｌ ＋ （ｉ δ−ｉ ｒ”／２・
ｌ θ°）・・・・ （１３）もし 電機子抵抗Ｒが既
知であれＥ（１４）式の右辺の第２項内を０にするよう
に ｖ７．ｖδを定めることができる。すなわ板 それ
らをｖ７Ｖδ°と記すと（１５）式が成立すも ｖ ７”＝＝Ｒｉ ７＋ｗ＋λｐδ−Ｗｌλｐδ＝Ｒｉ
７十ｗ＋Ｌ＋ ｉθ”＋ｗ＋Ｌ＋ （ｉ ｒ’／２ｉ
θ°−１δ）Ｖδ゛＝Ｒ１δ−にδλｐδ＝Ｒｉ δ
＋にδＬ１（ｉｒ”／２ｉ θ°−１δ） ・・・・ （１５） この隊 −次磁束制御系は固有値（１６）式をもつ安定
な系として動作することがわかムλ１．λ２−−にδ／
２± （Ｋδ／２）” ｗ＋”ここで、−次磁束は安
定かつ敏速に制御可能であるとして運転周波数Ｗ１をど
のように制御すればよいかを以下に示す。
／２）ニーＰ（Ｌ＋ｉｒ’／２・ ｌ θ°）・・・・
（ｌ ２）よって、ここで補助変数として（１３）式
を導入Ｌ （１２）式を（１４）式のように書き改め
もλ ｐδ＝ Ｌ ＋ （ｉ δ−ｉ ｒ”／２・
ｌ θ°）・・・・ （１３）もし 電機子抵抗Ｒが既
知であれＥ（１４）式の右辺の第２項内を０にするよう
に ｖ７．ｖδを定めることができる。すなわ板 それ
らをｖ７Ｖδ°と記すと（１５）式が成立すも ｖ ７”＝＝Ｒｉ ７＋ｗ＋λｐδ−Ｗｌλｐδ＝Ｒｉ
７十ｗ＋Ｌ＋ ｉθ”＋ｗ＋Ｌ＋ （ｉ ｒ’／２ｉ
θ°−１δ）Ｖδ゛＝Ｒ１δ−にδλｐδ＝Ｒｉ δ
＋にδＬ１（ｉｒ”／２ｉ θ°−１δ） ・・・・ （１５） この隊 −次磁束制御系は固有値（１６）式をもつ安定
な系として動作することがわかムλ１．λ２−−にδ／
２± （Ｋδ／２）” ｗ＋”ここで、−次磁束は安
定かつ敏速に制御可能であるとして運転周波数Ｗ１をど
のように制御すればよいかを以下に示す。
ｗｍ＝ｗｍθで運転しているモータに 新しい速度指令
ｗｍ“（＝ｗｍ１）が与えられると磁束指令手段がｎｗ
ｍθからｎ Ｗ ｍ Ｉに直線的に増加する一次磁束指
令Ｗ１°を作ａ もＬ ｗ＋°でブラシレスモータを運
転すれば −次磁束が適正に与えられてｋ 乱調や脱調
などの不安定現象に陥る危険があム そこで、相差角φ
に関係する量をフィードバックして系の安定化を図も ここで、 （１７）式から（１８）式のように制御する
場合の系の安定性を以下に示す。
ｗｍ“（＝ｗｍ１）が与えられると磁束指令手段がｎｗ
ｍθからｎ Ｗ ｍ Ｉに直線的に増加する一次磁束指
令Ｗ１°を作ａ もＬ ｗ＋°でブラシレスモータを運
転すれば −次磁束が適正に与えられてｋ 乱調や脱調
などの不安定現象に陥る危険があム そこで、相差角φ
に関係する量をフィードバックして系の安定化を図も ここで、 （１７）式から（１８）式のように制御する
場合の系の安定性を以下に示す。
λｐｒ＝ｏよりλγ＝−Ｌ＋ｉ７二−Ａθφ・・・・（
１７） Ｗｌ ＝ＷＩ°＋（Ｋｐλ７ ＋ Ｋ ＩλＴ）”−・
・ （１８）（１８）式の括弧内がフィードバック項で
、Ｋｐとに、はＰＩ補償器のゲインに相当している。
１７） Ｗｌ ＝ＷＩ°＋（Ｋｐλ７ ＋ Ｋ ＩλＴ）”−・
・ （１８）（１８）式の括弧内がフィードバック項で
、Ｋｐとに、はＰＩ補償器のゲインに相当している。
な耘 （１９）式から（２０）式となり、ｊ＝ｏ、λ７
＝Ｑとなる定常状態では ｎｗｍはＷ１°十Ｋ ＋λγ
に等しく、負荷によって変動す４ λδ＝λδθ＋λδなどとし 任意の動作点（Ｗ、θ、
λγθ、 λδθ）のまわりの微小変化分に対する方
程式を求めも （４）式よりＰλＴ＝−φλδである。またφθ＝０と
すれば ・・・・ （２０） に対する方程式は（２１）式となも ７＋ｎ″ｗｍ”−ｎｗｍ）λδθ 、“、Ｐλγ＝Ａ（１−に＋λＴ δθＷ―） Ａ＝（１＋Ｋｐλδθ）−１ ｎλδθＷｍ”十ｎλ ・・・・ （２１） −Ｘ 慣性負荷を仮定すると（２２）式から（２３）
式が得られも ＪＰｗ＝ｎＡθｉ ７・・・・（２２）Ｐｗａ＝ｎＡ
θ／Ｊ ・ １ｒ＝−ｎＡ θ／ Ｌ ＋ Ｊ・
λＴ ・・・・（２３）（２
４）式を用いて前記（２２）式（２３）式を書くと（２
５）式となる。
＝Ｑとなる定常状態では ｎｗｍはＷ１°十Ｋ ＋λγ
に等しく、負荷によって変動す４ λδ＝λδθ＋λδなどとし 任意の動作点（Ｗ、θ、
λγθ、 λδθ）のまわりの微小変化分に対する方
程式を求めも （４）式よりＰλＴ＝−φλδである。またφθ＝０と
すれば ・・・・ （２０） に対する方程式は（２１）式となも ７＋ｎ″ｗｍ”−ｎｗｍ）λδθ 、“、Ｐλγ＝Ａ（１−に＋λＴ δθＷ―） Ａ＝（１＋Ｋｐλδθ）−１ ｎλδθＷｍ”十ｎλ ・・・・ （２１） −Ｘ 慣性負荷を仮定すると（２２）式から（２３）
式が得られも ＪＰｗ＝ｎＡθｉ ７・・・・（２２）Ｐｗａ＝ｎＡ
θ／Ｊ ・ １ｒ＝−ｎＡ θ／ Ｌ ＋ Ｊ・
λＴ ・・・・（２３）（２
４）式を用いて前記（２２）式（２３）式を書くと（２
５）式となる。
λ７＝−Ｌ＋ｉ７ −１°（２４）
λδθ＝ＡθＣＯＳφであるからφが一π／６〜π／６
ではλδθ〉０となり、系は全域で安定であム 上述のようにブラシレスモータのトルクに比例するを制
御することによって起動から過渡及び定常運転に至るま
で一貫した制御理論に基すいて安定したブラシレスモー
タの駆動を行なうことができる。
λδθ＝ＡθＣＯＳφであるからφが一π／６〜π／６
ではλδθ〉０となり、系は全域で安定であム 上述のようにブラシレスモータのトルクに比例するを制
御することによって起動から過渡及び定常運転に至るま
で一貫した制御理論に基すいて安定したブラシレスモー
タの駆動を行なうことができる。
本実施例では電流変換手段、演算手段、座標変換手段を
用いている力（一部または全てをマイクロコンピュータ
によって行ってもよい。
用いている力（一部または全てをマイクロコンピュータ
によって行ってもよい。
発明の効果
以上のように本発明は前記構成により前記制御式に基ず
いて制御を行なうことによって起動から過渡及び定常運
転に至るまで一貫した制御理論に基ずいて安定したブラ
シレスモータの駆動を行なうことができる。よって、従
来のように強制回転運転期間と転流信号による運転期間
を切り替える必要がないため起動時の脱調を防ぐことが
できもまた 起動時には必要な起動トルクに合った指令
値を与えることができるので、従来方式のように電機子
巻線に必要以上の過大な電流が流れたり、モータ駆動用
のパワートランジスタに過大な負荷を強いることが避け
られも
いて制御を行なうことによって起動から過渡及び定常運
転に至るまで一貫した制御理論に基ずいて安定したブラ
シレスモータの駆動を行なうことができる。よって、従
来のように強制回転運転期間と転流信号による運転期間
を切り替える必要がないため起動時の脱調を防ぐことが
できもまた 起動時には必要な起動トルクに合った指令
値を与えることができるので、従来方式のように電機子
巻線に必要以上の過大な電流が流れたり、モータ駆動用
のパワートランジスタに過大な負荷を強いることが避け
られも
第１図は本発明の一実施例における構成医 第２図は回
転子と電機子巻線の位置関係を示す説明図であ４ １・・・・直流型＃ ２・・・・半導体スイッチング素
子、 ３・・・・ブラシレスモー久 ４・・・・電機子
巻線５・・・・磁石回転子、 ６・・・・電流検出素子
、 ７・・・・パルス幅変調手洗 ８・・・・電流変換
手段、 ９・・・・座標変換手段、 １０・・・・演算
手段、 １１・・・・回転数指令手取 １２・・・・磁
束指令手段、 １３・・・・起動指令量比 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名第１図 ａ漬電漕 午＠捧スイッ子ン２ｇ１子 づうシしスｔ−９ 電蝕テ瞥締 磁石回転子 宝 士 ？！ 記 乎 殿 ｌぐルヌを轟寥訓手設 電流食ゆ手段 度 憬 ！ ゆ 手 ６ ｆｆｉ１１号役 回転歓■１釜号核 磁φ指９亨６ 起ｈ１藁嘗乎段
転子と電機子巻線の位置関係を示す説明図であ４ １・・・・直流型＃ ２・・・・半導体スイッチング素
子、 ３・・・・ブラシレスモー久 ４・・・・電機子
巻線５・・・・磁石回転子、 ６・・・・電流検出素子
、 ７・・・・パルス幅変調手洗 ８・・・・電流変換
手段、 ９・・・・座標変換手段、 １０・・・・演算
手段、 １１・・・・回転数指令手取 １２・・・・磁
束指令手段、 １３・・・・起動指令量比 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名第１図 ａ漬電漕 午＠捧スイッ子ン２ｇ１子 づうシしスｔ−９ 電蝕テ瞥締 磁石回転子 宝 士 ？！ 記 乎 殿 ｌぐルヌを轟寥訓手設 電流食ゆ手段 度 憬 ！ ゆ 手 ６ ｆｆｉ１１号役 回転歓■１釜号核 磁φ指９亨６ 起ｈ１藁嘗乎段
Claims (1)
- 磁石回転子および電機子巻線を有するブラシレスモータ
の一次磁束を所定の値に保ちながら電機子巻線電流を三
相のうち二相以上検出し、前記検出信号を回転磁界と同
期して回転する座標系の軸方向成分に各々分解して得ら
れる信号成分のうち一方のトルクに比例する信号成分に
よって磁石回転子と電機子巻線の相差角を推定して回転
子位置検出を行ない前記ブラシレスモータの転流信号を
生成するブラシレスモータの駆動方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2207434A JPH0491693A (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | ブラシレスモータの駆動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2207434A JPH0491693A (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | ブラシレスモータの駆動方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0491693A true JPH0491693A (ja) | 1992-03-25 |
Family
ID=16539705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2207434A Pending JPH0491693A (ja) | 1990-08-03 | 1990-08-03 | ブラシレスモータの駆動方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0491693A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050992A1 (fr) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Procede de commande de moteur synchrone |
| WO2014034291A1 (ja) | 2012-08-30 | 2014-03-06 | ダイキン工業株式会社 | 電動機制御装置 |
| WO2014069188A1 (ja) | 2012-10-31 | 2014-05-08 | ダイキン工業株式会社 | 一次磁束制御方法 |
-
1990
- 1990-08-03 JP JP2207434A patent/JPH0491693A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050992A1 (fr) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Procede de commande de moteur synchrone |
| WO2014034291A1 (ja) | 2012-08-30 | 2014-03-06 | ダイキン工業株式会社 | 電動機制御装置 |
| US9479100B2 (en) | 2012-08-30 | 2016-10-25 | Daikin Industries, Ltd. | Electric motor controller |
| WO2014069188A1 (ja) | 2012-10-31 | 2014-05-08 | ダイキン工業株式会社 | 一次磁束制御方法 |
| RU2606637C2 (ru) * | 2012-10-31 | 2017-01-10 | Дайкин Индастриз, Лтд. | Способ управления первичным магнитным потоком |
| US10110150B2 (en) | 2012-10-31 | 2018-10-23 | Daikin Industries, Ltd. | Primary magnetic flux control method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Marino et al. | Global adaptive output feedback control of induction motors with uncertain rotor resistance | |
| Bolognani et al. | Extended-range PMSM sensorless speed drive based on stochastic filtering | |
| Tomita et al. | New sensorless control for brushless DC motors using disturbance observers and adaptive velocity estimations | |
| Liu et al. | A strategy for improving reliability of field-oriented controlled induction motor drives | |
| US5166593A (en) | Closed-loop torque feedback for a universal field-oriented controller | |
| EP4008054A1 (en) | Bldc motor controller/driver | |
| JP2003284389A (ja) | ステッピングモータの駆動装置 | |
| US20020021105A1 (en) | Sensorless vector control apparatus and method thereof | |
| Boldea et al. | “Active flux” orientation vector sensorless control of IPMSM | |
| JPH0491693A (ja) | ブラシレスモータの駆動方法 | |
| Mary et al. | Design and implementation of the control system for an inverter-fed synchronous motor drive | |
| Nagel et al. | Rotating vector methods for sensorless, smooth torque control of a switched reluctance motor drive | |
| JPS598155B2 (ja) | インバ−タ装置の制御回路 | |
| JP2887320B2 (ja) | ブラシレスモータの起動方法及び起動装置 | |
| JPH03235695A (ja) | ブラシレスモータの起動方法及び起動装置 | |
| Gastli et al. | A new stator-flux-oriented speed-sensorless control algorithm for general purpose induction motor drive | |
| Majeed | Sensorless field oriented control of induction motor drive using extended Kalman Filter (EKF) | |
| JP2778816B2 (ja) | センサレス・スピンドルモータ制御回路 | |
| Prakash et al. | Active Disturbance Rejection Control-Based Speed Control of Sensorless BLDC Motor | |
| JPH03107394A (ja) | ブラシレスモータの起動方法及び起動装置 | |
| JP3293590B2 (ja) | 高電圧駆動ブラシレスモータ | |
| Leonhard | Control of induction motor drives | |
| Hortman et al. | Nonlinear observer-based speed control of a synchronous reluctance motor | |
| JPH06269189A (ja) | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 | |
| JPH1118498A (ja) | サーボモータ制御装置 |